JP6409515B2 - 絶縁形交流−直流変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、絶縁形交流−直流変換装置において、負荷の軽重に関わらず効率を高めるための技術に関する。

図３は、従来の絶縁形交流−直流変換装置の回路図である。
図３において、交流電源１の両端には、ダイオード２〜５からなるダイオードブリッジＤＢと、リアクトル６と、第１の半導体スイッチング素子７と、ダイオード８と、コンデンサ９とによって構成されたＰＦＣ（Power Factor Correction）回路が接続されている。

コンデンサ９の両端には、逆変換用半導体スイッチング素子１０ａ〜１３ａからなるインバータＩＮＶ_Ａが接続され、その交流出力端子は、変圧器１４ａ（変圧比をｎ：１とする）を介して、ダイオード１５ａ〜１８ａからなるダイオードブリッジＤＢ_Ａの交流入力側に接続されている。
ダイオードブリッジＤＢ_Ａの直流出力側には、リアクトル１９ａ及びコンデンサ２０が直列に接続され、コンデンサ２０の両端に負荷２１が接続されている。

ここで、インバータＩＮＶ_Ａ（逆変換用半導体スイッチング素子１０ａ〜１３ａ）、変圧器１４ａ、ダイオードブリッジＤＢ_Ａ及びリアクトル１９ａは絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータ（直流−直流変換器）Ａを構成している。また、この絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータＡと並列に、インバータＩＮＶ_Ｂ（逆変換用半導体スイッチング素子１０ｂ〜１３ｂ）、変圧器１４ｂ、ダイオードブリッジＤＢ_Ｂ（ダイオード１５ｂ〜１８ｂ）及びリアクトル１９ｂからなる絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータＢが接続されている。
コンバータＡ，Ｂの構成は全く同一であり、変圧器１４ａ，１４ｂの変圧比（ｎ：１のｎの値）も同一である。

制御装置５０は、電流検出器２２ａ，２２ｂによる各コンバータＡ，Ｂの出力電流検出値に基づいて逆変換用半導体スイッチング素子１０ａ〜１３ａ，１０ｂ〜１３ｂに対するゲート駆動信号をそれぞれ生成し、インバータＩＮＶ_Ａ，ＩＮＶ_Ｂに供給する。

この絶縁形交流−直流変換装置の機能は、以下の通りである。
（１）交流入力電圧Ｖ_ｉｎを所望の大きさの直流電圧Ｖ_ｏｕｔに変換し、かつ、この直流電圧Ｖ_ｏｕｔを交流入力電圧Ｖ_ｉｎや負荷電流の変動に関わらず一定に保つ。
（２）交流入力部と直流出力部とを絶縁する。
（３）交流入力電流Ｉ_ｉｎを、ほぼ力率１の正弦波とする。

次に、上記の機能（１）〜（３）を実現するための動作を、図４を参照しつつ説明する。
図４（ａ）に示すように、交流入力電圧Ｖ_ｉｎは正弦波状の波形であり、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧Ｖ_ｒ１はＶ_ｉｎの整流波形となる。ここで、例えばＶ_ｉｎが正極性の場合、順変換器としてのＰＦＣ回路の第１のスイッチング素子７をオンすると、交流電源１→ダイオード２→リアクトル６→スイッチング素子７→ダイオード５→交流電源１の経路で電流が流れ、交流入力電圧Ｖ_ｉｎがリアクトル６の両端に加わって電流Ｉ_Ｌが増加する。

スイッチング素子７をオフすると、交流電源１→ダイオード２→リアクトル６→ダイオード８→コンデンサ９→ダイオード５→交流電源１の経路で電流が流れる。このとき、リアクトル６には、コンデンサ９の電圧Ｅ_ｄと整流電圧Ｖ_ｒ１との差電圧が印加されるが、回路の動作によりＥ_ｄはＶ_ｒ１のピーク値より高く保たれているので、Ｉ_Ｌは減少する。

