KR102024606B1 - 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, 인터리브(interleaved) 역률 제어부를 포함하는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하는 것으로, 적어도 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 역률 제어부; 상기 정류부와 역률 제어부 사이에 위치하는 전류 감지부; 상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터; 상기 역률 제어부의 각 컨버터 채널에 연결되는 감지 저항; 상기 감지 저항에 연결되는 저역 통과 필터; 및 상기 전류 감지부에서 감지된 입력 전류와 상기 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율을 계산하여 상기 역률 제어부의 각 컨버터 채널을 통하여 출력되는 전류가 일정하도록 제어하는 제어부를 포함하여 구성될 수 있다.

Description

전력 변환 장치 및 그 제어 방법 {Power transforming apparatus and method for controlling the same}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, 인터리브(interleaved) 역률 제어부를 포함하는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 공기 조화기의 압축기는 모터를 구동원으로 이용하고 있다. 이러한 모터에는 전력 변환 장치로부터 교류 전력이 공급된다.
이와 같은 전력 변환 장치는 주로, 정류부, 역률 제어부 및 인버터를 포함하는 것으로 일반적으로 알려져 있다.
우선, 상용 전원으로부터 출력되는 교류의 상용 전압은, 정류부에 의하여 정류된다. 이러한 정류부에서 정류된 전압은 인버터에 공급된다. 이때, 인버터에서는 정류부에서 출력된 전압을 이용하여 모터를 구동하기 위한 교류 전력을 생성한다.
경우에 따라, 정류부와 인버터 사이에는 역률 개선을 위한 직류-직류 컨버터(DC-DC converter)가 구비될 수 있다.
이러한 컨버터는 다수의 채널을 구비하는 인터리브 형태로 구성될 수 있다. 이와 같은 인터리브 컨버터를 전체 총합 입력 전류로 제어하게 되면 리액터의 인덕턴스 및 내부 ESR 값 산포 그리고 구동부의 스위칭 특성 차이로 인해 각 컨버터 채널에 흐르는 전류가 불균형하게 흐를 수 있다.
이러한 불균형을 개선하기 위해 각 컨버터 채널마다 센서를 연결하여 개별제어를 할 수도 있으나, 이와 같은 개별제어를 위해서는 제작 비용이 증가할 수 있다.
또한, 각 컨버터 채널마다 불균형 문제를 해결하기 위해 스위칭 소자 과전류 오류 감지를 위한 감지 저항을 이용하여 전류를 읽게 되면 듀티(Duty)가 작은 구간에서는 전류가 감지되지 않는 문제가 있다.
따라서, 이와 같은 문제점을 해결하여 각 컨버터 채널을 균등 제어하기 위한 방안이 요구된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 인터리브 컨버터를 포함하는 전력 변환 장치에 있어서, 각 컨버터 채널의 전류를 균등 제어할 수 있는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법을 제공하고자 한다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제1관점으로서, 본 발명은, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하는 것으로, 적어도 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 역률 제어부; 상기 정류부와 역률 제어부 사이에 위치하는 전류 감지부; 상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터; 상기 역률 제어부의 각 컨버터 채널에 연결되는 감지 저항; 상기 감지 저항에 연결되는 저역 통과 필터; 및 상기 전류 감지부에서 감지된 입력 전류와 상기 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율을 계산하여 상기 역률 제어부의 각 컨버터 채널을 통하여 출력되는 전류가 일정하도록 제어하는 제어부를 포함하여 구성될 수 있다.
여기서, 상기 저역 통과 필터의 시정수는, 펄스 파 형태의 전류를 직류로 변환하도록 충분히 클 수 있다.
여기서, 상기 제어부는, 상기 각 컨버터 채널의 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율이 일정하도록 제어할 수 있다.
여기서, 상기 감지 저항은 상기 각 컨버터 채널의 스위칭 소자에 직렬로 연결될 수 있다.
