JP5427957B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流電力を直流電力に変換するとともに、電源の入力力率を向上することのできる電力変換装置に関するものである。

従来より、三相交流電源を全波整流して直流電力を出力する電力変換装置として、ダイオードなどの６個の整流素子を用意して、これらを２個ずつ直列に接続し、アノード相互間およびカソード相互間をそれぞれ接続したブリッジ回路を全波整流回路として使用し、全波整流回路の出力側に平滑用のコンデンサを設け、各直列接続の中点にそれぞれ三相交流電源の各相を供給しているものがある。

しかしながら、このような電力変換装置では、三相交流電源の出力側に高ピークのパルス状電流が流れるため、電源電流には多くのひずみ成分、すなわち高調波成分が含まれ、電源力率が０．６〜０．７まで低くなる。このような電源力率の低下は、電力変換装置の大型化や高コスト化の原因となる。

そこで、三相交流電源の電源力率を改善するため、下記の特許文献１に記載の従来技術では、交流電源と全波整流回路との間の各相に交流リアクトルを挿入するとともに、全波整流回路の出力側にコンバータを取り付ける。そして、このコンバータのスイッチング素子のオン／オフ動作と、全波整流回路の交流側に挿入した交流リアクトルにより、交流電源側の各相の電流の通流区間を長くし、かつ電源側の交流リアクトルにより交流電流の変化を滑らかにすることにより交流電源側の電流および電圧におけるひずみ分を少なくして電源力率の向上を図ったものが提案されている。

また、下記の特許文献２に記載の従来技術では、三相の各相出力に単相整流回路と力率改善用コンバータ回路とをそれぞれ接続して、三相の相電圧毎に整流して入力電流波形を正弦波に近づけるとともに、力率改善用コンバータ回路により電源力率を１近くまで高めて負荷に電力を供給するように構成したものが提案されている。

さらに、下記の特許文献３に記載の従来技術では、三相整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧コンバータを設け、昇圧コンバータの出力に取り付けた平滑素子の電圧と、三相整流回路の出力電流を各々検出し、直流電流指令生成回路により電圧指令と検出電圧値との偏差を零に抑制するための直流電流指令を生成し、パルス信号生成回路によりその直流電流指令と検出電流値の偏差を零に抑制するためのパルス信号を生成し、そのパルス信号により昇圧コンバータのスイッチング素子をオン／オフ制御して整流回路の出力電流を直流化し、これにより、三相電源の瞬時相電圧が最大、最小付近の１２０°区間で各相に方形波電流を流すことを可能にして電源力率を向上したものが提案されている。

特開平１０−１７４４４３号公報 特開平７−３１１５０号公報 特許第２８６９４９８号

ところで、上記の特許文献１に記載の従来技術では、三相交流電源と全波整流回路との間の各相に交流リアクトルを挿入しているため、回路の大型化、コストの増加を避けることができない。また、リアクトルに電源電流が流れるため回路損失が大きくなるとともに、その損失により生じるリアクトルの発熱が問題となる。

上記の特許文献２に記載の従来技術では、電源電流をほぼ正弦波状にすることができ、電源力率を略１にすることが可能になるが、その反面、単相整流回路と昇圧コンバータ回路の組を三相電源出力の相間にそれぞれ１組ずつ個別に取り付ける必要があるため、回路の大型化、コストの増加を避けることができないという問題がある。