ＰＦＣ回路のスイッチング素子７のオンとオフとの時比率を制御することにより、Ｉ_Ｌの波形及び大きさを任意に制御することができる。このＩ_Ｌを、図４（ａ）に示すような正弦波整流波形（簡略化のため、リプル分は無視している）とすれば、交流入力電流Ｉ_ｉｎは正弦波状の波形となる。また、負荷電力に応じてＩ_Ｌの振幅を制御することで、コンデンサ９の電圧Ｅ_ｄを一定に保つことができる。

一方、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のインバータＩＮＶ_Ａは、直流電圧Ｅ_ｄを高周波の交流電圧Ｖ_ｔａに変換して出力する。すなわち、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子１０ａ，１３ａをオンすると変圧器１４ａの一次巻線の電圧Ｖ_ｔａは正電圧となり、スイッチング素子１１ａ，１２ａをオンすると電圧Ｖ_ｔａは負電圧となる。このようにスイッチング素子１０ａ〜１３ａをオン・オフすることにより、高周波の交流電圧Ｖ_ｔａを変圧器１４ａの一次側に入力する。なお、図４（ａ），（ｂ）では見易さを考慮してＶ_ｉｎ，Ｖ_ｔａの周期を同程度で表現しているが、一般的には、Ｖ_ｉｎが５０または６０［Ｈｚ］の商用周波数であるのに対し、Ｖ_ｔａは変圧器を小型化するために数［ｋＨｚ］以上とする。

変圧器１４ａにより高周波交流電圧Ｖ_ｔａを変圧、絶縁した後、ダイオードブリッジＤＢ_Ａにより整流して電圧Ｖ_ｒ２ａを得ると共に、この電圧Ｖ_ｒ２ａをリアクトル１９ａ及びコンデンサ２０により平滑して負荷２１に直流電圧Ｖ_ｏｕｔを印加する。
この直流電圧Ｖ_ｏｕｔは、スイッチング素子１０ａ，１３ａまたは１１ａ，１２ａをオンする時比率（以下、インバータ時比率という）によって制御可能である。

他方の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータＢも、上述した絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータＡと同様に動作する。
以下では、例えば、一方のコンバータＡは装置の定格出力の８０［％］を担い、他方のコンバータＢは残りの２０［％］を担うように電力を分担するものとして説明を進める。

図３に示すように、絶縁形交流−直流変換装置を、複数台（この例では２台）の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続して構成している理由は、以下の通りである。
近年、省エネルギーの要求から、定格出力付近だけでなく軽負荷領域においても装置が高効率であることがしばしば求められる。装置は決まった範囲の入出力電圧で動作するので、出力電力と通流する電流とは、概ね比例関係にある。軽負荷時に電流が小さくなると、半導体素子やリアクトル、変圧器の巻線における抵抗損失は減少する。一方、リアクトルや変圧器の鉄損は電圧に依存するが電流への依存度は小さいため、負荷の軽重に関わらずほとんど変わらない、いわゆる固定損となる。このため、軽負荷時には、扱う電力が小さくなる一方、固定損が小さくならないと効率を維持するのが難しくなるので、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータを複数台、並列接続し、軽負荷時には一部のコンバータを停止させて固定損の発生を回避し、装置全体の損失を低減させている。

このように複数台の電力変換回路を並列接続し、その運転台数を制御して装置の効率を改善する手法は数多く提案されている。
例えば、特許文献１には、並列に接続された複数台のインバータの電力容量に差を設け、直流電源の出力の大きさに応じて、変換効率が高くなるようにインバータの起動台数を決定することが記載されている。

