JP6172277B2 - 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ Download PDF

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Description

本発明は、絶縁トランスを介して双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、入出力電圧範囲が広い用途、例えばバッテリの充電器として好適な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
特許文献１や非特許文献１には、リアクトル及びコンデンサにより構成されたＬＣ共振回路の共振現象を利用した、いわゆる共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。また、これらの文献には、絶縁トランスの一次側及び二次側に接続された駆動回路（ブリッジ回路）の損失やノイズを低減させて共振動作を最適化するために、調整回路等を付加してＬＣ共振回路の定数を調整することにより、絶縁トランスを介した双方向のパワーフローにおいて共振周波数を一致させることが記載されている。
図５は、従来の共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である。この回路は、絶縁トランスを中心にしてフルブリッジ回路を左右対称に配置すると共に、双方向の共振動作を最適化する手段として、絶縁トランスと各フルブリッジ回路との間に、それぞれＬＣ共振回路を接続した例であり、フルブリッジ回路を構成する半導体スイッチ素子には、還流ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴが用いられている。
図５において、１１，２１は直流電圧源（それぞれの電圧をＶ１，Ｖ２とする）、１２，２２は平滑用コンデンサ、１３，２３はスイッチング回路または整流回路として動作するブリッジ回路、１４，２４はＬＣ共振回路（直列共振回路）、３０は絶縁トランス、３１はその一次巻線、３２は二次巻線である。また、Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５〜Ｑ８はそれぞれブリッジ回路１３，２３を構成する半導体スイッチ素子、１４ａ，２４ａは共振用リアクトル、１４ｂ，２４ｂは共振用コンデンサである。
この双方向コンバータを例えばバッテリの充電器として使用する場合には、直流電圧源１１，２１の何れか一方がバッテリとなり、他方が直流電源として機能する。
なお、Ｇ１〜Ｇ８は半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８のゲート信号（ゲート電極）、Ｎ１，Ｎ２は巻線３１，３２の巻数を示している。
上記構成において、ブリッジ回路１３は、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１のときに、半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作によって直流電力を交流電力に変換し、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１のときに、還流ダイオードの整流動作によって交流電力を直流電力に変換する。同様に、ブリッジ回路２３は、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１のときに、還流ダイオードの整流動作によって交流電力を直流電力に変換し、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１のときに、半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の動作によって直流電力を交流電力に変換する。
いま、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１のときは、半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の還流ダイオードが逆回復する際に印加される電圧が、直流電圧源２１の電圧Ｖ２にクランプされる。また、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１のときは、半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の還流ダイオードが逆回復する際に印加される電圧が、直流電圧源１１の電圧Ｖ１にクランプされる。
この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８として一般的に発生損失の小さい低耐圧素子を使用することが可能であり、高い変換効率を得ることができる。
さて、この種の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、出力電圧を可変とする場合には、例えば特許文献２に開示されているように、パルス周波数変調（ＰＦＭ）制御によって半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８を駆動することが知られている。周知のように、ＰＦＭ制御は、スイッチング周波数を変化させて半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８の駆動信号のデューティを変化させる制御方式である。