여기서, 상기 제어부는, 목표 속도 및 속도 감지부에서 감지된 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 전압 제어부; 상기 목표 전류를 상기 컨버터 채널의 수로 나누는 제산부; 상기 나누어진 목표 전류와 상기 계산된 전류의 비율에 기초하여 목표 듀티의 전압을 생성하는 전류 제어부; 및 교류 전원 및 상기 DC-링크 캐패시터의 전압을 이용하여 계산된 듀티와 상기 생성된 목표 듀티를 이용하여 최종 듀티를 계산하는 가산부를 포함하여 구성될 수 있다.
이때, 상기 전류 제어부는, 상기 역률 제어부의 입력 전류와 상기 각 컨버터 채널을 통과한 전류에 대한 해당 컨버터 채널을 통과한 전류의 비율의 곱으로부터 상기 목표 듀티의 전압을 생성할 수 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제2관점으로서, 본 발명은, 적어도 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 역률 제어부를 가지는 전력 변환 장치의 제어 방법에 있어서, 상기 역률 제어부의 입력 전류 및 각 컨버터 채널의 출력 전류를 감지하는 단계; 상기 감지된 입력 전류 및 출력 전류를 이용하여 각 컨버터 채널에 흐르는 전류를 측정하는 단계; 및 각 컨버터 채널별 전류 지령과 상기 측정된 전류를 이용하여 각 컨버터 채널별 전류가 일정하도록 균등 제어하는 단계를 포함하여 구성될 수 있다.
여기서, 상기 각 컨버터 채널에 흐르는 전류는, 상기 각 컨버터 채널에 직렬 연결된 감지 저항 및 저역 통과 필터를 통하여 측정될 수 있다.
이때, 상기 각 컨버터 채널의 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율이 일정하도록 제어할 수 있다.
또한, 상기 저역 통과 필터의 시정수는, 펄스 파 형태의 전류를 직류로 변환하도록 충분히 클 수 있다.
여기서, 상기 균등 제어하는 단계는, 목표 속도 및 속도 감지부에서 감지된 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 단계; 상기 목표 전류를 상기 컨버터 채널의 수로 나누는 단계; 상기 나누어진 목표 전류와 상기 계산된 전류의 비율에 기초하여 목표 듀티의 전압을 생성하는 단계; 및 교류 전원 및 상기 DC-링크 캐패시터의 전압을 이용하여 계산된 듀티와 상기 생성된 목표 듀티를 이용하여 최종 듀티를 계산하는 단계를 포함하여 구성될 수 있다.
이때, 상기 목표 듀티의 전압을 생성하는 단계는, 상기 역률 제어부의 입력 전류와 상기 각 컨버터 채널을 통과한 전류에 대한 해당 컨버터 채널을 통과한 전류의 비율의 곱으로부터 생성할 수 있다.
본 발명에 의하면, 최소한의 감지부(센서)를 추가함으로써 인터리브 컨버터로 구성되는 역률 제어부의 각 상의 전류 균등 제어가 가능한 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 전력 변환 장치의 PWM 구동 시에 스위칭 소자를 통과하는 전류를 나타내는 도이다.
도 3은 도 2에서 도시한 전류가 저역 통과 필터를 통과하여 직류화된 전류를 나타내는 도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치의 제어 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치의 제어 방법을 나타내는 순서도이다.
도 6은 본 발명의 효과를 설명하기 위한 시뮬레이션을 위한 회로도이다.
도 7은 도 6의 시뮬레이션에 해당하는 제어 블록도이다.
도 8은 도 6의 시뮬레이션에 의한 전류 파형을 나타내는 도이다.
이하, 첨부된 도면을 참고하여 본 발명에 의한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명이 여러 가지 수정 및 변형을 허용하면서도, 그 특정 실시예들이 도면들로 예시되어 나타내어지며, 이하에서 상세히 설명될 것이다. 그러나 본 발명을 개시된 특별한 형태로 한정하려는 의도는 아니며, 오히려 본 발명은 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 사상과 합치되는 모든 수정, 균등 및 대용을 포함한다.