また、ＰＦＣ回路部分についても、軽負荷時にスイッチングを停止して単なるダイオード整流器として動作させれば、高周波スイッチングに伴うリアクトルの鉄損やスイッチング損失を低減することができる。この方法は、例えば特許文献２に記載されている。
ここで、ＰＦＣ回路を停止すると交流入力電流Ｉ_ｉｎを正弦波に保つ機能がなくなり、Ｉ_ｉｎの波形は歪波となるが、例えば定格出力に対して２０［％］以下の軽負荷では、Ｉ_ｉｎの絶対量も小さいため、歪は問題にならない。また、軽負荷時においては、たとえＰＦＣ回路が動作していても、基本波電流が小さくなる反面、制御誤差等による歪電流成分が残るため、比率としての歪率はもともと大きくなるのが一般的である。

なお、特許文献３には、並列に接続された複数台のＤＣ−ＤＣコンバータの動作開始電圧を変えることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータへの直流入力電圧に応じてＤＣ−ＤＣコンバータの稼働台数を限定するようにして、全体的な変換効率を向上させることが記載されている。

さて、図３に示した従来技術において、制御装置５０は、コンバータＡ，Ｂの出力電流を電流検出器２２ａ，２２ｂにより検出し、例えば、コンバータＡ，Ｂの出力の合計値（負荷電力）が定格出力の５０［％］以下となるような軽負荷時には、コンバータＡを停止してコンバータＢのみを運転し、更に、負荷電力が定格出力の２０［％］以下になると、ＰＦＣ回路の動作を停止させている。

前述したごとく、ＰＦＣ回路は、直流電圧Ｅ_ｄを所定値に維持する機能を持っている。ＰＦＣ回路の電流制御機能が正常に動作する前提条件としては、電圧Ｅ_ｄが交流入力電圧Ｖ_ｉｎ（または整流電圧Ｖ_ｒ１）の瞬時値を上回っていることが必要であるため、Ｅ_ｄはＶ_ｉｎの変動範囲の最大値を想定し、Ｖ_ｉｎ波形のピーク値よりも大きい値にすることが一般的である。
このＰＦＣ回路が動作を停止すると、ＰＦＣ回路は単なるダイオード整流器として作用するので、Ｅ_ｄは、Ｖ_ｉｎのピーク値を若干下回る値となってＶ_ｉｎが変動範囲の最小値にあるときに最も低くなる。この入力条件においても、軽負荷時には一方のコンバータＢが動作を継続している。

特開２００６−３３３６２５号公報（段落［００２１］〜［００２５］等） 特開２００５−３４８５６０号公報（段落［００３８］等） 特開２００１−５１７３３号公報（段落［００２６］〜［００２９］等）

図３に示した従来技術において、コンバータＡ，Ｂ内の変圧器１４ａ，１４ｂの変圧比ｎなど、回路パラメータが同一である場合、または、電力容量の差異による部分のみ回路パラメータを異ならせた場合、軽負荷時の効率はある程度改善されるが、装置の定格出力付近の効率が低下してしまうことがある。その理由は以下のとおりである。

前述したように、Ｅ_ｄの値は、Ｖ_ｉｎの変動範囲の最大値を想定し、Ｖ_ｉｎ波形のピーク値よりも大きい値に維持することが一般的である。一方、ＰＦＣ回路が動作を停止すると、Ｅ_ｄはＶ_ｉｎのピーク値を若干下回る値となるが、Ｅ_ｄが低下しても所定の出力を維持するためには、変圧器１４ｂの変圧比ｎを本来の最適値より小さくする必要がある。例えば、通常時（定格出力時）のＥ_ｄがＰＦＣ回路の動作によって４００［Ｖ］一定に保たれており、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが１０［Ｖ］であるならば、インバータＩＮＶ_Ａを最大時比率で運転するために必要な変圧器１４ａの変圧比ｎは４００：１０、すなわちｎ＝４０となる（ここでは、説明の簡略化のために回路内の電圧降下を無視する）。