図６は、半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８をＰＦＭ制御するための制御手段の構成図である。
図６（ａ）はブリッジ回路１３の半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の制御手段であり、直流電圧源２１の電圧Ｖ２及び電流Ｉ２を検出する検出回路４２と、その検出値に基づいて半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＦＭ制御するためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する制御回路５１と、から構成されている。
また、図６（ｂ）はブリッジ回路２３の半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の制御手段であり、直流電圧源１１の電圧Ｖ１及び電流Ｉ１を検出する検出回路４１と、その検出値に基づいて半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８をＰＦＭ制御するためのゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する制御回路５２と、から構成されている。
半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１のときに、制御回路５１から出力されるゲート信号Ｇ１〜Ｇ４により、ゲート駆動回路（図示せず）を介して駆動される。これにより、直流電圧源２１の電圧Ｖ２が指令値に一致するような制御が行われる。
また、半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８は、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１のときに、制御回路５２から出力されるゲート信号Ｇ５〜Ｇ８により、ゲート駆動回路を介して駆動される。これにより、直流電圧源１１の電圧Ｖ１が指令値に一致するような制御が行われる。
図６（ａ），（ｂ）に示す制御手段を用いて半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８をＰＦＭ制御することにより、双方向のパワーフローにおいて出力電圧を可変制御することができる。
一方、特許文献３によれば、共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにＰＦＭ制御を適用した場合、負荷の大小によってスイッチング周波数に対する出力電圧の特性が変化し、特に軽負荷や無負荷の場合にはスイッチング周波数を増加させても出力電圧を一定値以下に制御することができず、バッテリの充電器のように入出力電圧範囲が広い用途への適用が困難であることが指摘されている。
特開２０１２−７０４９１号公報（段落［００１９］〜［００２９］、図１，図７，図８等） 特開２０１１−１２０３７０号公報（段落［００２２］〜［００４４］、図２等） 特開２００２−２６２５６９号公報（段落［０００２］，［０００３］等）
「ＡＣ／ＤＣパワーステーションの高効率化」，パナソニック電工技報，Ｖｏｌ．５９，Ｎｏ.３，ｐ．４〜ｐ．１１
前述したように特許文献１や非特許文献１に記載された従来技術では、共振動作が最適になるように共振回路の定数を調整する回路等が必要であり、図５の回路においても、一方のＬＣ共振回路が共振回路の定数を調整する機能を果たしている。
このため、従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、回路構成が複雑になり、大型化するという問題があった。
また、図５及び図６において、装置仕様として、例えば直流電圧源１１の電圧Ｖ１が一定であり、直流電圧源２１の電圧（出力電圧）Ｖ２を最小値Ｖ２ｍｉｎから最大値Ｖ２ｍａｘの範囲で制御するものとする。
このとき、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１の動作を基準に設計する場合には、前述したごとく、共振型インバータのＰＦＭ制御では軽負荷時や無負荷時に出力電圧を一定値以下にすることができないので、出力電圧を最小値Ｖ２ｍｉｎにしたときの半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数をＬＣ共振回路１４の共振周波数ｆｒに設定し、絶縁トランス３０の巻数比ａをＮ１／Ｎ２＝Ｖ１／Ｖ２ｍｉｎに設定する。この結果、スイッチング周波数は共振周波数ｆｒ以下に制御され、出力電圧は、最小値がＶ２ｍｉｎ＝（１／ａ）×Ｖ１（スイッチング周波数＝ＬＣ共振回路１４の共振周波数ｆｒ）、最大値がＶ２ｍａｘ＝（１／ａ）×Ｖ１×α（α：スイッチング周波数をｆｒ以下にしたときの電圧変換ゲイン）の範囲で制御される。
しかし、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１の場合、直流電圧源２１の電圧（入力電圧）Ｖ２が最小値Ｖ２ｍｉｎの時にはＶ１＝ａ×Ｖ２ｍｉｎとなり、半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング周波数をＬＣ共振回路２４の共振周波数ｆｒとして電圧Ｖ１を出力することが可能であるが、入力電圧が最大値Ｖ２ｍａｘの時には、Ｖ１＜ａ×Ｖ２ｍａｘとなるため、スイッチング周波数をｆｒよりも増加させる必要がある。