층, 영역 또는 기판과 같은 요소가 다른 구성요소 "상(on)"에 존재하는 것으로 언급될 때, 이것은 직접적으로 다른 요소 상에 존재하거나 또는 그 사이에 중간 요소가 존재할 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
비록 제1, 제2 등의 용어가 여러 가지 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들을 설명하기 위해 사용될 수 있지만, 이러한 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들은 이러한 용어에 의해 한정되어서는 안 된다는 것을 이해할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전력 변환 장치(100)는 교류 전원(10)을 정류하는 정류부(110), 정류부(110)에서 정류된 DC 전압을 승/강압하거나 역률을 제어하는 컨버터(120), 삼상 교류 전류를 출력하는 인버터(140), 그리고 컨버터(120)와 인버터(140) 사이의 DC-링크(DC-link) 캐패시터(C)를 포함할 수 있다. 이때, 컨버터(120)는 제어부(130)의 제어를 통하여 구동될 수 있다.
인버터(140)는 삼상 교류 전류를 출력하며, 이러한 출력 전류는 모터(200)에 공급된다. 여기서, 모터(200)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터일 수 있다. 이하, 모터(200)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터이고, 전력 변환 장치(100)는 이러한 압축기 모터를 구동하는 모터 구동장치인 것을 예로 설명한다.
그러나 모터(200)는 압축기 모터에 제한되지 않으며, 주파수 가변된 교류 전압을 이용하는 다양한 응용제품, 예를 들어, 냉장고, 세탁기, 전동차, 자동차, 청소기 등의 교류 모터에 이용될 수 있다.
모터 구동장치(100)는, 계통으로부터의 교류 전원을 공급받아, 전력 변환하여, 모터(200)에 변환된 전력을 공급한다.
컨버터(120)는, 입력 교류 전원(10)을 직류 전원으로 변환한다. 이러한 컨버터(120)는 역률 제어부(PFC(power factor control)부)로 작동하는 직류-직류(DC-DC) 컨버터를 이용할 수 있다. 또한, 이러한 직류-직류(DC-DC) 컨버터는 승압 컨버터(boost converter)를 이용할 수 있다. 경우에 따라, 컨버터(120)는 정류부(110)를 포함하는 개념일 수 있다. 이하, 컨버터(120)는 승압 컨버터를 이용하는 예를 들어 설명한다.
정류부(110)는, 교류 전원(10)을 입력받아 정류하고, 이와 같이 정류된 전력을 컨버터(120) 측으로 출력한다. 이를 위해, 정류부(110)는 브리지 다이오드를 이용한 전파 정류 회로를 이용할 수 있다.
교류 전원(10)과 정류부(110) 사이에는 노이즈를 제거하기 위한 노이즈 필터(N/Filter; 20)가 구비될 수 있다.
이와 같이, 컨버터(120)는 정류부(110)에서 정류된 전압 신호를 승압 및 평활하는 과정에서 역률 개선 동작을 행할 수 있다.
또한, 정류부(110)와 컨버터(120) 사이에는 전류 감지부(CT)가 구비될 수 있다.
이러한 컨버터(120)는, 정류부(110)에 연결되는 인덕터(L1), 이 인덕터(L1)에 연결되는 스위칭 소자(Q1), 및 스위칭 소자(Q1)와 DC-링크 캐패시터(C) 사이에 연결되는 다이오드(D1)를 포함할 수 있다.
승압 컨버터(120)는 입력전압보다 높은 출력전압을 얻을 수 있는 컨버터로서, 스위칭 소자(Q1)가 도통되면 다이오드(D1)가 차단되면서 인덕터(L1)에 에너지가 저장되며, DC-링크 캐패시터(C)에 저장되어 있던 전하가 방전하면서 출력단에 출력전압을 발생시킨다.
