JP3697112B2 - 直流双方向コンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、絶縁された二組の直流電圧源の間で電力エネルギーを相互に伝達する直流（正逆）双方向コンバータに関し、例えば、二次電池の極板形成用の充放電装置や、太陽光発電装置などに利用されるものを対象とする。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源を用いて充電した充電電力の一部を、放電時に交流電源側に回生させて電力の有効利用を図る電力回生型充放電装置が知られている。図２１は従来最も一般的に使用されている二次電池極板形成用の充放電装置の一例を示す図である。
【０００３】
図２１の充放電装置は、商用電源６１からのＡＣ電圧を直流電圧に変換する定電流充電装置６２と、極板形成途中の二次電池６３と、二次電池６３からの放電エネルギーを商用電源側に回生するDC/ACインバータ６５と、二次電池６３の充放電に伴って変動する直流電圧をDC/ACインバータ６５に適した電圧に変換するDC/DCコンバータ６４と、二次電池６３を強制的に放電させるダミー負荷６６とを有する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の充放電装置は、図２１の矢印で示すように、電力エネルギーを一方向にしか流すことができなかった。このため、従来は、充電用の装置である定電流充電装置６２と、放電用の装置であるDC/ACインバータ６５やDC/DCコンバータ６４を、それぞれ別個に設ける必要があった。したがって、部品点数が増えてコスト高になり、また、容積や重量も増えるため、省資源化が困難であり、消費電力も増えるという問題があった。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、絶縁された二組の直流電圧源の間で、電力エネルギーを効率よく相互に伝達することができる直流双方向コンバータを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明の一態様によれば、絶縁された第１および第２の直流電圧源の間に接続され、前記第１および第２の直流電圧源の間で双方向に電力エネルギーを伝達する直流双方向コンバータであって、互いに絶縁された第１および第２のコンバータ／整流器と、前記第２のコンバータ／整流器と前記第２の直流電圧源との間に介挿されるコンデンサ入力型フィルタと、を備え、前記コンデンサ入力型フィルタは、前記第２の直流電圧源の入出力端子間に接続されるコンデンサを有し、前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第１の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記第２のコンバータ／整流器に供給し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第２のコンバータ／整流器からの交流電圧を直流電圧に変換して前記第１の直流電圧源に供給し、前記第２のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第１のコンバータ／整流器からの交流電圧を直流電圧に変換して前記第２の直流電圧源に供給し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第２の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記第１のコンバータ／整流器に供給することを特徴とする直流双方向コンバータが提供される。
【０００７】
請求項１の発明では、第１の直流電圧源から第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際も、第２の直流電圧源から第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際も、第１および第２のコンバータ／整流器を利用するため、充放電用にそれぞれ専用の回路を設ける必要がなくなり、回路構成を簡略化できる。また、第１および第２のコンバータ／整流器は互いに絶縁されているため、安全性が向上する。
【０００８】
請求項２の発明では、第１〜第４のスイッチ回路のオン・オフ制御により、第１および第２のコンバータ／整流器間で電力エネルギーの伝達を行う。
【０００９】
請求項３の発明では、第１〜第４のスイッチ回路のオン・オフ期間をパルス幅制御するため、第１および第２の直流電圧源の電圧レベルを連続的に可変制御することができる。また、第１および第２のスイッチ回路の接続点と第１の巻線との間にチョークコイルを設けるため、第１の直流電圧源と第２の直流電圧源との間で供給される電圧を充放電のいずれの場合も平均化することができる。
【００１０】
請求項４の発明では、第１および第２の直流電圧源の電圧レベルを磁気増幅器により可変制御するため、第１〜第４のスイッチ回路のオン・オフ期間を可変制御しなくても、第１および第２の直流電圧源の電圧レベルを調整できる。
【００１１】
請求項５の発明では、２個のスイッチ回路だけで、第１および第２の直流電圧源の間で双方向に電力を伝達できるため、回路構成をさらに簡略化することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した直流双方向コンバータについて、図面を参照しながら具体的に説明する。以下では、主に、二次電池の極板形成用の直流双方向コンバータについて説明する。
【００１３】
図１は本発明に係る直流双方向コンバータの原理を説明するための概略ブロック図である。図１の直流双方向コンバータ１は、商用電源２からのＡＣ電圧を直流電圧に変換するインバータ／コンバータ兼用回路３と二次電池４との間に接続されている。
【００１４】
図１の直流双方向コンバータ１は、二次電池４の充電時にはインバータ／コンバータ兼用回路３から出力された直流電圧を絶縁してDC/DC変換を行うとともに、二次電池４の放電時には二次電池４からの放電エネルギーを絶縁してインバータ／コンバータ兼用回路３に伝達する。
【００１５】
従来は、図２１に示すように、二次電池４を充電するための装置と放電するための装置が別々に必要であったが、本発明では、図１のインバータ／コンバータ兼用回路３と直流双方向コンバータ１を、二次電池４の充電時にも放電時にも利用する。これにより、従来に比べて回路構成を簡略化でき、小型・軽量化が可能になるとともに、消費電力も低減できる。以下、図１の直流双方向コンバータ１の具体例について説明する。
【００１６】
（第１の実施形態）
図２は本発明に係る直流双方向コンバータ１の第１の実施形態の回路図である。図２の直流双方向コンバータ１は、インバータ／コンバータ兼用回路３と二次電池４との間に接続されている。
【００１７】
インバータ／コンバータ兼用回路３は、二次電池４の充電時には高力率整流回路(PFC:Power Factor Correction)として作用し、二次電池４の放電時にはDC/ACインバータとして作用する。このインバータ／コンバータ兼用回路３は、全波ブリッジ整流回路や昇圧コンバータ等を用いた公知の回路で構成され、回路構成自体には特に特徴はないので、詳細な説明は省略する。
【００１８】
図２の直流双方向コンバータ１は、ハーフブリッジ型インバータ兼倍電圧整流回路(INV-A/Rec)１１と、高周波交流チョークコイル(AC-CH)１２と、高周波変圧器(HFT)１３と、インバータ兼二相半波整流回路(INV-B/Rec)１４と、フィルタ回路１５と、電流検出器(Shunt)１６とを有する。
【００１９】
これらの回路のうち、高周波交流チョークコイル１２、高周波変圧器１３、およびフィルタ回路１５はもともと、エネルギーを伝達する上では双方向性の線形回路である。一方、インバータ兼倍電圧整流回路１１とインバータ兼二相半波整流回路１４は、エネルギーの方向に依存する非線形回路である。すなわち、インバータ兼倍電圧整流回路１１とインバータ兼二相半波整流回路１４は、エネルギーの方向に応じて、異なる動作を行う。