上記の特許文献３に記載の従来技術では、昇圧コンバータの出力電圧と三相整流回路の出力電流を各々検出して、直流電流指令生成回路により電圧指令と検出電圧値との偏差を零に抑制するための直流電流指令を生成し、パルス信号生成回路によりその直流電流指令と検出電流値の偏差を零に抑制するためのパルス信号を生成し、そのパルス信号により昇圧コンバータのスイッチング素子をオン／オフ制御して整流回路の出力電流を直流化する方式としている。そのため、制御回路が二重のフィードバックループを持つことになり、その結果、制御の応答性が悪化するとともに、制御回路の複雑化を避けることができないという問題がある。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、回路の大型化、コスト増加、回路損失の増加および制御の応答性悪化や複雑化を回避しつつ、三相交流電力を直流電力に変換する際に、電源の入力力率を向上することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、三相交流電源の出力電圧を整流する三相整流回路と、上記三相整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路と、上記昇圧コンバータ回路の出力電圧を平滑する平滑素子と、上記平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出回路と、上記三相整流回路の出力電流のリップル電流が重畳された交流電流成分を検出する交流電流成分検出回路と、上記昇圧コンバータ回路を制御するため、演算部とパルス発生部を有する制御回路とを備え、上記電圧検出回路、上記演算部および上記パルス発生部で構成される単一のフィードバック制御ループを有し、上記演算部において、上記昇圧コンバータ回路に対する出力電圧指令から上記交流電流成分検出回路からの検出信号と上記電圧検出回路からの検出信号を減じたものを偏差として求め、その偏差を零に抑制するため、単一のＰＩ制御回路を有する上記パルス発生部からのパルス信号を上記昇圧コンバータ回路に出力するものであり、上記昇圧コンバータ回路は、上記三相整流回路の出力電流を蓄積するリアクトルと、上記リアクトルに蓄積された電流の充放電を上記制御回路より出力される上記パルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子とを有している。

この発明に係る電力変換装置によれば、回路の大型化、コスト増加、回路損失の増加および制御の応答性悪化や複雑化を避けつつ、三相交流電力を直流電力に変換する際の、電源の入力力率を向上することが可能な電力変換装置を提供できる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図である。 本発明の実施の形態１の電力変換装置の制御回路を構成するパルス発生部の詳細を示す構成図である。 本発明の実施の形態１の電力変換装置の各部の電圧、電流を示す特性図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図である。

この発明の実施の形態１による電力変換装置は、三相整流回路２、昇圧コンバータ回路３、平滑素子４、電圧検出回路５、交流電流成分検出回路１０、制御回路１１、およびソフトスタート回路１４を主体に構成されている。

三相整流回路２は、三相交流電源１の出力電圧を整流するものであって、直列に接続された整流素子Ｄ１及びＤ２、整流素子Ｄ３及びＤ４、並びに整流素子Ｄ５及びＤ６の組が３組並列に接続されている。そして、各々直列に接続された整流素子の接続点に三相交流電源１の三相電力のうちの各１相分が供給されている。また、前記整流素子の各直列接続におけるカソード端側が三相整流回路２の正側出力端に、アノード端側が三相整流回路２の負側出力端にそれぞれ共通接続されている。

昇圧コンバータ回路３は、三相整流回路２の出力電圧Ｖｉを昇圧するものであり、三相整流回路２の出力電流を蓄積するリアクトル３１、制御回路１１より出力されるパルス信号のパルス幅に応じて、リアクトル３１に蓄積された電流の充放電を制御するスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）３２、および出力側からの電流の逆流を防止するチョッパダイオード３３を備えている。

そして、リアクトル３１の一端と三相整流回路２の正側出力端が接続されている。また、リアクトル３１の他端、スイッチング素子３２のドレイン側、およびチョッパダイオード３３のアノード側がそれぞれ接続されている。さらに、スイッチング素子３２のソース側と三相整流回路２の負側出力端が接続されている。

なお、図１では、スイッチング素子３２にＭＯＳＦＥＴを用いた構成を示しているが、これに限らず、スイッチング素子３２は自己消弧型半導体素子であればよく、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタなどを選定してもよい。

平滑素子４は、昇圧コンバータ３の出力を平滑化させるためのものであり、昇圧コンバータ回路３のチョッパダイオード３３のカソード端と三相整流回路２の負側出力端との間に接続されている。この場合の平滑素子４としては、大容量の電解コンデンサを用いてもよいが、スイッチング素子３２がスイッチングする際にスイッチング素子３２の両端に過大なサージ電圧が発生する場合には、フィルムコンデンサを多数並列に接続した構成、あるいは電解コンデンサとフィルムコンデンサの両方を並列に接続した構成としてもよい。なお、平滑素子４の容量値が大きいほど、その出力電圧Ｖｏは直流に安定化される。よって平滑素子４は、少なくとも負荷変動に対して十分に電圧を維持できる程度の容量値とするのが望ましい。