또한, 스위칭 소자(Q1)가 차단되면 스위칭 소자(Q1) 도통 시 인덕터(L1)에 저장되어 있던 에너지가 더해져서 출력단으로 전달된다.
여기서, 스위칭 소자(Q1)는 별도의 PWM(pulse width modulation) 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다. 즉, 컨버터 제어부(130)에서 전달되는 PWM 신호가 스위칭 소자(Q1)의 게이트(gate; 또는 베이스) 단에 연결되어, 이 PWM 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다.
이러한 스위칭 소자(Q1)는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.
IGBT는 전력 MOSFET(metal oxide semi-conductor field effect transistor)과 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)의 구조를 가지는 스위칭(switching) 소자로서, 구동전력이 작고, 고속 스위칭, 고내압화, 고전류 밀도화가 가능한 소자이다.
한편, 복수의 컨버터 채널이 서로 병렬로 연결되어 구비될 수 있다. 예들 들어, 도 1에 도시된 바와 같이, 하나의 DC-링크 캐패시터(C)에 두 개의 컨버터 채널이 연결될 수 있다.
이러한 컨버터 채널은 두 개 이상의 복수개가 구비될 수 있다. 또한, 경우에 따라 두 개 이상의 DC-링크 캐패시터(C)가 구비될 수도 있다. 이와 같이, 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 역률 제어부를 인터리브 역률 제어부(Interleaved PFC)라 칭할 수 있다.
컨버터(120)가 두 개의 컨버터 채널을 가질 경우, DC-링크 캐패시터(C)에 전하를 충전하면서 역률 개선 동작을 수행할 수 있는 컨버터(120)는 두 개의 인덕터(L1, L2), 이 인덕터(L1, L2)에 연결되는 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2), 및 인덕터(L1, L2)에 연결되는 두 개의 다이오드(D1, D2)를 포함할 수 있다.
각 컨버터 채널에는 감지 저항(R1, R2)가 연결될 수 있다.
또한, 이러한 감지 저항(R1, R2)과 제어부(130) 사이에는 저역 통과 필터(low pass filter: LPF; 121, 122)가 연결될 수 있다.
여기서, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 제어부(130)에서 전달되는 PWM(pulse width modulation) 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다. 즉, 컨버터(120)를 구동하기 위한 제어부(130)에서 전달되는 PWM 신호가 스위칭 소자(Q1, Q2)의 게이트(또는 베이스) 단에 연결되어, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 이 PWM 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다.
이러한 PWM 신호는 별도의 구동부(도시되지 않음)를 통하여 스위칭 소자(Q1, Q2)로 출력될 수 있다. 그러나, 이에 제한되지 않으며, 이하, 제어부(130)를 통하여 스위칭 소자(Q1, Q2)가 직접 구동되는 경우를 예로 설명한다. 또한, 제어부(130)는 구동부를 포함한 구성일 수도 있다.
이러한 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 통과하는 전류는 다시 하나로 합쳐질 수 있고, 이렇게 합쳐진 전류는 전류 감지부(CT)를 통과할 수 있다. 즉, 전류 감지부(CT)에서 감지되는 전류는 개별 스위칭 소자(Q1, Q2)를 통과하는 전류의 합이 될 수 있다.
인버터(140)는, 복수 개의 인버터 스위칭 소자를 구비하고, 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1, Q2)의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원을 소정 주파수의 삼상 교류 전원으로 변환하여, 삼상 모터(200)에 출력할 수 있다.
컨버터(120)와 마찬가지로, 인버터(140)의 스위칭 소자는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.
이러한 인버터(140)는 별도의 인버터 제어부(도시되지 않음)에 구동될 수 있으며, 경우에 따라 상술한 제어부(130)에 의하여 제어될 수도 있다.
역률 제어부(120)가 복수의 컨버터 채널을 가지는 인터리브 역률 제어부(120; Interleaved PFC)의 제어 방식은 기본적으로 단일 채널을 가지는 승압 컨버터(Boost Converter) 제어 방식과 동일할 수 있다. 즉, 전압제어부(131; 도 4 참조)의 출력으로 전류 지령을 받아 전류 제어부(134; 도 4 참조)를 통해 최종 듀티(Duty)를 결정하는 방식이 이용될 수 있다.