【００２０】
インバータ兼倍電圧整流回路１１は、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力端子ａ，ｂ間に従続接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、同じく出力端子ａ，ｂ間に従続接続された半導体スイッチＳ１，Ｓ２と、各半導体スイッチＳ１，Ｓ２のソース−ドレイン端子間にそれぞれ並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２とを有する。これらダイオードＤ１，Ｄ２は、対応する半導体スイッチとワン・パッケージになっていてもよいし、半導体スイッチとは別個に取り付けてもよい。
【００２１】
交流チョークコイル１２の一端は半導体スイッチＳ１，Ｓ２の接続点に接続され、他端は高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１の一端に接続されている。一次側巻線Ｎ１の他端はスイッチＳＷ１を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点に接続されている。交流チョークコイル１２は、パルス幅変調エネルギーを平均化する作用を行う。
【００２２】
インバータ兼二相半波整流回路１４は、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２，Ｎ３の両端間に従続接続された半導体スイッチＳ３，Ｓ４と、半導体スイッチＳ３のソース−ドレイン端子間に並列接続されたダイオードＤ３，Ｄ５と、半導体スイッチＳ４のソース−ドレイン端子間に並列接続されたダイオードＤ４，Ｄ６とを有する。ダイオードＤ５，Ｄ６を半導体スイッチとは別個に取り付けることにより、整流効率が改善される。なお、ダイオードＤ３，Ｄ５は、半導体スイッチＳ３，Ｓ４に寄生する寄生ダイオードである。
【００２３】
フィルタ回路１５は、チョークコイル２１と、コンデンサＣ３，Ｃ４とを有し、チョークコイル２１およびコンデンサＣ３の接続点は高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２，Ｎ３の接続点に接続されている。
【００２４】
半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、図３に詳細構成を示すパルス幅変調制御回路によりオン・オフ制御される。パルス幅変調制御回路は、二次電池４の充電時には半導体スイッチＳ１，Ｓ２をパルス幅制御するとともに、半導体スイッチＳ３，Ｓ４をオフ状態にし、二次電池４の放電時には半導体スイッチＳ１，Ｓ２をオフ状態にするとともに、半導体スイッチＳ３，Ｓ４をパルス幅制御する。
【００２５】
図４および図５は二次電池４の充電時の電流の流れる方向を示す図、図６は充電時の半導体スイッチＳ１，Ｓ２のオン・オフ状態を示す波形図であり、以下、これらの図を用いて、充電時の動作を説明する。
【００２６】
半導体スイッチＳ１がオンの場合には、図４の矢印で示すように、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力端子ａから、半導体スイッチＳ１、交流チョークコイル１２、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１、スイッチＳＷ１、およびコンデンサＣ２を通る向きに電流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の二次側に起電力が発生し、図４の矢印で示すように、二次側巻線Ｎ２、チョークコイル２１、二次電池４、電流検出器１６、ダイオードＤ３，Ｄ５、およびコイルＮ２を通る向きに電流が流れて二次電池４が充電される。
【００２７】
また、半導体スイッチＳ２がオンの場合には、図５の矢印で示すように、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力端子ａから、コンデンサＣ１、スイッチＳＷ１、一次側巻線Ｎ１、交流チョークコイル１２、および半導体スイッチＳ２を通る向きに電流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の二次側に起電力が発生し、図５の矢印で示すように、二次側巻線Ｎ３、チョークコイル２１、二次電池４、電流検出器１６、ダイオードＤ４，Ｄ６、および二次側巻線Ｎ３を通る向きに電流が流れて二次電池４が充電される。
【００２８】
このように、充電時には、インバータ／コンバータ兼用回路３から出力された直流電圧を半導体スイッチＳ１，Ｓ２により矩形波電圧に変換して高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に供給し、二次側巻線Ｎ２，Ｎ３に発生された起電力を整流して二次電池４の充電を行う。半導体スイッチＳ１，Ｓ２は交互にオンし、半導体スイッチＳ１，Ｓ２のいずれがオンしても高周波変圧器１３の二次側に電力が伝達されるため、インバータ／コンバータ兼用回路３から出力された直流電圧を無駄なく利用して二次電池４の充電を行うことができる。
【００２９】
このような制御により、二次電池４の充電時には、図２のｅ点は、図６（ｃ）に示すように、Ｖabが１００Ｖの場合には、５０Ｖを中心として、プラスマイナス５０Ｖの振幅で変化する電圧になり、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端にはそれぞれ５０Ｖの電圧が印加される。
【００３０】
一方、図７および図８は二次電池４の放電時の電流の流れる方向を示す図、図９は放電時の半導体スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オフ状態を示す波形図であり、以下、これらの図に基づいて、放電時の動作を説明する。
【００３１】
図３に詳細構成を示すパルス幅変調制御回路は、二次電池４の放電時には、半導体スイッチＳ３，Ｓ４を交互にオン・オフし、かつ、半導体スイッチＳ１，Ｓ２をオフ状態にする。半導体スイッチＳ３がオンの場合には、図７の矢印で示すように、二次電池４の端子ｃから、チョークコイル２１、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２、半導体スイッチＳ３、および電流検出器１６を通る向きに電流が流れる。
【００３２】
この電流により、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に起電力が発生し、この起電力により、図７の矢印で示すように、一次側巻線Ｎ１、交流チョークコイル１２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、および一次側巻線Ｎ１を通る向きに電流が流れる。この電流により、コンデンサＣ１の充電が行われる。
【００３３】
また、半導体スイッチＳ４がオンの場合には、図８の矢印で示すように、二次電池４の端子ｃから、チョークコイル２１、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ３、半導体スイッチＳ４、および電流検出器１６を通る向きに電流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に起電力が発生し、この起電力により、図８の矢印で示すように、一次側巻線Ｎ１、スイッチＳＷ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ２、交流チョークコイル１２、および一次側巻線Ｎ１を通る向きに電流が流れる。この電流により、コンデンサＣ２の充電が行われる。
【００３４】