昇圧コンバータ回路３の出力側には、平滑素子４と並列に電圧検出回路５が接続されている。この電圧検出回路５は、平滑素子４で平滑化された出力電圧Ｖｏを検出し、この出力電圧Ｖｏに対応した検出信号Ｖｏ_Ｌを出力する。なお、この場合の電圧検出回路５としては、例えば平滑素子４の両端電圧を直接に差動アンプあるいは絶縁アンプ等で検出する回路としてもよいが、出力電圧Ｖｏが高電圧の場合には、直列接続した２個以上の抵抗を平滑素子４に並列に取り付け、その内の１個の抵抗両端の電圧を差動アンプあるいは絶縁アンプ等で分圧検出する回路としてもよい。

三相整流回路２の出力ラインには交流電流成分検出回路１０が設けられている。この交流電流成分検出回路１０は、三相整流回路２からの出力電流に含まれる交流電流成分を検出し、この交流電流成分に対応した検出信号Ｖｉ_Ｌを出力する。なお、この場合の交流電流成分検出回路１０としては、例えば交流型の電流センサを用いた回路、あるいは直流型の電流センサと直流分を除去するハイパスフィルタ、もしくは直流型の電流センサと直流分とノイズ等の高周波成分を除去するバンドパスフィルタを組み合わせたいずれかの回路が適用される。

三相整流回路２の出力電流に含まれる交流電流成分は、主に三相交流電源１の出力を全波整流することにより生じる三相交流電圧の６倍の周波数をもつ電流信号（例えば、三相交流電圧が６０ヘルツの信号であれば、交流成分は３６０ヘルツ）である。よって、交流電流成分検出回路１０の上記各フィルタは、少なくとも三相交流電圧の６倍の周波数を通過帯域にもつように設計することが望ましく、このようにすれば、力率改善の効果を最大限に得ることができる。

制御回路１１は、昇圧コンバータ回路３の出力電圧に対する出力電圧指令Ｖｓ、電圧検出回路５からの検出信号Ｖｏ_Ｌ、および交流電流成分検出回路１０からの検出信号Ｖｉ_Ｌに基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）制御されたパルス信号を出力して昇圧コンバータ回路３のスイッチング素子３２のスイッチング動作を制御するものである。そして、この制御回路１１は、昇圧コンバータ回路３の出力電圧に対する出力電圧指令Ｖｓ、交流電流成分検出回路１０からの検出信号Ｖｉ_Ｌ、及び電圧検出回路５からの検出信号Ｖｏ_Ｌの偏差ΔＶｄｃ１(＝Ｖｓ−Ｖｉ_Ｌ−Ｖｏ_Ｌ）を演算する演算部１２と、この演算部１２で得られた上記偏差ΔＶｄｃ１を零に抑制するためのパルス信号を生成するパルス発生部１３とを有し、パルス発生部１３の出力がスイッチング素子３２のゲートに接続されている。

この場合、昇圧コンバータ回路３の出力電圧に対する出力電圧指令Ｖｓは、三相整流回路２からの出力電圧Ｖｉの波高値よりも高くなるように設定されている。したがって、制御回路１１から出力されるパルス信号は、常に電圧を高める方向の信号となる。
なお、ソフトスタート回路１４については後述する。

次に、上記構成を備えた電力変換装置の各回路の動作および制御方法について説明する。

三相交流電源１の三相出力電圧が三相整流回路２に入力されて全波整流され、続いて三相整流回路２の出力電圧Ｖｉが次段の昇圧コンバータ回路３に入力される。昇圧コンバータ回路３は、三相整流回路２の出力電流がリアクトル３１に蓄積され、リアクトル３１に蓄積された電流の充放電がスイッチング素子３２のスイッチングにより制御され、昇圧された直流電力がチョッパダイオード３３を介して平滑素子４に出力され、最終的に一対の出力端子６，７間に昇圧された直流の出力電圧Ｖｏが出力される。

ここで、電力変換装置が停止状態から起動する場合、あるいは昇圧コンバータ回路３の出力を低電圧指令の状態から高電圧指令の状態に急変する場合には、リアクトル３１とチョッパダイオード３３を介して平滑素子４へ過渡的な突入電流が流れる場合がある。この過渡的な突入電流は、定常動作時の電流に比べて大きいため、リアクトル３１、チョッパダイオード３３およびスイッチング素子３２として、大電流の突入電流に耐え得る定格をもった素子を選定する必要があり、回路の大型化やコストの増加を招く。