그러나, 이러한 인터리브 역률 제어부를 전체 총합 입력 전류로 제어하게 되면 리액터(인덕터; L1, L2)의 인덕턴스 및 내부 ESR 값 산포 그리고 구동부(gate driver)의 스위칭 특성 차이로 인해 각 컨버터 채널(Leg)에 흐르는 전류가 불균형하게 흐를 수 있다.
이러한 불균형을 개선하기 위해 각 컨버터 채널(Leg)마다 센서를 연결하여 개별제어를 할 수도 있으나, 이와 같은 개별제어를 위해서는 제작 비용이 증가할 수 있다.
또한, 각 컨버터 채널마다 불균형 문제를 해결하기 위해 스위칭 소자(Q1, Q2) 과전류 오류(Fault) 감지를 위한 감지 저항을 이용하여 전류를 읽게 되면 듀티(Duty)가 작은 구간에서는 전류가 감지되지 않는 문제가 있다.
이러한 문제를 해결하기 위해 총합 전류와 감지 저항(션트 저항)을 통해 읽은 전류를 저역 통과 필터(121, 122)에 통과시켜 각 컨버터 채널에 흐르는 전류 크기의 비를 이용하여 제어한다면 위에서 설명한 문제 없이 균등(Balancing) 제어가 가능하다.
이하, 이러한 각 컨버터 채널에 흐르는 전류가 균등하도록 제어하는 방식에 대하여 구체적으로 설명한다. 이때, 두 개의 컨버터 채널이 구비된 경우를 위주로 설명하나, 본 발명은 이에 제한되지 않는다.
위에서 설명한 바와 같이, 역률 제어부(120)의 각 컨버터 채널에는 감지 저항(R1, R2)이 연결되는데, 이러한 감지 저항(R1, R2)으로 션트 저항(Shunt)이 이용될 수 있다. 또한, 이러한 감지 저항(R1, R2)은 각 컨버터 채널에 포함된 스위칭 소자(Q1, Q2)와 각각 직렬로 연결될 수 있다.
이러한 감지 저항(R1, R2)은 저역 통과 필터(121, 122)와 각각 연결될 수 있다. 각 저역 통과 필터(121, 122)는 저항과 캐패시터로 연결될 수 있으며, 이러한 저역 통과 필터(121, 122)는 펄스 파 형태의 전류를 직류로 변환하도록 충분히 클 수 있다.
즉, PWM 구동 시에 스위칭 소자(Q1, Q2)를 통과하는 전류는 도 2에서 도시하는 바와 같이 펄스 파 형태를 가지나, 저역 통과 필터(121, 122)를 통과하면 도 3과 같이 평활되어 직류화 된 전류가 될 수 있다.
이때, 제어부(130)에서는 전류 감지부(CT)에서 감지된 입력 전류와 저역 통과 필터(121, 122)를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율을 계산하여 역률 제어부(120)의 각 컨버터 채널을 통하여 출력되는 전류가 일정하도록 제어할 수 있다.
즉, 각 컨버터 채널을 통과하는 출력 전류의 비율을 전류 감지부(CT)에서 감지된 입력 전류를 이용하여 계산함으로써, 이러한 개별 컨버터 채널을 통과하는 출력 전류가 일정하도록 제어할 수 있는 것이다.
이와 같이, 제어부(120)는, 각 컨버터 채널의 저역 통과 필터(121, 122)를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율이 일정하도록 제어할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치의 제어 블록도이다. 도 4는 일반적인 비례 적분 제어(proportional integration: PI) 방식의 제어 블록도를 나타내고 있다.