このように、放電時には、二次電池４の放電電圧を半導体スイッチＳ３，Ｓ４により矩形波電圧に変換して高周波変圧器１３に供給し、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に発生する起電力によりコンデンサＣ１，Ｃ２を交互に充電するため、インバータ／コンバータ兼用回路３の端子ａ，ｂ間にコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧を足し合わせた倍電圧を供給することができる。インバータ／コンバータ兼用回路３は、直流双方向コンバータ１から供給された倍電圧を交流電圧に変換して商用電源側に回生させる。
【００３５】
二次電池４の放電時の放電電流とインバータ／コンバータ兼用回路３の端子ａ，ｂ間電圧との関係は、半導体スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オフ期間の比（時比率）と高周波変圧器１３の巻数比で決定される。また、交流チョークコイル１２は、パルス幅変調出力エネルギーを平均化する役割を果たす。
【００３６】
図３は図２の半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフをパルス幅制御するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図である。図３の入力端子ｘ，ｙにはそれぞれ図２の電流検出器１６の端部が接続され、図３の入力端子ｚには図２のチョークコイル２１と二次電池４との接続点が接続されている。
【００３７】
図３のパルス幅変調制御回路は、電流検出部３１と、電圧監視部３２と、パルス幅制御用ＩＣ３３と、パルス出力部３４と、ドライバ３５とを有する。
【００３８】
電流検出部３１はさらに、充電電流を検出するオペアンプＯＰ１と、放電電流を検出するオペアンプＯＰ２と、充放電を切り替えるスイッチＳＷ２とを有する。オペアンプＯＰ１は充電電流に応じた電圧を出力し、オペアンプＯＰ２は放電電流に応じた電圧を出力する。パルス幅制御用ＩＣ３３は、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２の出力電圧が基準電圧ＶREFに応じた電圧になるように、パルス幅制御信号PWM1，PWM2のパルス幅を制御する。
【００３９】
パルス出力部３４はさらに、４つのNANDゲートＧ１〜Ｇ４とスイッチＳＷ３とを有し、充電時にはNANDゲートＧ１はパルス幅制御信号PWM1の反転信号を出力し、NANDゲートＧ２はパルス幅制御信号PWM2の反転信号を出力する。このとき、NANDゲートＧ３，Ｇ４の出力はローレベル固定になる。また、放電時にはNANDゲートＧ３はパルス幅制御信号PWM1の反転信号を出力し、NANDゲートＧ４はパルス幅制御信号PWM2の反転信号を出力する。このとき、NANDゲートＧ１，Ｇ２の出力はローレベル固定になる。
【００４０】
ドライバ３５はさらにフォトカプラ４１を有し、パルス出力部３４と絶縁された信号を出力する。フォトカプラ４１を設けることで、ドライバ３５の出力とパルス出力部３４等の制御回路を絶縁して駆動できる。なお、ドライバ３５の出力端子間電圧は、１５Ｖ程度である。
【００４１】
このように、第１の実施形態の直流双方向コンバータ１は、二次電池４を充電する際にも放電する際にも利用されるため、充電用の回路と放電用の回路を別個に設ける必要がなくなり、回路構成を簡略化できる。また、商用電源２側と二次電池４側を高周波変圧器１３で絶縁し、かつ、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のゲート端子をその制御回路と絶縁するため、安全性が向上するとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。
【００４２】
（第２の実施形態）
第２の実施形態は、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に流す電流を磁気増幅器により制御するものである。
【００４３】
図１０は本発明に係る直流双方向コンバータの第２の実施形態の回路図である。図１０では、図２と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００４４】
図１０の直流双方向コンバータ１ａは、図２の交流チョークコイル１２の代わりに、高周波磁気増幅器１７を備えている。また、半導体スイッチＳ１，Ｓ２の間には、両スイッチＳ１，Ｓ２間に短絡電流が流れるのを防止すべく、チョークコイル１８が接続されている。
【００４５】
磁気増幅器１７は、トランス１９を備えており、このトランス１９の一次側に流れる電流を制御することにより、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に流れる電流を制御することができる。
【００４６】
図１１および図１２は磁気増幅器１７の特性を示す図である。図１１の横軸は磁気増幅器１７内のトランス１９の一次側に流れる制御電流Ｉc、縦軸は磁気増幅器１７の出力電流Ｉacである。なお、電流Ｉbはバイアス電流である。また、図１２の横軸は磁気増幅器１７の出力電圧Ｖac、縦軸は磁気増幅器１７の出力電流Ｉacである。図示のように、制御電流Ｉcを調整することにより、磁気増幅器１７の出力電流Ｉacを可変制御することができる。
【００４７】
このような磁気増幅器１７を設ければ、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４をパルス幅制御しなくても、二次電池４の充電電圧を可変制御することができる。したがって、図１０の回路の場合、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４の時比率を略５０％に設定すればよくなる。
【００４８】
また、磁気増幅器１７は、内部にトランス１９を有するため、磁気増幅器１７の出力部をその制御回路と絶縁することができ、安全性が向上する。さらに、第２の実施形態では、磁気増幅器１７を高周波帯域で使用するため、商用電源帯域で使用する場合に比べて、格段に小型・軽量化が可能になる。
【００４９】
図１３は図１０の半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフを制御するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図である。図１３では、図３と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では、相違点を中心に説明する。
【００５０】
パルス出力部３４は、NANDゲートＧ１〜Ｇ４の他に、時比率が５０％のパルス信号を出力するフリップフロップ４２と、制御電流出力回路４３とを有する。
【００５１】
NANDゲートＧ１〜Ｇ４は、フリップフロップ４２からのパルス信号に基づいて、時比率が略５０％の信号を出力する。これにより、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、ほぼ等間隔でオン・オフする。
【００５２】
このように、第２の実施形態では、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフ期間の時比率を略５０％に設定するため、フリップフロップ４２のみで半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフを制御できる。
【００５３】
制御電流出力回路４３は、二次電池４の充電時には充電電圧に応じた制御電流を出力し、二次電池４の放電時にはインバータ／コンバータ兼用回路３に供給する直流電圧に応じた制御電流を出力する。制御電流出力回路４３から出力された制御電流は、磁気増幅器１７内のトランス１９の一次側巻線Ｎ１に供給される。
【００５４】