しかし、前述したように、共振型インバータをＰＦＭ制御する場合にはスイッチング周波数を増加させても出力電圧を一定値以下にすることができないので、軽負荷や無負荷時には、所望の電圧Ｖ１を出力できないおそれがある。
すなわち、共振型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータをＰＦＭ制御する場合には、入出力電圧範囲が広い用途への適用が困難であることがわかる。
そこで、本発明の解決課題は、ＬＣ共振回路の定数を調整する回路等を不要にすると共に、入出力電圧範囲の広い用途にも適用可能な共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、第１の直流電圧源に接続され、かつ複数の半導体スイッチ素子からなる第１のブリッジ回路と、第２の直流電圧源に接続され、かつ複数の半導体スイッチ素子からなる第２のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路と前記第２のブリッジ回路とを絶縁する絶縁トランスと、前記第１のブリッジ回路の交流側と前記絶縁トランスとの間に接続された直列共振回路と、を有し、前記第１のブリッジ回路または前記第２のブリッジ回路をスイッチング動作させて前記第１の直流電圧源と前記第２の直流電圧源との間で相互に電力を供給可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の直流電圧源の電圧値または電流値の少なくとも一方を検出する第１の検出回路と、前記第２の直流電圧源の電圧値または電流値の少なくとも一方を検出する第２の検出回路と、前記第１の検出回路の検出値に基づいて前記第２のブリッジ回路を制御する第２の制御回路と、前記第２の検出回路の検出値に基づいて前記第１のブリッジ回路を制御する第１の制御回路と、を備え、
前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力を供給するときには前記第１のブリッジ回路のパルス周波数変調制御のみを行い、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力を供給するときには前記第２のブリッジ回路の固定周波数制御のみを行い、
前記第１の制御回路は、前記第２の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて前記直列共振回路の共振周波数以下の周波数にて前記第１のブリッジ回路のパルス周波数変調制御を行い、前記第２の制御回路は、前記第１の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて前記第２のブリッジ回路の固定周波数制御を行うことを特徴とする。
請求項２に係る発明は、第１の直流電圧源に接続され、かつ複数の半導体スイッチ素子からなる第１のブリッジ回路と、第２の直流電圧源に接続され、かつ複数の半導体スイッチ素子からなる第２のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路と前記第２のブリッジ回路とを絶縁する絶縁トランスと、前記第１のブリッジ回路の交流側と前記絶縁トランスとの間に接続された直列共振回路と、を有し、前記第１のブリッジ回路または前記第２のブリッジ回路をスイッチング動作させて前記第１の直流電圧源と前記第２の直流電圧源との間で相互に電力を供給可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の直流電圧源の電圧値または電流値の少なくとも一方を検出する第１の検出回路と、前記第２の直流電圧源の電圧値または電流値の少なくとも一方を検出する第２の検出回路と、前記第１の検出回路の検出値に基づいて前記第２のブリッジ回路を制御する第２の制御回路と、前記第２の検出回路の検出値に基づいて前記第１のブリッジ回路を制御する第１の制御回路と、を備え、
前記第１の制御回路は、前記直列共振回路の共振周波数付近で固定周波数制御する制御手段と、前記共振周波数以下の周波数でパルス周波数変調制御する制御手段と、前記第２の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて前記固定周波数制御と前記パルス周波数変調制御とを切り替える切替手段と、を備え、
前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力を供給するときには、前記第１の制御回路により、前記第１のブリッジ回路に対する固定周波数制御のみまたはパルス周波数変調制御のみを行い、
前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力を供給するときには、前記第２の制御回路により、前記第２のブリッジ回路に対する固定周波数制御のみを行うことを特徴とする。
請求項３に係る発明は、請求項２に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記切替手段は、第２の検出回路の検出値によって決まる制御量が、コンバータの固定周波数制御動作により出力可能な最大値を超えるような制御量になる場合に、固定周波数制御からＰＦＭ制御に切り替えるものである。