도 4를 참조하면, 제어부(120)는 목표 속도(Vd*) 및 속도 감지부에서 감지된 속도(Vd)에 기초하여 목표 전류(Is*)를 생성하는 전압 제어부(131), 이러한 목표 전류(Is*)를 컨버터 채널의 수(n)로 나누는 제산부(132), 이와 같이 나누어진 목표 전류와 위에서 설명한 방식으로 계산된 전류의 비율(133)에 기초하여 목표 듀티(Dc)의 전압을 생성하는 전류 제어부(134) 및 교류 전원(10) 및 DC-링크 캐패시터(C)의 전압을 이용하여 계산된 듀티(Dn)와 위에서 생성된 목표 듀티(Dc)를 이용하여 최종 듀티(D)를 계산하는 가산부(138)를 포함하여 구성될 수 있다.
이때, 전류 제어부(134)는, 역률 제어부(120)의 입력 전류와 각 컨버터 채널을 통과한 전류에 대한 해당 컨버터 채널을 통과한 전류의 비율의 곱으로부터 목표 듀티(Dc)의 전압을 생성할 수 있다.
이와 같이, 교류 전원(10) 및 DC-링크 캐패시터(C)의 전압을 이용하여 계산된 듀티(Dn)는 교류 전원(10)을 이용하는 전압 합성부(136)와 여기에 DC-링크 전압을 고려한 수식(135)을 통하여 결정될 수 있다.
또한, 각 컨버터 채널을 통과하는 출력 전류의 비율을 전류 감지부(CT)에서 감지된 입력 전류를 이용하여 계산하는 전류 비율은 아래의 수학식 1 및 수학식 2로부터 구해질 수 있다.
Figure 112017056859634-pat00001
Figure 112017056859634-pat00002
수학식 1 및 수학식 2에서, ia 및 ib는 각 컨버터 채널에 연결된 감지 저항(R1, R2)을 흐르는 전류이고, idc는 전류 감지부(CT)에서 감지된 전류이다. 그리고 ia_ LPF, ib _ LPF는 각각 저역 통과 필터(121, 122)를 통과한 전류이다.
여기서, idc, ia_ LPF, ib _ LPF는 제어부(130)에서 감지할 수 있으므로, 결국 각 컨버터 채널에 흐르는 전류 ia 및 ib를 계산할 수 있다.
이와 같이 계산된 전류 값(133)은 도 4의 전류 제어부(134)의 앞 단의 가산부(137)에 가산된다. 즉, 각 컨버터 채널의 목표 전류와 이와 같이 계산된 전류 값(133)을 가산하여 오차 전류(ie)를 계산할 수 있고, 이에 따라 보정된 목표 듀티(Dc)를 산출할 수 있다. 결국 각 컨버터 채널을 통해 흐르는 전류가 일정하도록 균등 제어가 가능한 것이다.
따라서, 종래와 같은 비용이나 전류 감지의 문제 없이 효율적으로 인터리브 컨버터를 균등 제어할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치의 제어 방법을 나타내는 순서도이다.
먼저, 역률 제어부(120)의 입력 전류(idc) 및 각 컨버터 채널(Leg)을 통해 흐르는 전류(ia_ LPF, ib _ LPF)를 감지한다(S10).
위에서 설명한 바와 같이, 입력 전류(idc)는 전류 감지부(CT)를 통하여 감지할 수 있고, 각 컨버터 채널을 통해 흐르는 전류(ia_ LPF, ib _ LPF)는 저역 통과 필터(121, 122)를 통과한 전류를 감지할 수 있다.
이후, 감지된 입력 전류(idc)와 저역 통과 필터(121, 122)를 통하여 필터링 된 각 컨버터 채널(Leg)의 전류의 비를 이용하여, 즉, 위에서 설명한 수학식 1 및 수학식 2를 이용하여 각 컨버터 채널에 흐르는 전류를 측정한다(S20).
다음, 각 컨버터 채널(Leg)의 전류 지령(|ia*|과, 위의 측정 및 계산에 의한 컨버터 채널(Leg)의 전류(133)를 이용하여 전류 제어부(134)를 거쳐 최종 듀티(D)를 선정한다(S30).