なお、第１の実施形態（図２）の半導体スイッチＳ１，Ｓ２間にも、図１０と同様のチョークコイル１８を接続してもよい。これにより、半導体スイッチＳ１，Ｓ２間を短絡電流が貫通するおそれがなくなる。
【００５５】
（第３の実施形態）
第３の実施形態は、第１および第２の実施形態よりも回路構成を簡略化したものであり、２個の半導体スイッチだけで電力エネルギーを双方向に伝達するものである。
【００５６】
図１４は本発明に係る直流双方向コンバータ１の第３の実施形態の回路図である。図１４では図２と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００５７】
図１４の高周波変圧器１３の鉄芯には、直流励磁による飽和を防ぐために空隙が設けられている。また、高周波変圧器１３の一次側（商用電源側）巻線Ｎ１と二次側（二次電池側）巻線Ｎ２にはそれぞれ半導体スイッチＳＡ，ＳＢが直列に接続されている。
【００５８】
高周波変圧器１３を中心として線対称に回路を配置することにより、図１４の回路は完全に左右対称になり、インバータ／コンバータ兼用回路３と二次電池４との間で双方向に電力エネルギーを伝達することができる。
【００５９】
また、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力電圧と二次電池４の両端電圧とがどのように相違していても、高周波変圧器１３の巻数比により整合を取ることができる。さらに、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力電圧と二次電池４の両端電圧との電圧比が２〜３倍程度の電圧範囲であれば、半導体スイッチＳＡ，ＳＢのパルス幅変調制御により両電圧を調整することができる。
【００６０】
図１５は二次電池４の充電時の電流の流れを示す図である。充電時には、半導体スイッチＳＡはオン・オフ制御されるのに対し、半導体スイッチＳＢは常にオフ状態になる。
【００６１】
半導体スイッチＳＡがオンの間は、インバータ／コンバータ兼用回路３から、一次側巻線Ｎ１を通って半導体スイッチＳＡのドレイン−ソース間に電流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２に起電力が発生し、二次側巻線Ｎ２からチョークコイル２１を通って二次電池４に向かって電流が流れ、二次電池４の充電が行われる。
【００６２】
図１６は充電時における半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖa、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１を流れる電流Ｉa、および半導体スイッチＳＢのソース−ドレイン間電圧Ｖbの波形図である。また、図１７は、半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖaと高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１を流れる電流Ｉaの実測波形図である。
【００６３】
図１６および図１７の波形図は、半導体スイッチＳＡを略４０％の時比率Ｔ〔＝Ｔ1／(Ｔ1＋Ｔ2)＝約0.4〕で駆動する例を示している。このとき、半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖaは、高周波変圧器１３の磁束により、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力電圧Ｖabよりも高くなり、（１）式のようになる。
Ｖa＝Ｖab（１＋Ｔ1／Ｔ2） …（１）
半導体スイッチＳＡがオフすると、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に電流Ｉaが流れる。この電流は、一次側巻線Ｎ１のインダクタンスにより、図１６（ｂ）に示すように、徐々に増加する。
【００６４】
また、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２には起電力が発生し、半導体スイッチＳＢのソース−ドレイン間電圧Ｖbは、（２）式に示すように、高周波変圧器１３の一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数比に応じた電圧になる。
Ｖb＝Ｖab（１＋Ｔ1／Ｔ2）×（ｎ2／ｎ1） …（２）
（２）式に示す電圧Ｖbは、期間Ｔ2の間に平均化され、その平均電圧Ｖcdは、（３）式のようになり、この電圧Ｖcdが二次電池４の充電電圧になる。
このように、高周波変圧器１３の巻数比ｎ2／ｎ1と、パルス幅制御の時比率｛Ｔ1／(Ｔ1＋Ｔ2)｝とにより、二次電池４の充電電圧を連続的に制御することができる。
【００６５】
一方、図１８は放電時の電流の流れを示す図である。放電時には、半導体スイッチＳＡは常にオフ状態になるのに対し、半導体スイッチＳＢは図１９に詳細構成を示すパルス幅変調制御回路によりオン・オフ制御される。
【００６６】
半導体スイッチＳＢがオンのときは、二次電池４からの放電電流は、チョークコイル２１と、二次側巻線Ｎ２と、半導体スイッチＳＢと、電流検出器１６を通って流れる。この電流により、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に起電力が発生する。この起電力により、ダイオードＤＡから一次側巻線Ｎ１を通ってインバータ／コンバータ兼用回路３の方向に電流が流れ、二次電池４からの放電エネルギーが商用電源２側に回生される。
【００６７】
図１９は図１４の半導体スイッチＳＡ，ＳＢのゲート電圧を制御するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図である。図１９の回路では、図２と共通する構成部分には同一符号を付している。
【００６８】
図１９のパルス出力部３４は２つのNANDゲートＧ１，Ｇ２を有する。NANDゲートＧ１は充電時にパルス幅変調信号を出力し、NANDゲートＧ２は放電時にパルス幅変調信号を出力する。
【００６９】
このように、第３の実施形態は、２個の半導体スイッチＳＡ，ＳＢだけで二次電池４への充電制御と、二次電池４からの放電電力を商用電源２側に回生させる制御とを行うことができるため、第１および第２の実施形態よりもさらに回路構成を簡略化でき、小型・軽量化が可能になるとともに、消費電力も低減できる。
【００７０】
上述した各実施形態では、本発明に係る直流双方向コンバータ１を、二次電池４の極板形成用に利用する例を説明したが、本発明は、他の目的にも利用可能である。例えば、図２０は本発明を太陽光発電装置の充放電制御装置として利用する例を示すブロック図である。図２０の太陽光発電装置は、太陽光発電器５１で発電された電力を直流双方向コンバータ１を介して二次電池４に充電するとともに、二次電池４からの放電エネルギーをDC/ACインバータ５２を介して商用電源２に回生させるものである。
【００７１】
また、本発明は、回転数や発生電力の変動が大きい風車発電機やエンジン発電機などで発電した電力をいったん直流に変換した後、絶縁して電力を伝達するため、発電機側の影響を受けない安定した直流電圧を得ることができるとともに、DC/ACインバータを接続することにより、発電機側の影響を受けない安定した交流電圧を得ることもできる。したがって、本発明に係る直流双方向コンバータ１を大容量の電気二重層コンデンサ等に接続すれば、コンデンサ等に安定した電力を供給することができる。
【００７２】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、第１および第２の直流電圧源の間で、互いに絶縁した状態で双方向に電力を伝達できるため、充電用や放電用にそれぞれ専用の回路を設ける必要がなくなり、回路構成を簡略化することができる。また、第１および第２の直流電圧源を互いに絶縁するため、安全性が向上するとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る直流双方向コンバータの原理を説明するための概略ブロック図。