なお、請求項４に記載するように、第２の制御回路は、第１の直流電圧源から第２の直流電圧源に電力を供給するときに、第２のブリッジ回路を同期整流動作させる制御手段を有することが望ましい。
また、請求項５に記載するように、第１の制御回路は、第２の直流電圧源から第１の直流電圧源に電力を供給するときに、第１のブリッジ回路を同期整流動作させる制御手段を有することが望ましい。
更に、請求項６または請求項７に記載するように、固定周波数制御には、位相シフト制御またはパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を用いることができる。
本発明によれば、第１の直流電圧源から第２の直流電圧源に電力を供給するときの制御方法を直列共振回路の共振周波数以下の周波数による周波数変調制御とし、第２の直流電圧源から第１の直流電圧源に電力を供給するときの制御方法を固定周波数制御とすることにより、直列共振回路の定数を調整する回路を不要にすると共に、入出力電圧範囲が広い小型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。
また、第１の直流電圧源から第２の直流電圧源に電力を供給するときの制御方法を、直列共振回路の共振周波数付近で周波数変調制御から固定周波数制御に切り替えるようにすれば、ブリッジ回路の最低動作周波数を高く設計することができ、絶縁トランスの小型化によって双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを一層小型化することができる。
本発明の第１実施形態を示す回路図である。 第１実施形態における制御手段の第１実施例を示す構成図である。 第１実施形態における制御手段の第２実施例を示す構成図である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である。 共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの従来技術を示す回路図である。 図５における制御手段の構成図である。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は第１実施形態に係る共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図であり、図５と同様な機能を有するものには同じ符号を付してある。
すなわち、図１において、１１，２１は直流電圧源（それぞれの電圧をＶ１，Ｖ２とする）、１２，２２は平滑用コンデンサである。また、１３，２３は還流ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５〜Ｑ８からなるブリッジ回路であり、パワーフローの方向に応じてスイッチング回路または整流回路として動作する。一方のブリッジ回路１３を構成する半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２同士の接続点と半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４同士の接続点との間には、共振用リアクトル１４ａと絶縁トランス３０の一次巻線３１と共振用コンデンサ１４ｂとが直列に接続されている。１４は、共振用リアクトル１４ａ及び共振用コンデンサ１４ｂからなる直列共振回路としてのＬＣ共振回路である。絶縁トランス３０の二次巻線３２の両端は、他方のブリッジ回路２３を構成する半導体スイッチ素子Ｑ５，Ｑ６同士の接続点と半導体スイッチ素子Ｑ７，Ｑ８同士の接続点とにそれぞれ接続されている。
図５と同様に、この双方向コンバータを例えばバッテリの充電器として使用する場合には、直流電圧源１１，２１の何れか一方がバッテリとなり、他方が直流電源として機能する。
なお、Ｇ１〜Ｇ８は半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８のゲート信号（ゲート電極）、Ｎ１，Ｎ２は巻線３１，３２の巻数である。
図１から明らかなように、この実施形態では図５におけるＬＣ共振回路２４が除去されている。
図２は、図１における半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８を制御するための制御手段の第１実施例を示す構成図である。
図２（ａ）はブリッジ回路１３の半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の制御手段であり、直流電圧源２１の電圧Ｖ２及び電流Ｉ２を検出する検出回路４２と、その検出値に基づいて半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＦＭ制御するための制御回路５１と、から構成されている。
一方、図２（ｂ）はブリッジ回路２３の半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の制御手段であり、直流電圧源１１の電圧Ｖ１及び電流Ｉ１を検出する検出回路４１と、その検出値に基づいて半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を固定周波数制御するための制御回路５２Ａと、から構成されている。
ここで、検出回路４１の入力信号は、電圧Ｖ１または電流Ｉ１の何れか一方でも良いし、検出回路４２の入力信号は、電圧Ｖ２または電流Ｉ２の何れか一方でも良い。