이와 같은 본 발명에 의한 효과를 시뮬레이션을 이용하여 설명한다.
도 6은 본 발명의 효과를 설명하기 위한 시뮬레이션을 위한 회로도이다. 도 6을 참조하면, 인터리브 컨버터가 3개의 채널을 가지는 경우에 전류 균등 제어의 효과를 설명한다.
이때, 각 컨버터 채널을 통해 흐르는 전류(ia , ib, ic)는 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112017056859634-pat00003
여기서, idc는 역률 제어부(120)의 입력 전류이고, ia_ LPF, ib _ LPF, ic_ LPF는 각 컨버터 채널(Leg)을 통해 흐르는 전류(저역 통과 필터를 통과한)임을 쉽게 알 수 있다.
즉, 수학식 3은 수학식 1 및 수학식 2를 3개의 컨버터 채널에 대하여 확장한 수식이다.
도 7은 도 6의 시뮬레이션에 해당하는 제어 블록도이다. 즉, 도 7은 역률 제어부(120)가 3개의 컨버터 채널을 가지는 경우의 제어 블록도를 간략히 나타낸다.
도 7을 참조하면, 3개의 저역 통과 필터(121, 122, 123)가 구비됨을 알 수 있고, 이에 따라 3개의 비례 적분 제어(PI) 제어부(130)가 구비됨을 알 수 있다. 도 7은 도 4를 3개의 컨버터 채널로 확장하여 간략화한 것으로서 자세한 설명은 생략한다.
도 8은 도 6의 시뮬레이션에 의한 전류 파형을 나타내는 도이다.
도 8에서, (a)는 입력 전류, 즉, 전류 감지부(CT)에서 감지한 전류 파형을 나타내고 (b)는 각 컨버터 채널을 흐르는 전류 파형을 나타낸다.
도 8을 참조하면 T 지점 이후(즉, G 부분)의 전류 파형이 본 발명에 의한 균등 제어를 수행한 경우의 파형을 나타낸다.
도시하는 바와 같이, 본 발명에 의한 균등 제어를 실시한 경우(G 부분)에는 이러한 균등 제어를 실시하지 않은 경우(F 부분)에 비하여 전류 파형의 불균형이 감소하는 것을 알 수 있다.
도 8(b)의 전류 파형을 수치로 나타내면 표 1과 같다.
Figure 112017056859634-pat00004
표 1에서 나타내는 바와 같이, 각 컨버터 채널을 통과하는 전류(ia, ib, ic)의 오차가 본 발명의 적용시 크게 감소하는 것을 알 수 있다. 여기서 오차란 입력 전류가 컨버터 채널로 나눈 정확한 값에 대한 오차를 의미한다.
이상에서 설명하는 바와 같이, 본 발명에 의하면, 최소한의 감지부(센서)를 추가함으로써 인터리브 컨버터로 구성되는 역률 제어부의 각 상의 전류 균등 제어가 가능한 효과가 있다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시 예들은 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것에 지나지 않으며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.