これに対し、極端な例として、ＰＦＣ回路が停止したときにＥ_ｄが２００［Ｖ］まで低下してもＶ_ｏｕｔを１０［Ｖ］に保つために必要な変圧比ｎは２０：１０、すなわちｎ＝２０となる。この条件で、変圧器１４ａ，１４ｂの変圧比ｎを設定すると、通常時すなわちＥ_ｄ＝４００［Ｖ］の時は、Ｖ_ｏｕｔを１０［Ｖ］に保つために、インバータＩＮＶ_Ａの時比率をおよそ０．５にして運転することになる。

しかしながら、この場合、下記の問題が生じる。
（１）変圧器１４ａの一次側に流れる電流の振幅はリアクトル１９ａを流れる電流の１／ｎであるが、ｎが小さくなると変圧器１４ａの一次側の電流値が大きくなる。このため、スイッチング素子１０ａ〜１３ａや、変圧器１４ａの一次巻線における発生損失が大きくなる。

（２）ダイオードブリッジＤＢ_Ａによる整流電圧Ｖ_ｒ２ａはおよそＥ_ｄ／ｎであるが、ｎが小さくなると、通常時にダイオード１５ａ〜１８ａに印加される電圧が大きくなる。このため、ダイオード１５ａ〜１８ａには、耐圧のより高い部品を用いる必要がある。一般に、半導体部品は、耐圧が高いほど同一条件における損失が大きくなる傾向がある。

（３）インバータＩＮＶ_Ａの時比率が低下すると、ダイオードブリッジＤＢ_Ａによる整流電圧Ｖ_ｒ２ａが印加されない期間が長くなるので、これを平滑するために必要なインダクタンス１９ａの値が大きくなる。
図４（ｂ）において、ＰＦＣ回路が常に動作しており、Ｅ_ｄが一定であることを前提にｎを設定すると、Ｖ_ｒ２ａが０［Ｖ］まで低下する期間はＶ_ｔａの極性が切り替わる僅かな時間である。しかし、ＰＦＣ回路の停止を前提としてｎを設定した場合、図４（ｂ）左端の通常時では全体の約１／２の期間は電圧が印加されず、この期間はリアクトル１９ａによって負荷２１にエネルギーを供給する必要があるため、リアクトル１９ａが大型化する。このようにリアクトル１９ａが大型化すると、装置全体が大きくなるのみならず、リアクトル１９ａの発生損失も大きくなる。

以上説明したように、従来技術によると、装置の定格出力付近の損失が増加して効率が低下すると共に、装置の大型化を招く等の問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、高耐圧の半導体部品や大型のリアクトルを不要にして損失を低減し、高効率で小型化が可能な絶縁形交流−直流変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明は、複数台の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータを、装置の定格出力の大部分を分担して出力する重負荷分担用変換器と、定格出力の残りの部分を分担して出力する軽負荷分担用変換器とに分割する。ここで、重負荷分担用変換器はＰＦＣ回路が動作することを前提として変圧器の変圧比を設定することにより効率が高くなるようにし、軽負荷分担用変換器はＰＦＣ回路が停止しても出力電圧を維持できるように変圧器の変圧比を設定する。更に、ＰＦＣ回路の動作中において、重負荷分担用変換器のみで電力供給可能な範囲では、軽負荷分担用変換器を運転しないようにする。