【図２】本発明に係る直流双方向コンバータ１の第１の実施形態の回路図。
【図３】パルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図。
【図４】半導体スイッチＳ１がオンのときの二次電池の充電時の電流の流れる方向を示す図。
【図５】半導体スイッチＳ２がオンのときの二次電池の充電時の電流の流れる方向を示す図。
【図６】充電時の半導体スイッチＳ１，Ｓ２のオン・オフ状態を示す波形図。
【図７】半導体スイッチＳ３がオンのときの二次電池の放電時の電流の流れる方向を示す図。
【図８】半導体スイッチＳ４がオンのときの二次電池の放電時の電流の流れる方向を示す図。
【図９】放電時の半導体スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オフ状態を示す波形図。
【図１０】本発明に係る直流双方向コンバータの第２の実施形態の回路図。
【図１１】磁気増幅器の制御電流と出力電流との関係を示す図。
【図１２】磁気増幅器の出力電圧と出力電流との関係を示す図。
【図１３】パルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図。
【図１４】本発明に係る直流双方向コンバータの第３の実施形態の回路図。
【図１５】二次電池の充電時の電流の流れを示す図。
【図１６】充電時における半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖa、高周波変圧器の一次側巻線を流れる電流Ｉa、および半導体スイッチＳＢのソース−ドレイン間電圧Ｖbの波形図。
【図１７】半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖaと高周波変圧器の一次側巻線Ｎ１を流れる電流Ｉaの実測波形図。
【図１８】放電時の電流の流れを示す図。
【図１９】図１４の半導体スイッチのゲート電圧を制御するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図。
【図２０】本発明を太陽光発電装置の充放電制御装置として利用する例を示すブロック図。
【図２１】従来最も一般的に使用されている二次電池極板形成用の充放電装置の一例を示す図。
【符号の説明】
１ 直流双方向コンバータ
２ 商用電源
３ インバータ／コンバータ兼用回路
４ 二次電池
１１ インバータ兼倍電圧整流回路(INV-A/Rec)
１２ 高周波交流チョークコイル(AC-CH)
１３ 高周波変圧器(HFT)
１４ インバータ兼二相半波整流回路(INV-B/Rec)
１５ フィルタ回路
１６ 電流検出器(Shunt)
２１ チョークコイル
３１ 電流検出部
３２ 電圧監視部
３３ パルス幅制御用ＩＣ
３４ パルス出力部
３５ ドライバ
【発明の属する技術分野】
本発明は、絶縁された二組の直流電圧源の間で電力エネルギーを相互に伝達する直流（正逆）双方向コンバータに関し、例えば、二次電池の極板形成用の充放電装置や、太陽光発電装置などに利用されるものを対象とする。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源を用いて充電した充電電力の一部を、放電時に交流電源側に回生させて電力の有効利用を図る電力回生型充放電装置が知られている。図２１は従来最も一般的に使用されている二次電池極板形成用の充放電装置の一例を示す図である。
【０００３】
図２１の充放電装置は、商用電源６１からのＡＣ電圧を直流電圧に変換する定電流充電装置６２と、極板形成途中の二次電池６３と、二次電池６３からの放電エネルギーを商用電源側に回生するDC/ACインバータ６５と、二次電池６３の充放電に伴って変動する直流電圧をDC/ACインバータ６５に適した電圧に変換するDC/DCコンバータ６４と、二次電池６３を強制的に放電させるダミー負荷６６とを有する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の充放電装置は、図２１の矢印で示すように、電力エネルギーを一方向にしか流すことができなかった。このため、従来は、充電用の装置である定電流充電装置６２と、放電用の装置であるDC/ACインバータ６５やDC/DCコンバータ６４を、それぞれ別個に設ける必要があった。したがって、部品点数が増えてコスト高になり、また、容積や重量も増えるため、省資源化が困難であり、消費電力も増えるという問題があった。
【０００５】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、絶縁された二組の直流電圧源の間で、電力エネルギーを効率よく相互に伝達することができる直流双方向コンバータを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明の一態様によれば、絶縁された第１および第２の直流電圧源の間に接続され、前記第１および第２の直流電圧源の間で双方向に電力エネルギーを伝達する直流双方向コンバータであって、互いに絶縁された第１および第２のコンバータ／整流器と、前記第２のコンバータ／整流器と前記第２の直流電圧源との間に介挿されるコンデンサ入力型フィルタと、を備え、前記コンデンサ入力型フィルタは、前記第２の直流電圧源の入出力端子間に接続されるコンデンサを有し、前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第１の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記第２のコンバータ／整流器に供給し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第２のコンバータ／整流器からの交流電圧を直流電圧に変換して前記第１の直流電圧源に供給し、前記第２のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第１のコンバータ／整流器からの交流電圧を直流電圧に変換して前記第２の直流電圧源に供給し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第２の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記第１のコンバータ／整流器に供給することを特徴とする直流双方向コンバータが提供される。
【０００７】
請求項１の発明では、第１の直流電圧源から第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際も、第２の直流電圧源から第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際も、第１および第２のコンバータ／整流器を利用するため、充放電用にそれぞれ専用の回路を設ける必要がなくなり、回路構成を簡略化できる。また、第１および第２のコンバータ／整流器は互いに絶縁されているため、安全性が向上する。
【０００８】
請求項２の発明では、第１〜第４のスイッチ回路のオン・オフ制御により、第１および第２のコンバータ／整流器間で電力エネルギーの伝達を行う。
【０００９】
請求項３の発明では、第１〜第４のスイッチ回路のオン・オフ期間をパルス幅制御するため、第１および第２の直流電圧源の電圧レベルを連続的に可変制御することができる。また、第１および第２のスイッチ回路の接続点と第１の巻線との間にチョークコイルを設けるため、第１の直流電圧源と第２の直流電圧源との間で供給される電圧を充放電のいずれの場合も平均化することができる。
【００１０】
請求項４の発明では、第１および第２の直流電圧源の電圧レベルを磁気増幅器により可変制御するため、第１〜第４のスイッチ回路のオン・オフ期間を可変制御しなくても、第１および第２の直流電圧源の電圧レベルを調整できる。