10: 교류 전원 110: 정류부
120: 컨버터 121, 122, 123: 저역 통과 필터
130: 제어부 131: 전압 제어부
132: 제산부 133; 계산된 전류
134: 전류 제어부 136: 전압 합성부
137, 138: 가산부 140: 인버터
200: 모터

Claims (12)

  1. 모터를 구동하는 전력 변환 장치에 있어서,
    교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부;
    상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하는 것으로, 적어도 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 역률 제어부;
    상기 정류부와 역률 제어부 사이에 위치하는 전류 감지부;
    상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터;
    상기 역률 제어부의 각 컨버터 채널에 연결되는 감지 저항;
    상기 각각의 감지 저항의 양단에 연결되는 각각의 저역 통과 필터; 및
    상기 각각의 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율을 각각의 저역 통과 필터를 흐르는 전류의 합에 대한 해당 저역 통과 필터를 흐르는 전류의 비율로서 계산하여 상기 역률 제어부의 각 컨버터 채널의 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율이 일정하도록 제어하는 제어부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 시정수는, 펄스 파 형태의 전류를 직류로 변환하도록 하는 값을 가지는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 각각의 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율은 각각의 저역 통과 필터를 흐르는 전류의 합에 대한 해당 저역 통과 필터를 흐르는 전류의 비율에 상기 전류 감지부에서 감지된 전류를 곱한 값에 해당하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 감지 저항은 상기 각 컨버터 채널의 스위칭 소자에 직렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 모터의 목표 속도 및 속도 감지부에서 감지된 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 전압 제어부;
    상기 목표 전류를 상기 컨버터 채널의 수로 나누는 제산부; 및
    상기 나누어진 목표 전류와 상기 계산된 전류의 비율에 기초하여 목표 듀티의 전압을 생성하는 전류 제어부; 및
    교류 전원 및 상기 DC-링크 캐패시터의 전압을 이용하여 계산된 듀티와 상기 생성된 목표 듀티를 이용하여 최종 듀티를 계산하는 가산부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 전류 제어부는,
    상기 역률 제어부의 입력 전류와 상기 각 컨버터 채널을 통과한 전류에 대한 해당 컨버터 채널을 통과한 전류의 비율의 곱으로부터 상기 목표 듀티의 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 적어도 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 역률 제어부 및 상기 역률 제어부에 연결되는 DC-링크 캐패시터를 가지고 모터를 구동하는 전력 변환 장치의 제어 방법에 있어서,
    상기 역률 제어부의 입력 전류 및 각 컨버터 채널의 출력 전류를 감지하는 단계;
    상기 감지된 입력 전류 및 출력 전류를 이용하여 각 컨버터 채널에 흐르는 전류를 측정하는 단계; 및
    각 컨버터 채널별 전류 지령과 상기 측정된 전류를 이용하여 각 컨버터 채널별 전류가 일정하도록 균등 제어하는 단계를 포함하여 구성되고,
    상기 각 컨버터 채널에 흐르는 전류는, 상기 각 컨버터 채널에 직렬 연결된 감지 저항 및 저역 통과 필터를 통하여 측정하고,
    상기 균등 제어하는 단계는, 상기 각각의 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율을 각각의 저역 통과 필터를 흐르는 전류의 합에 대한 해당 저역 통과 필터를 흐르는 전류의 비율로서 계산하여 상기 역률 제어부의 각 컨버터 채널의 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율이 일정하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 각각의 저역 통과 필터를 통하여 출력되는 출력 전류의 비율은 각각의 저역 통과 필터를 흐르는 전류의 합에 대한 해당 저역 통과 필터를 흐르는 전류의 비율에 상기 감지된 입력 전류를 곱한 값에 해당하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
  9. 삭제
  10. 제7항에 있어서, 상기 저역 통과 필터의 시정수는, 펄스 파 형태의 전류를 직류로 변환하도록 하는 값을 가지는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
  11. 제7항에 있어서, 상기 균등 제어하는 단계는,
    상기 모터의 목표 속도 및 속도 감지부에서 감지된 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 단계;
    상기 목표 전류를 상기 컨버터 채널의 수로 나누는 단계;
    상기 나누어진 목표 전류와 상기 계산된 전류의 비율에 기초하여 목표 듀티의 전압을 생성하는 단계; 및
    교류 전원 및 상기 DC-링크 캐패시터의 전압을 이용하여 계산된 듀티와 상기 생성된 목표 듀티를 이용하여 최종 듀티를 계산하는 단계를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 목표 듀티의 전압을 생성하는 단계는,
    상기 역률 제어부의 입력 전류와 상기 각 컨버터 채널을 통과한 전류에 대한 해당 컨버터 채널을 통과한 전류의 비율의 곱으로부터 생성하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
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