すなわち、請求項１に係る発明は、交流入力電圧を整流して得た直流電圧がリアクトルと第１の半導体スイッチング素子との直列回路に印加され、前記第１の半導体スイッチング素子の動作により所定の直流電圧を出力する順変換器を備えると共に、前記順変換器の直流出力側と負荷との間に、複数台の絶縁形直流−直流変換器が互いに並列接続された絶縁形交流−直流変換装置であって、
前記絶縁形直流−直流変換器が、逆変換用半導体スイッチング素子の動作により前記順変換器の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力電圧を絶縁して所定の交流電圧に変換する変圧器と、前記変圧器の二次側電圧を整流する整流回路と、を備えてなる絶縁形交流−直流変換装置において、
複数台の前記絶縁形直流−直流変換器を重負荷分担用変換器と軽負荷分担用変換器とに分割して前記重負荷分担用変換器の方が前記軽負荷分担用変換器よりも分担出力が多くなるように、前記重負荷分担用変換器及び前記軽負荷分担用変換器の容量をそれぞれ設定し、かつ、前記軽負荷分担用変換器の回路パラメータを、前記重負荷分担用変換器に対して、より低い直流入力電圧で効率が高くなるように設定し、
前記負荷が要求する負荷電力が前記絶縁形交流−直流変換装置の定格出力より小さい軽負荷時には、前記順変換器の運転を停止して前記軽負荷分担用変換器を運転すると共に、前記重負荷分担用変換器の運転を停止するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、前記軽負荷分担用変換器の回路パラメータとして、前記軽負荷分担用変換器を構成する変圧器の変圧比を、前記重負荷分担用変換器を構成する変圧器の変圧比と異なる値に設定したものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、請求項２に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、前記軽負荷分担用変換器を構成する変圧器の変圧比を、前記重負荷分担用変換器を構成する変圧器の変圧比より小さい値に設定したものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、前記順変換器がスイッチング動作している時に、前記負荷への電力供給が可能な範囲では前記重負荷分担用変換器のみを運転して前記軽負荷分担用変換器の運転を停止するものである。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、前記順変換器の交流入力側と直流出力側との間に、ダイオードからなるバイパス回路を接続し、前記バイパス回路を交流入力電圧を整流する整流回路の一部として用いるものである。

請求項６に係る発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、前記順変換器を構成する前記リアクトルは、通流電流が小さいときにインダクタンスが大きくなるスイング特性を有するものである。

本発明によれば、複数台の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータを重負荷分担用変換器と軽負荷分担用変換器とに分割して内部の変圧器の変圧比を設定し、かつ、ＰＦＣ回路の運転・停止を制御することにより、絶縁形交流−直流変換装置の損失を低減し、高効率化及び小型化を図ることができる。

本発明の第１実施形態を示す回路図である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である。 従来技術を示す回路図である。 図３の動作説明図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す回路図であり、図１において、図３と同一部分については同一の参照記号を付してその説明を省略する。この第１実施形態では、一部の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータ内の変圧器の変圧比のみが異なり、その他の部分の構成は図３と同一である。

第１実施形態では、まず、複数台の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータを、装置の定格出力の大部分を分担する重負荷分担用変換器と、定格出力の残りの部分を分担する軽負荷分担用変換器とに分割する。
例えば、図１のように、ＰＦＣ回路側と負荷側との間に２台の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータＡ，Ｂ’が並列に接続された絶縁形交流−直流変換装置において、一方のコンバータＡが装置の定格出力の８０［％］を分担して出力し、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータＢ’が残りの２０［％］を分担して出力するように設定し、コンバータＡを重負荷分担用変換器とし、コンバータＢ’を軽負荷分担用変換器とする。

そして、コンバータＡ内の変圧器１４ａの変圧比を、図３と同様にｎとし、コンバータＢ’内の変圧器１４ｂ’の変圧比をｍ（ｍ＜ｎ）とする。なお、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの台数は２台に限らず、任意の複数台であっても良い。
また、負荷電力が、例えば装置の定格出力の２０［％］以下であるような軽負荷時には、第１のスイッチング素子７をオフしてＰＦＣ回路の運転を停止すると共に、コンバータＡを停止してコンバータＢ’のみを運転する。

前述したように、同一の電圧Ｅ_ｄのもとでは、通常時の分担電力が少なく、かつ変圧器１４ｂ’の変圧比が変圧器１４ａよりも小さいコンバータＢ’の方が、コンバータＡよりも効率が低くなる。しかし、軽負荷時にＰＦＣ回路を停止してＥ_ｄがＶ_ｉｎのピーク値より低くなった条件では、Ｅ_ｄに依存するインバータＩＮＶ_Ｂのスイッチング損失等が減少するので、ＰＦＣ回路の運転時に比べて効率は高くなり、ＰＦＣ回路を停止したことによる効率改善効果の方が勝ることになる。