このため、電力変換装置を停止状態から起動する場合や、低電圧指令から高電圧指令の状態に急変させる際に、平滑素子４に過渡的な突入電流が流れるのを抑制するため、ここではソフトスタート回路１４を設ける。このソフトスタート回路１４により、昇圧コンバータ回路３の出力電圧に対する出力電圧指令Ｖｓをある一定の時定数遅らせて立ち上がらせるようにしている。この場合のソフトスタート回路１４としては、例えば単純には抵抗とコンデンサにより構成される一次遅れ系の回路で構成することができる。

このように、いわゆるソフトスタート化することで、電源の立ち上がり時や電圧指令急変時の過渡的な突入電流が平滑素子４に流れることを抑制し、リアクトル３１、スイッチング素子３２およびチョッパダイオード３３に過大な電流が流れることを防ぐことができる。なお、ソフトスタート回路１４の出力信号Ｖｓ１は、最終的にＶｓ１＝Ｖｓ（出力電圧指令）となるように設定される。これにより、リアクトル３１、スイッチング素子３２およびチョッパダイオード３３に適切な電流定格の素子を選択することが可能となるため、回路の大型化、コストの増加および素子の発熱を避けることができ、より小型で安価な電力変換装置を構成することができる。なお、平滑素子４に過渡的な突入電流が流れる恐れがない場合には、ソフトスタート回路１４を省略することも可能である。

制御回路１１の演算部１２は、外部から与えられる昇圧コンバータ回路３の出力電圧に対する出力電圧指令Ｖｓ、電圧検出回路５からの検出信号Ｖｏ_Ｌ、および交流電流成分検出回路１０からの検出信号Ｖｉ_Ｌに基づいてその偏差ΔＶｄｃ１（＝Ｖｓ−Ｖｉ_Ｌ−Ｖｏ_Ｌ）を演算し、その値を次段のパルス発生部１３に出力する。パルス発生部１３は、この演算部１２で得られた上記偏差ΔＶｄｃ１を零に抑制するためのパルス信号を生成する。

すなわち、パルス発生部１３は、例えば図２に示すように、演算部１２で算出された偏差ΔＶｄｃ１によって比例積分（ＰＩ）制御を行うＰＩ制御回路１３１、所定の周波数の三角波信号Ｖｔｒを発生する三角波発生回路１３２、ＰＩ制御回路１３１の出力信号ΔＶｄｃ２と三角波発生回路１３２の三角波信号Ｖｔｒとを比較する比較回路１３３、およびこの比較回路１３３の出力に応じてスイッチング素子３２のオン／オフ制御をおこなう駆動回路１３４により構成されている。

そして、比較回路１３３は、ＰＩ制御回路１３１からの出力信号ΔＶｄｃ２と三角波発生回路１３２からの三角波信号Ｖｔｒとを比較し、その際、出力信号ΔＶｄｃ２の方が三角波信号Ｖｔｒよりも大きい場合にはスイッチング素子３２をオンする信号を出力し、また出力信号ΔＶｄｃ２の方が三角波信号Ｖｔｒよりも小さい場合にはスイッチング素子３２をオフするパルス信号を出力する。この比較回路１３３からのパルス信号に基づき、駆動回路１３４によりスイッチング素子３２のゲートが駆動され、スイッチング素子３２のオン／オフが制御される。

なお、三角波発生回路１３２の信号周波数は、三相交流電源の周波数の１／６周期（三相脈流の波高点間の間隔）の期間にスイッチング素子３２のオン／オフ動作が十分な回数行えるように、三相交流電源１の周波数に比べて高くなるよう設定されるのが望ましい。そして、このように高く設定することで、さらに一層、コンバータ出力電圧の安定化と力率改善の効果を得ることができる。

このようにして、制御回路１１は、外部からの出力電圧指令Ｖｓ、電圧検出回路５の検出出力Ｖｏ_Ｌ、および交流電流成分検出回路１０の検出出力Ｖｉ_Ｌの偏差ΔＶｄｃ１（＝Ｖｓ−Ｖｉ_Ｌ−Ｖｏ_Ｌ）に応じて昇圧コンバータ３のスイッチング素子３２をオン／オフする制御、すなわちＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行なう。