【００１１】
請求項５の発明では、２個のスイッチ回路だけで、第１および第２の直流電圧源の間で双方向に電力を伝達できるため、回路構成をさらに簡略化することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した直流双方向コンバータについて、図面を参照しながら具体的に説明する。以下では、主に、二次電池の極板形成用の直流双方向コンバータについて説明する。
【００１３】
図１は本発明に係る直流双方向コンバータの原理を説明するための概略ブロック図である。図１の直流双方向コンバータ１は、商用電源２からのＡＣ電圧を直流電圧に変換するインバータ／コンバータ兼用回路３と二次電池４との間に接続されている。
【００１４】
図１の直流双方向コンバータ１は、二次電池４の充電時にはインバータ／コンバータ兼用回路３から出力された直流電圧を絶縁してDC/DC変換を行うとともに、二次電池４の放電時には二次電池４からの放電エネルギーを絶縁してインバータ／コンバータ兼用回路３に伝達する。
【００１５】
従来は、図２１に示すように、二次電池４を充電するための装置と放電するための装置が別々に必要であったが、本発明では、図１のインバータ／コンバータ兼用回路３と直流双方向コンバータ１を、二次電池４の充電時にも放電時にも利用する。これにより、従来に比べて回路構成を簡略化でき、小型・軽量化が可能になるとともに、消費電力も低減できる。以下、図１の直流双方向コンバータ１の具体例について説明する。
【００１６】
（第１の実施形態）
図２は本発明に係る直流双方向コンバータ１の第１の実施形態の回路図である。図２の直流双方向コンバータ１は、インバータ／コンバータ兼用回路３と二次電池４との間に接続されている。
【００１７】
インバータ／コンバータ兼用回路３は、二次電池４の充電時には高力率整流回路(PFC:Power Factor Correction)として作用し、二次電池４の放電時にはDC/ACインバータとして作用する。このインバータ／コンバータ兼用回路３は、全波ブリッジ整流回路や昇圧コンバータ等を用いた公知の回路で構成され、回路構成自体には特に特徴はないので、詳細な説明は省略する。
【００１８】
図２の直流双方向コンバータ１は、ハーフブリッジ型インバータ兼倍電圧整流回路(INV-A/Rec)１１と、高周波交流チョークコイル(AC-CH)１２と、高周波変圧器(HFT)１３と、インバータ兼二相半波整流回路(INV-B/Rec)１４と、フィルタ回路１５と、電流検出器(Shunt)１６とを有する。
【００１９】
これらの回路のうち、高周波交流チョークコイル１２、高周波変圧器１３、およびフィルタ回路１５はもともと、エネルギーを伝達する上では双方向性の線形回路である。一方、インバータ兼倍電圧整流回路１１とインバータ兼二相半波整流回路１４は、エネルギーの方向に依存する非線形回路である。すなわち、インバータ兼倍電圧整流回路１１とインバータ兼二相半波整流回路１４は、エネルギーの方向に応じて、異なる動作を行う。
【００２０】
インバータ兼倍電圧整流回路１１は、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力端子ａ，ｂ間に従続接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２と、同じく出力端子ａ，ｂ間に従続接続された半導体スイッチＳ１，Ｓ２と、各半導体スイッチＳ１，Ｓ２のソース−ドレイン端子間にそれぞれ並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２とを有する。これらダイオードＤ１，Ｄ２は、対応する半導体スイッチとワン・パッケージになっていてもよいし、半導体スイッチとは別個に取り付けてもよい。
【００２１】
交流チョークコイル１２の一端は半導体スイッチＳ１，Ｓ２の接続点に接続され、他端は高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１の一端に接続されている。一次側巻線Ｎ１の他端はスイッチＳＷ１を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点に接続されている。交流チョークコイル１２は、パルス幅変調エネルギーを平均化する作用を行う。
【００２２】
インバータ兼二相半波整流回路１４は、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２，Ｎ３の両端間に従続接続された半導体スイッチＳ３，Ｓ４と、半導体スイッチＳ３のソース−ドレイン端子間に並列接続されたダイオードＤ３，Ｄ５と、半導体スイッチＳ４のソース−ドレイン端子間に並列接続されたダイオードＤ４，Ｄ６とを有する。ダイオードＤ５，Ｄ６を半導体スイッチとは別個に取り付けることにより、整流効率が改善される。なお、ダイオードＤ３，Ｄ５は、半導体スイッチＳ３，Ｓ４に寄生する寄生ダイオードである。
【００２３】
フィルタ回路１５は、チョークコイル２１と、コンデンサＣ３，Ｃ４とを有し、チョークコイル２１およびコンデンサＣ３の接続点は高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２，Ｎ３の接続点に接続されている。
【００２４】
半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、図３に詳細構成を示すパルス幅変調制御回路によりオン・オフ制御される。パルス幅変調制御回路は、二次電池４の充電時には半導体スイッチＳ１，Ｓ２をパルス幅制御するとともに、半導体スイッチＳ３，Ｓ４をオフ状態にし、二次電池４の放電時には半導体スイッチＳ１，Ｓ２をオフ状態にするとともに、半導体スイッチＳ３，Ｓ４をパルス幅制御する。
【００２５】
図４および図５は二次電池４の充電時の電流の流れる方向を示す図、図６は充電時の半導体スイッチＳ１，Ｓ２のオン・オフ状態を示す波形図であり、以下、これらの図を用いて、充電時の動作を説明する。
【００２６】
半導体スイッチＳ１がオンの場合には、図４の矢印で示すように、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力端子ａから、半導体スイッチＳ１、交流チョークコイル１２、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１、スイッチＳＷ１、およびコンデンサＣ２を通る向きに電流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の二次側に起電力が発生し、図４の矢印で示すように、二次側巻線Ｎ２、チョークコイル２１、二次電池４、電流検出器１６、ダイオードＤ３，Ｄ５、およびコイルＮ２を通る向きに電流が流れて二次電池４が充電される。
【００２７】
また、半導体スイッチＳ２がオンの場合には、図５の矢印で示すように、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力端子ａから、コンデンサＣ１、スイッチＳＷ１、一次側巻線Ｎ１、交流チョークコイル１２、および半導体スイッチＳ２を通る向きに電流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の二次側に起電力が発生し、図５の矢印で示すように、二次側巻線Ｎ３、チョークコイル２１、二次電池４、電流検出器１６、ダイオードＤ４，Ｄ６、および二次側巻線Ｎ３を通る向きに電流が流れて二次電池４が充電される。
【００２８】