半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１のときに、制御回路５１から出力されるゲート信号Ｇ１〜Ｇ４により、ゲート駆動回路（図示せず）を介して駆動される。これにより、直流電圧源２１の電圧（出力電圧）Ｖ２が指令値に一致するような制御が行われる。
また、半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８は、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１のときに、制御回路５２Ａから出力されるゲート信号Ｇ５〜Ｇ８により、ゲート駆動回路を介して駆動される。これにより、直流電圧源１１の電圧（出力電圧）Ｖ１が指令値に一致するような制御が行われる。
図１において、装置仕様として、前記同様に直流電圧源１１の電圧Ｖ１が一定であり、直流電圧源２１の電圧Ｖ２を最小値Ｖ２ｍｉｎから最大値Ｖ２ｍａｘの範囲で制御するものとする。
このとき、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１の動作を基準に設計する場合には、従来技術と同様に、ブリッジ回路１３をＰＦＭ制御させ、出力電圧の最小値をＶ２ｍｉｎとしたときの半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数をＬＣ共振回路１４の共振周波数ｆｒに設定し、絶縁トランス３０の巻数比ａをＮ１／Ｎ２＝Ｖ１／Ｖ２ｍｉｎに設定する。この結果、スイッチング周波数は共振周波数ｆｒ以下に制御され、出力電圧Ｖ２を、最小値がＶ２ｍｉｎ＝（１／ａ）×Ｖ１（スイッチング周波数＝ＬＣ共振回路の共振周波数ｆｒ）、最大値がＶ２ｍａｘ＝（１／ａ）×Ｖ１×α（α：スイッチング周波数をｆｒ以下にしたときの電圧変換ゲイン）の範囲で制御することができる。
一方、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１のときは、ブリッジ回路２３を固定周波数制御（例えば、位相シフト制御やＰＷＭ制御）によって動作させる。この場合、入力電圧Ｖ２が最小値Ｖ２ｍｉｎの時には、デューティ比をｄｕｔｙ１＝１とすればａ×Ｖ２ｍｉｎ×ｄｕｔｙ１＝Ｖ１となり、また、入力電圧Ｖ２が最大値Ｖ２ｍａｘの時には、デューティ比をｄｕｔｙ２＝Ｖ１／（ａ×Ｖ２ｍａｘ）とすることで、ａ×Ｖ２ｍａｘ×ｄｕｔｙ２＝Ｖ１となる。
上記のような動作により、入力電圧がＶ２ｍｉｎ〜Ｖ２ｍａｘの範囲で変化する場合でも所定の電圧Ｖ１を出力することができる。パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１の場合には、ブリッジ回路１３が整流回路として動作するためＬＣ共振回路１４の共振現象を利用することはなく、スイッチング回路として動作するブリッジ回路２３の半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング周波数を任意に設定することができる。よって、ＬＣ共振回路１４の定数を調整する回路も不要である。
以上のように、図２に示した第１実施例によれば、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１、直流電圧源２１→直流電圧源１１のいずれの場合においても、直流電圧源１１の電圧をＶ１とし、直流電圧源２１の電圧をＶ２ｍｉｎ〜Ｖ２ｍａｘの範囲で制御することができる。
次に、図３は、図１における半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８を制御するための制御手段の第２実施例を示す構成図である。
図３（ａ）はブリッジ回路１３の半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４の制御手段であり、直流電圧源２１の電圧Ｖ２及び電流Ｉ２を検出する検出回路４２と、その検出値に基づいて、半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＦＭ制御と固定周波数制御（例えば、位相シフト制御やＰＷＭ制御）とに切り替えて制御するための制御回路５１Ａと、から構成されている。ここで、制御回路５１Ａは、共振周波数ｆｒよりも低い周波数でＰＦＭ制御を行い、共振周波数ｆｒ付近で固定周波数制御するように構成されており、両制御は、検出回路４２による検出値で決定される制御量に応じて切り替わるようになっている。
また、図３（ｂ）はブリッジ回路２３の半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の制御手段であり、図２と同様に、検出回路４１とその検出値に基づいて半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を固定周波数制御するための制御回路５２Ａと、から構成されている。
半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４は、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１のときに、制御回路５１Ａから出力されるゲート信号Ｇ１〜Ｇ４により駆動され、半導体スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８は、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１のときに制御回路５２Ａから出力されるゲート信号Ｇ５〜Ｇ８により駆動される。