装置の定格出力に対して負荷電力が２０［％］を上回ると、コンバータＢ’の運転を停止し、ＰＦＣ回路を動作させると共に、負荷電力が８０［％］以下の範囲ではコンバータＡのみを運転する。これは、Ｅ_ｄが高くなるほど効率が低下するコンバータＢ’をなるべく使用しないようにするためである。

定格出力に対して負荷電力が８０［％］〜１００［％］の範囲では、コンバータＡに加えてコンバータＢ’を再起動することにより、コンバータＡ，Ｂ両方で負荷２１に電力を供給する。この場合、コンバータＢ’の効率はコンバータＡより低いが、コンバータＢ’は定格出力のうち２０［％］を分担しているだけであるから、全体的な効率低下は小さくなる。
以上により、定格出力付近における効率低下を最小限に抑制しながら軽負荷時の効率改善を図ることが可能であり、装置の出力の全範囲にわたって低損失、高効率の絶縁形交流−直流変換装置を実現することができる。

ところで、スイッチング素子７をオフしてＰＦＣ回路の運転を停止すると、ダイオードブリッジＤＢによる整流動作が行われる。この整流後の電流は、ＰＦＣ回路の停止時には本来不必要なリアクトル６とダイオード８とを流れるので、これらによる導通損失が依然として存在する。

上記の導通損失を低減するには、リアクトル６とダイオード８との直列回路に並列にバイパス用のダイオードを接続して、電流をバイパスさせる方法がある。一方、ＰＦＣ回路の動作時には、ダイオード８に高周波の電流・電圧が加えられるため、ダイオード８には高速のダイオード、いわゆるファーストリカバリダイオードを使用する必要があるが、バイパス用のダイオードには低周波または直流の電流が流れるだけであるから、低速の整流ダイオードを用いることができる。

一般に、低速の整流ダイオードはファーストリカバリダイオードよりも順電圧降下が低いため、導通損失を低減することができる。このようにバイパス用に低速の整流ダイオードを用いる技術は、例えば特開平９−１８６５３０号公報に開示されている。しかしながら、バイパス用に低速の整流ダイオードを用いたとしても、その整流ダイオードによる導通損失が発生することは避けられない。
そこで、本発明の第２実施形態は、上記のバイパス用整流ダイオードによる損失を低減することを目的としている。

図２は、この第２実施形態を示す回路図である。第２実施形態と第１実施形態との相違点は、ダイオードブリッジＤＢの交流入力端子が、低速の整流ダイオード１０１，１０２を介してダイオード８のカソードに接続されている点のみである。
この第２実施形態によれば、便宜的にハッチングを施したダイオード１０１，１０２，３，５によってダイオードブリッジＤＢが構成されるので、見掛け上、コンデンサ９を充電するためのバイパス用整流ダイオード分の導通損失が増加することはなくなる。

なお、図１の第１実施形態はバイパス用整流ダイオードを備えていない例であるが、ＰＦＣ回路にリアクトル６が存在することを積極的に利用して、ダイオードブリッジＤＢの整流動作により現れるＩ_ｉｎのピーク電流を抑制し、入力電流歪を最小限に抑制できることが考えられる。この際、リアクトル６のインダクタンスはより大きい方が望ましいが、単にインダクタンスの大きいものを用いると、部品の大型化や通常動作時の損失増加を招く。

従って、対応策としては、リアクトル６に、低電流が流れる条件でインダクタンスが大きくなる、いわゆるスイング特性を持つ部品を用いることが望ましい。これにより、リアクトル６の大型化や通常時の損失増加をほとんど伴わずに、ＰＦＣ回路の停止条件である低電流時に大きなインダクタンスを得、ＰＦＣ回路が停止していることに伴う歪の増加を抑制することができる。