このように、充電時には、インバータ／コンバータ兼用回路３から出力された直流電圧を半導体スイッチＳ１，Ｓ２により矩形波電圧に変換して高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に供給し、二次側巻線Ｎ２，Ｎ３に発生された起電力を整流して二次電池４の充電を行う。半導体スイッチＳ１，Ｓ２は交互にオンし、半導体スイッチＳ１，Ｓ２のいずれがオンしても高周波変圧器１３の二次側に電力が伝達されるため、インバータ／コンバータ兼用回路３から出力された直流電圧を無駄なく利用して二次電池４の充電を行うことができる。
【００２９】
このような制御により、二次電池４の充電時には、図２のｅ点は、図６（ｃ）に示すように、Ｖabが１００Ｖの場合には、５０Ｖを中心として、プラスマイナス５０Ｖの振幅で変化する電圧になり、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端にはそれぞれ５０Ｖの電圧が印加される。
【００３０】
一方、図７および図８は二次電池４の放電時の電流の流れる方向を示す図、図９は放電時の半導体スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オフ状態を示す波形図であり、以下、これらの図に基づいて、放電時の動作を説明する。
【００３１】
図３に詳細構成を示すパルス幅変調制御回路は、二次電池４の放電時には、半導体スイッチＳ３，Ｓ４を交互にオン・オフし、かつ、半導体スイッチＳ１，Ｓ２をオフ状態にする。半導体スイッチＳ３がオンの場合には、図７の矢印で示すように、二次電池４の端子ｃから、チョークコイル２１、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２、半導体スイッチＳ３、および電流検出器１６を通る向きに電流が流れる。
【００３２】
この電流により、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に起電力が発生し、この起電力により、図７の矢印で示すように、一次側巻線Ｎ１、交流チョークコイル１２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、および一次側巻線Ｎ１を通る向きに電流が流れる。この電流により、コンデンサＣ１の充電が行われる。
【００３３】
また、半導体スイッチＳ４がオンの場合には、図８の矢印で示すように、二次電池４の端子ｃから、チョークコイル２１、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ３、半導体スイッチＳ４、および電流検出器１６を通る向きに電流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に起電力が発生し、この起電力により、図８の矢印で示すように、一次側巻線Ｎ１、スイッチＳＷ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ２、交流チョークコイル１２、および一次側巻線Ｎ１を通る向きに電流が流れる。この電流により、コンデンサＣ２の充電が行われる。
【００３４】
このように、放電時には、二次電池４の放電電圧を半導体スイッチＳ３，Ｓ４により矩形波電圧に変換して高周波変圧器１３に供給し、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に発生する起電力によりコンデンサＣ１，Ｃ２を交互に充電するため、インバータ／コンバータ兼用回路３の端子ａ，ｂ間にコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧を足し合わせた倍電圧を供給することができる。インバータ／コンバータ兼用回路３は、直流双方向コンバータ１から供給された倍電圧を交流電圧に変換して商用電源側に回生させる。
【００３５】
二次電池４の放電時の放電電流とインバータ／コンバータ兼用回路３の端子ａ，ｂ間電圧との関係は、半導体スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オフ期間の比（時比率）と高周波変圧器１３の巻数比で決定される。また、交流チョークコイル１２は、パルス幅変調出力エネルギーを平均化する役割を果たす。
【００３６】
図３は図２の半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフをパルス幅制御するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図である。図３の入力端子ｘ，ｙにはそれぞれ図２の電流検出器１６の端部が接続され、図３の入力端子ｚには図２のチョークコイル２１と二次電池４との接続点が接続されている。
【００３７】
図３のパルス幅変調制御回路は、電流検出部３１と、電圧監視部３２と、パルス幅制御用ＩＣ３３と、パルス出力部３４と、ドライバ３５とを有する。
【００３８】
電流検出部３１はさらに、充電電流を検出するオペアンプＯＰ１と、放電電流を検出するオペアンプＯＰ２と、充放電を切り替えるスイッチＳＷ２とを有する。オペアンプＯＰ１は充電電流に応じた電圧を出力し、オペアンプＯＰ２は放電電流に応じた電圧を出力する。パルス幅制御用ＩＣ３３は、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２の出力電圧が基準電圧ＶREFに応じた電圧になるように、パルス幅制御信号PWM1，PWM2のパルス幅を制御する。
【００３９】
パルス出力部３４はさらに、４つのNANDゲートＧ１〜Ｇ４とスイッチＳＷ３とを有し、充電時にはNANDゲートＧ１はパルス幅制御信号PWM1の反転信号を出力し、NANDゲートＧ２はパルス幅制御信号PWM2の反転信号を出力する。このとき、NANDゲートＧ３，Ｇ４の出力はローレベル固定になる。また、放電時にはNANDゲートＧ３はパルス幅制御信号PWM1の反転信号を出力し、NANDゲートＧ４はパルス幅制御信号PWM2の反転信号を出力する。このとき、NANDゲートＧ１，Ｇ２の出力はローレベル固定になる。
【００４０】
ドライバ３５はさらにフォトカプラ４１を有し、パルス出力部３４と絶縁された信号を出力する。フォトカプラ４１を設けることで、ドライバ３５の出力とパルス出力部３４等の制御回路を絶縁して駆動できる。なお、ドライバ３５の出力端子間電圧は、１５Ｖ程度である。
【００４１】
このように、第１の実施形態の直流双方向コンバータ１は、二次電池４を充電する際にも放電する際にも利用されるため、充電用の回路と放電用の回路を別個に設ける必要がなくなり、回路構成を簡略化できる。また、商用電源２側と二次電池４側を高周波変圧器１３で絶縁し、かつ、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のゲート端子をその制御回路と絶縁するため、安全性が向上するとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。
【００４２】
（第２の実施形態）
第２の実施形態は、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に流す電流を磁気増幅器により制御するものである。
【００４３】
図１０は本発明に係る直流双方向コンバータの第２の実施形態の回路図である。図１０では、図２と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００４４】
図１０の直流双方向コンバータ１ａは、図２の交流チョークコイル１２の代わりに、高周波磁気増幅器１７を備えている。また、半導体スイッチＳ１，Ｓ２の間には、両スイッチＳ１，Ｓ２間に短絡電流が流れるのを防止すべく、チョークコイル１８が接続されている。
【００４５】
磁気増幅器１７は、トランス１９を備えており、このトランス１９の一次側に流れる電流を制御することにより、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に流れる電流を制御することができる。
【００４６】