この第２実施例の動作を詳細に説明する。
図１において、装置仕様として、前記同様に直流電圧源１１の電圧Ｖ１が一定であり、直流電圧源２１の電圧（出力電圧）Ｖ２を最小値Ｖ２ｍｉｎから最大値Ｖ２ｍａｘの範囲で制御するものとする。
パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１の動作を基準として設計する場合、制御回路５１Ａにおいて固定周波数制御とＰＦＭ制御とを切り替える際の出力電圧Ｖ２を、Ｖ２ｍｉｎ〜Ｖ２ｍａｘの範囲の中間値Ｖ２ｍｉｄに設定し（すなわち、ＰＦＭ制御での出力電圧最小値をＶ２ｍｉｄに設定し）、絶縁トランス３０の巻数比をａ＝Ｎ１／Ｎ２＝Ｖ１／Ｖ２ｍｉｄとする。
これにより、負荷の大小によらず、固定周波数制御とＰＦＭ制御とが切り替わるときの出力電圧Ｖ２ｍｉｄ及び動作周波数（共振周波数ｆｒ）が固定される。従って、固定周波数制御時のスイッチング周波数は常に同じ周波数（共振周波数ｆｒ）となり、ＰＦＭ制御時のスイッチング周波数は、共振周波数ｆｒ以下に制御されることになる。
更に、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１である時に、検出回路４２による検出値で決定される制御量が、固定周波数制御動作で出力可能な電圧に相当する制御量である場合、制御回路５１Ａは、出力電圧Ｖ２をＶ２ｍｉｄ以下の値に制御可能な固定周波数制御（スイッチング周波数：ｆｒ）に切り替える。また、検出回路４２による検出値で決定される制御量が、固定周波数制御動作で出力可能な電圧の最大値を超えるような制御量となる場合は、出力電圧Ｖ２をＶ２ｍｉｄ以上の電圧に制御可能なＰＦＭ制御（スイッチング周波数：＜ｆｒ）に切り替える。
これにより、入力電圧がＶ１のときに、出力電圧Ｖ２をＶ２ｍｉｎ〜Ｖ２ｍａｘの範囲で制御することができる。特に、制御回路５１Ａにより固定周波数制御とＰＦＭ制御とを切り替える制御方法によれば、ＰＦＭ制御による可変電圧幅を少なくできるので、図２の第１実施例と比較して最低動作周波数を高く設計することが可能になる。その結果、絶縁トランス３０の小型化、ひいては装置全体の小型化を図ることができる。
なお、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１の場合の動作は、第１実施例と同様であるため、説明を省略する。
以上のように、第２実施例によれば、パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１、直流電圧源２１→直流電圧源１１のいずれの場合も、直流電圧源１１の電圧をＶ１とし、直流電圧源２１の電圧をＶ２ｍｉｎ〜Ｖ２ｍａｘの範囲に制御することができ、第１実施例よりも更なる小型化が可能となる。
なお、図１の実施形態では、直列共振回路としてのＬＣ共振回路１４が、共振用リアクトル１４ａと共振用コンデンサ１４ｂとを直列接続して構成されているが、共振用リアクトル１４ａの代わりに、絶縁トランス３０の漏れインダクタンスを利用してＬＣ共振回路を構成してもよい。
また、図１の実施形態では、各ブリッジ回路１３，２３を構成する半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８としてＩＧＢＴを用いた場合について説明したが、図４の第２実施形態に示すように、半導体スイッチ素子Ｑ１１〜Ｑ１８（ゲート信号をＧ１１〜Ｇ１８として示す）としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合にも同様の効果を得ることができる。
この場合、整流回路として動作するブリッジ回路（パワーフローが直流電圧源１１→直流電圧源２１のときはブリッジ回路２５、パワーフローが直流電圧源２１→直流電圧源１１のときはブリッジ回路１５）を同期整流動作させてもよい。
１１，２１：直流電圧源
１２，２２：平滑用コンデンサ
１３，２３：ブリッジ回路
１４：ＬＣ共振回路
１４ａ：共振用リアクトル
１４ｂ：共振用コンデンサ
３０：絶縁トランス
３１：一次巻線
３２：二次巻線
４１，４２：検出回路
５１，５１Ａ，５２Ａ：制御回路
Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ１１〜Ｑ１８：半導体スイッチ素子
Ｇ１〜Ｇ８，Ｇ１１〜Ｇ１８：ゲート信号

Claims (7)

  1. 第１の直流電圧源に接続され、かつ複数の半導体スイッチ素子からなる第１のブリッジ回路と、第２の直流電圧源に接続され、かつ複数の半導体スイッチ素子からなる第２のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路と前記第２のブリッジ回路とを絶縁する絶縁トランスと、前記第１のブリッジ回路の交流側と前記絶縁トランスとの間に接続された直列共振回路と、を有し、前記第１のブリッジ回路または前記第２のブリッジ回路をスイッチング動作させて前記第１の直流電圧源と前記第２の直流電圧源との間で相互に電力を供給可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    前記第１の直流電圧源の電圧値または電流値の少なくとも一方を検出する第１の検出回路と、前記第２の直流電圧源の電圧値または電流値の少なくとも一方を検出する第２の検出回路と、前記第１の検出回路の検出値に基づいて前記第２のブリッジ回路を制御する第２の制御回路と、前記第２の検出回路の検出値に基づいて前記第１のブリッジ回路を制御する第１の制御回路と、を備え、