ここで、交流電流成分検出回路１０の検出信号Ｖｉ_Ｌを制御回路１１に導入しない制御を行う場合には、三相整流回路２の出力電流として、直流に三相交流電源１の６倍の周波数をもつリップル電流が重畳された電流が流れてしまう。これに対して、この実施の形態１では、交流電流成分検出回路１０の検出信号Ｖｉ_Ｌを制御回路１１に導入することにより、演算部１２において算出される偏差ΔＶｄｃ１にはリップル電流が含まれ、このリップル電流を含む偏差ΔＶｄｃ１の値が次段のパルス発生部１３に入力されるので、このリップル電流を含む偏差ΔＶｄｃ１を零に抑制するように昇圧コンバータ３が制御されることとなる。その結果、図３に示すように、三相整流回路２の出力側には安定化された直流の出力電流Ｉ_Ｌが流れ（同図（ｃ）参照）、かつ、電力変換装置の出力電圧Ｖｏは電圧一定となる（同図（ｄ）参照）。

また、この時、三相交流電源１の電源電圧が最大、最小の二相間で三相整流回路２の直流電流Ｉ_Ｌが流れるため、各相の電源電流（すなわち、三相交流電源１から三相整流回路２に流入する電流）Ｉ_Ｒ，Ｉ_Ｓ，Ｉ_Ｔは、振幅Ｉ_Ｌで１２０°分位相の遅れた１２０°方形波電流となる（同図（ｂ）参照）。

このように、電源電流として１２０°方形波電流が流れた場合、電源の入力力率ｃｏｓθは次の式（１）で表される。

ここで、Ｅは電源電圧の実効値、Ｉは高調波成分を含む方形波電流の実効値、Ｐａは有効電力である。

また、１２０°方形波電流の実効電流Ｉは、次の式（２）で表される。

ここで、瞬時の電源電圧Ｖｉ＝√２Ｅｓｉｎθ、瞬時の電源電流Ｉ_Ｌ（π／６≦θ≦５π／６、７π／６≦θ≦５π／６）であるので、有効電力は次の式（３）で表される。

よって、式（２）と式（３）とを式（１）に代入すると、電源の入力力率は、ｃｏｓθ≒０．９５６となり、力率改善の効果が得られる。

以上のように、この実施の形態１の電力変換装置は、三相整流回路２の出力に安定化された直流電流が流れるように昇圧コンバータ回路３を制御回路１１によって制御することで、１２０°の方形波電流を三相交流電源１に流すようにしたため、従来技術（特許文献２）のように交流電源と全波整流回路との間の各相に個別に交流リアクトルを挿入する必要がなくなる。このため、回路の大型化やコストの増加、回路損失の増加を避けつつ、制御の応答速度を速め、かつ簡易的に電源力率を０．９５程度まで改善することが可能となる。

また、三相受電の場合でも、単一の三相整流回路２と単一の昇圧コンバータ回路３を設けることにより電力変換装置を構成できるため、回路の複雑化、大型化、コストの増加および回路損失の増加を回避しつつ、簡単な回路構成によって電源力率を０．９５程度まで大幅に向上させることができ、かつ出力電圧を昇圧して一定電圧に制御することが可能となる。

さらに、この実施の形態１の電力変換装置は、従来技術（特許文献３）のように、制御回路が二重のフィードバックループをもつ構成ではなく、昇圧コンバータ回路３の出力電圧に対する出力電圧指令Ｖｓ、交流電流成分検出回路１０の検出信号Ｖｉ_Ｌ、および電圧検出回路５の検出信号Ｖｏ_Ｌの偏差ΔＶｄｃ１（＝Ｖｓ−Ｖｉ_Ｌ−Ｖｏ_Ｌ）を零に抑制するためのパルス信号を生成する制御回路１１を設けて一つのフィードバックループで構成している。その結果、制御回路１１の複雑化を避けることができるとともに、制御応答を高速化することが可能となる。これにより簡易的な方法で、出力安定度の高い電力変換装置を構成することができる。

実施の形態２．
図４は本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

上記の実施の形態１では、三相整流回路２の後段に、昇圧コンバータ回路３と平滑素子４の１組を接続する構成として説明したが、複数の直流出力が必要な場合には、図４に示すように、三相整流回路２の後段に昇圧コンバータ回路３と平滑素子４の複数組を接続する構成とすることもできる。