本発明は、交流電源電圧を整流し、複数台の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータにより一定の直流電圧に変換して負荷に供給する各種の絶縁形交流−直流変換装置として利用することができる。

Ａ，Ｂ’：絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＤＢ，ＤＢ_Ａ，ＤＢ_Ｂ：ダイオードブリッジ
ＩＮＶ_Ａ，ＩＮＶ_Ｂ：インバータ
１：交流電源
２〜５，８，１５ａ〜１８ａ，１５ｂ〜１８ｂ，１０１，１０２：ダイオード
６，１９ａ，１９ｂ：リアクトル
７，１０ａ〜１３ａ，１０ｂ〜１３ｂ：半導体スイッチング素子
９，２０：コンデンサ
１４ａ，１４ｂ’：変圧器
２１：負荷
２２ａ，２２ｂ：電流検出器
５０：制御装置

Claims (6)

1. 交流入力電圧を整流して得た直流電圧がリアクトルと第１の半導体スイッチング素子との直列回路に印加され、前記第１の半導体スイッチング素子の動作により所定の直流電圧を出力する順変換器を備えると共に、前記順変換器の直流出力側と負荷との間に、複数台の絶縁形直流−直流変換器が互いに並列接続された絶縁形交流−直流変換装置であって、
   前記絶縁形直流−直流変換器が、逆変換用半導体スイッチング素子の動作により前記順変換器の直流出力電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの交流出力電圧を絶縁して所定の交流電圧に変換する変圧器と、前記変圧器の二次側電圧を整流する整流回路と、を備えてなる絶縁形交流−直流変換装置において、
   複数台の前記絶縁形直流−直流変換器を重負荷分担用変換器と軽負荷分担用変換器とに分割して前記重負荷分担用変換器の方が前記軽負荷分担用変換器よりも分担出力が多くなるように、前記重負荷分担用変換器及び前記軽負荷分担用変換器の容量をそれぞれ設定し、かつ、前記軽負荷分担用変換器の回路パラメータを、前記重負荷分担用変換器に対して、より低い直流入力電圧で効率が高くなるように設定し、
   前記負荷が要求する負荷電力が前記絶縁形交流−直流変換装置の定格出力より小さい軽負荷時には、前記順変換器の運転を停止して前記軽負荷分担用変換器を運転すると共に、前記重負荷分担用変換器の運転を停止することを特徴とする絶縁形交流−直流変換装置。
2. 請求項１に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、
   前記軽負荷分担用変換器の回路パラメータとして、前記軽負荷分担用変換器を構成する変圧器の変圧比を、前記重負荷分担用変換器を構成する変圧器の変圧比と異なる値に設定したことを特徴とする絶縁形交流−直流変換装置。
3. 請求項２に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、
   前記軽負荷分担用変換器を構成する変圧器の変圧比を、前記重負荷分担用変換器を構成する変圧器の変圧比より小さい値に設定したことを特徴とする絶縁形交流−直流変換装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、
   前記順変換器がスイッチング動作している時に、前記負荷への電力供給が可能な範囲では前記重負荷分担用変換器のみを運転して前記軽負荷分担用変換器の運転を停止することを特徴とする絶縁形交流−直流変換装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、
   前記順変換器の交流入力側と直流出力側との間に、ダイオードからなるバイパス回路を接続し、前記バイパス回路を、交流入力電圧を整流する整流回路の一部として用いることを特徴とする絶縁形交流−直流変換装置。
6. 請求項１〜５の何れか１項に記載した絶縁形交流−直流変換装置において、
   前記順変換器を構成する前記リアクトルは、通流電流が小さいときにインダクタンスが大きくなるスイング特性を有することを特徴とする絶縁形交流−直流変換装置。

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