    前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力を供給するときには前記第１のブリッジ回路のパルス周波数変調制御のみを行い、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力を供給するときには前記第２のブリッジ回路の固定周波数制御のみを行い、
    前記第１の制御回路は、前記第２の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて前記直列共振回路の共振周波数以下の周波数にて前記第１のブリッジ回路のパルス周波数変調制御を行い、前記第２の制御回路は、前記第１の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて前記第２のブリッジ回路の固定周波数制御を行うことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 第１の直流電圧源に接続され、かつ複数の半導体スイッチ素子からなる第１のブリッジ回路と、第２の直流電圧源に接続され、かつ複数の半導体スイッチ素子からなる第２のブリッジ回路と、前記第１のブリッジ回路と前記第２のブリッジ回路とを絶縁する絶縁トランスと、前記第１のブリッジ回路の交流側と前記絶縁トランスとの間に接続された直列共振回路と、を有し、前記第１のブリッジ回路または前記第２のブリッジ回路をスイッチング動作させて前記第１の直流電圧源と前記第２の直流電圧源との間で相互に電力を供給可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    前記第１の直流電圧源の電圧値または電流値の少なくとも一方を検出する第１の検出回路と、前記第２の直流電圧源の電圧値または電流値の少なくとも一方を検出する第２の検出回路と、前記第１の検出回路の検出値に基づいて前記第２のブリッジ回路を制御する第２の制御回路と、前記第２の検出回路の検出値に基づいて前記第１のブリッジ回路を制御する第１の制御回路と、を備え、
    前記第１の制御回路は、前記直列共振回路の共振周波数付近で固定周波数制御する制御手段と、前記共振周波数以下の周波数でパルス周波数変調制御する制御手段と、前記第２の検出回路の検出値によって決まる制御量に基づいて前記固定周波数制御と前記パルス周波数変調制御とを切り替える切替手段と、を備え、
    前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力を供給するときには、前記第１の制御回路により、前記第１のブリッジ回路に対する固定周波数制御のみまたはパルス周波数変調制御のみを行い、
    前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力を供給するときには、前記第２の制御回路により、前記第２のブリッジ回路に対する固定周波数制御のみを行うことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 請求項２に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    前記切替手段は、前記第２の検出回路の検出値によって決まる制御量が、前記コンバータの固定周波数制御動作により出力可能な最大値を超えるような制御量になる場合に、固定周波数制御からパルス周波数変調制御に切り替えることを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    前記第２の制御回路は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力を供給するときに、前記第２のブリッジ回路を同期整流動作させる制御手段を有することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 請求項１〜３の何れか１項に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    前記第１の制御回路は、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力を供給するときに、前記第１のブリッジ回路を同期整流動作させる制御手段を有することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 請求項１〜３の何れか１項に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    前記固定周波数制御として、前記半導体スイッチ素子を位相シフト制御することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 請求項１〜３の何れか１項に記載した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    前記固定周波数制御として、前記半導体スイッチ素子をパルス幅変調制御することを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
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