ここで、各々の昇圧コンバータ回路３で同一の出力電圧Ｖｏを得たい場合には、各昇圧コンバータ回路３の出力電圧に対する出力電圧指令として同一の値をもつ電圧Ｖｓを与えればよいが、異なる出力電圧を得たい場合には、各昇圧コンバータ回路３の出力電圧に対する出力電圧指令として、互いに異なる値をもつ電圧Ｖｓ，Ｖｓ２（Ｖｓ≠Ｖｓ２）を与えることも可能である。

いずれの場合も、各々の昇圧コンバータ回路３で三相整流回路２の出力に直流電流が流れるように制御することで、１２０°の方形波電流を三相交流電源１に流すことができるため、実施の形態１と同様、電源全体の力率を０．９５程度まで大幅に向上させることができ、かつ、出力電圧Ｖｏを昇圧して一定電圧に制御することが可能となり、回路の大型化やコストの増加を避けつつ、簡易的に電源力率の改善ができる電力変換装置を構成することができる。

Claims (6)

1. 三相交流電源からの電力を直流電力に変換する電力変換装置において、
   上記三相交流電源の出力電圧を整流する三相整流回路と、上記三相整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路と、上記昇圧コンバータ回路の出力電圧を平滑する平滑素子と、
   上記平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出回路と、上記三相整流回路の出力電流のリップル電流が重畳された交流電流成分を検出する交流電流成分検出回路と、上記昇圧コンバータ回路を制御するため、演算部とパルス発生部を有する制御回路とを備え、
   上記電圧検出回路、上記演算部および上記パルス発生部で構成される単一のフィードバック制御ループを有し、
   上記演算部において、上記昇圧コンバータ回路に対する出力電圧指令から上記交流電流成分検出回路からの検出信号と上記電圧検出回路からの検出信号を減じたものを偏差として求め、その偏差を零に抑制するため、単一のＰＩ制御回路を有する上記パルス発生部からのパルス信号を上記昇圧コンバータ回路に出力するものであり、
   上記昇圧コンバータ回路は、上記三相整流回路の出力電流を蓄積するリアクトルと、上記リアクトルに蓄積された電流の充放電を上記制御回路より出力される上記パルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子とを有している電力変換装置。
2. 上記演算部は、上記昇圧コンバータ回路に対する上記出力電圧指令Ｖｓ、上記交流電流成分検出回路からの上記検出信号ＶｉＬ、および上記電圧検出回路からの上記検出信号ＶｏＬに基づいて上記偏差ΔＶｄｃ１（＝Ｖｓ−ＶｉＬ−ＶｏＬ）を演算し、上記パルス発生部は、この演算部で得られた上記偏差ΔＶｄｃ１を零に抑制するための上記パルス信号を生成する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記パルス発生部は、上記演算部で算出された上記偏差ΔＶｄｃ１によって比例積分制御を行う上記ＰＩ制御回路、所定の周波数の三角波信号を発生する三角波発生回路、上記ＰＩ制御回路の出力信号と上記三角波発生回路からの三角波信号とを比較する比較回路、および上記比較回路の出力に応じて上記スイッチング素子のオン／オフ制御を行う駆動回路を備え、上記三角波発生回路の信号周波数は、上記三相交流電源の周波数よりも高く設定されている請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記昇圧コンバータ回路に対する上記出力電圧指令値Ｖｓを徐々に増加させるソフトスタート回路を備え、上記制御回路の上記演算部は上記ソフトスタート回路の出力信号Ｖｓ１、上記交流電流成分検出回路からの上記検出信号ＶｉＬ、および上記電圧検出回路からの上記検出信号ＶｏＬに基づいて上記偏差ΔＶｄｃ１（＝Ｖｓ１−ＶｉＬ−ＶｏＬ）を演算するものである請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
5. 上記交流電流成分検出回路には、上記三相交流電源の６倍の周波数を通過帯域にもつフィルタが設けられている請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 上記三相整流回路に対して、上記昇圧コンバータ回路、上記平滑素子、上記電圧検出回路、上記交流電流成分検出回路、および上記制御回路からなる組が複数組並設されている請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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