図１１および図１２は磁気増幅器１７の特性を示す図である。図１１の横軸は磁気増幅器１７内のトランス１９の一次側に流れる制御電流Ｉc、縦軸は磁気増幅器１７の出力電流Ｉacである。なお、電流Ｉbはバイアス電流である。また、図１２の横軸は磁気増幅器１７の出力電圧Ｖac、縦軸は磁気増幅器１７の出力電流Ｉacである。図示のように、制御電流Ｉcを調整することにより、磁気増幅器１７の出力電流Ｉacを可変制御することができる。
【００４７】
このような磁気増幅器１７を設ければ、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４をパルス幅制御しなくても、二次電池４の充電電圧を可変制御することができる。したがって、図１０の回路の場合、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４の時比率を略５０％に設定すればよくなる。
【００４８】
また、磁気増幅器１７は、内部にトランス１９を有するため、磁気増幅器１７の出力部をその制御回路と絶縁することができ、安全性が向上する。さらに、第２の実施形態では、磁気増幅器１７を高周波帯域で使用するため、商用電源帯域で使用する場合に比べて、格段に小型・軽量化が可能になる。
【００４９】
図１３は図１０の半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフを制御するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図である。図１３では、図３と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では、相違点を中心に説明する。
【００５０】
パルス出力部３４は、NANDゲートＧ１〜Ｇ４の他に、時比率が５０％のパルス信号を出力するフリップフロップ４２と、制御電流出力回路４３とを有する。
【００５１】
NANDゲートＧ１〜Ｇ４は、フリップフロップ４２からのパルス信号に基づいて、時比率が略５０％の信号を出力する。これにより、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、ほぼ等間隔でオン・オフする。
【００５２】
このように、第２の実施形態では、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフ期間の時比率を略５０％に設定するため、フリップフロップ４２のみで半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフを制御できる。
【００５３】
制御電流出力回路４３は、二次電池４の充電時には充電電圧に応じた制御電流を出力し、二次電池４の放電時にはインバータ／コンバータ兼用回路３に供給する直流電圧に応じた制御電流を出力する。制御電流出力回路４３から出力された制御電流は、磁気増幅器１７内のトランス１９の一次側巻線Ｎ１に供給される。
【００５４】
なお、第１の実施形態（図２）の半導体スイッチＳ１，Ｓ２間にも、図１０と同様のチョークコイル１８を接続してもよい。これにより、半導体スイッチＳ１，Ｓ２間を短絡電流が貫通するおそれがなくなる。
【００５５】
（第３の実施形態）
第３の実施形態は、第１および第２の実施形態よりも回路構成を簡略化したものであり、２個の半導体スイッチだけで電力エネルギーを双方向に伝達するものである。
【００５６】
図１４は本発明に係る直流双方向コンバータ１の第３の実施形態の回路図である。図１４では図２と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
【００５７】
図１４の高周波変圧器１３の鉄芯には、直流励磁による飽和を防ぐために空隙が設けられている。また、高周波変圧器１３の一次側（商用電源側）巻線Ｎ１と二次側（二次電池側）巻線Ｎ２にはそれぞれ半導体スイッチＳＡ，ＳＢが直列に接続されている。
【００５８】
高周波変圧器１３を中心として線対称に回路を配置することにより、図１４の回路は完全に左右対称になり、インバータ／コンバータ兼用回路３と二次電池４との間で双方向に電力エネルギーを伝達することができる。
【００５９】
また、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力電圧と二次電池４の両端電圧とがどのように相違していても、高周波変圧器１３の巻数比により整合を取ることができる。さらに、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力電圧と二次電池４の両端電圧との電圧比が２〜３倍程度の電圧範囲であれば、半導体スイッチＳＡ，ＳＢのパルス幅変調制御により両電圧を調整することができる。
【００６０】
図１５は二次電池４の充電時の電流の流れを示す図である。充電時には、半導体スイッチＳＡはオン・オフ制御されるのに対し、半導体スイッチＳＢは常にオフ状態になる。
【００６１】
半導体スイッチＳＡがオンの間は、インバータ／コンバータ兼用回路３から、一次側巻線Ｎ１を通って半導体スイッチＳＡのドレイン−ソース間に電流が流れる。この電流により、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２に起電力が発生し、二次側巻線Ｎ２からチョークコイル２１を通って二次電池４に向かって電流が流れ、二次電池４の充電が行われる。
【００６２】
図１６は充電時における半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖa、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１を流れる電流Ｉa、および半導体スイッチＳＢのソース−ドレイン間電圧Ｖbの波形図である。また、図１７は、半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖaと高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１を流れる電流Ｉaの実測波形図である。
【００６３】
図１６および図１７の波形図は、半導体スイッチＳＡを略４０％の時比率Ｔ〔＝Ｔ1／(Ｔ1＋Ｔ2)＝約0.4〕で駆動する例を示している。このとき、半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖaは、高周波変圧器１３の磁束により、インバータ／コンバータ兼用回路３の出力電圧Ｖabよりも高くなり、（１）式のようになる。
Ｖa＝Ｖab（１＋Ｔ1／Ｔ2） …（１）
半導体スイッチＳＡがオフすると、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に電流Ｉaが流れる。この電流は、一次側巻線Ｎ１のインダクタンスにより、図１６（ｂ）に示すように、徐々に増加する。
【００６４】
また、高周波変圧器１３の二次側巻線Ｎ２には起電力が発生し、半導体スイッチＳＢのソース−ドレイン間電圧Ｖbは、（２）式に示すように、高周波変圧器１３の一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数比に応じた電圧になる。
Ｖb＝Ｖab（１＋Ｔ1／Ｔ2）×（ｎ2／ｎ1） …（２）
（２）式に示す電圧Ｖbは、期間Ｔ2の間に平均化され、その平均電圧Ｖcdは、（３）式のようになり、この電圧Ｖcdが二次電池４の充電電圧になる。
【００６５】
一方、図１８は放電時の電流の流れを示す図である。放電時には、半導体スイッチＳＡは常にオフ状態になるのに対し、半導体スイッチＳＢは図１９に詳細構成を示すパルス幅変調制御回路によりオン・オフ制御される。
【００６６】
半導体スイッチＳＢがオンのときは、二次電池４からの放電電流は、チョークコイル２１と、二次側巻線Ｎ２と、半導体スイッチＳＢと、電流検出器１６を通って流れる。この電流により、高周波変圧器１３の一次側巻線Ｎ１に起電力が発生する。この起電力により、ダイオードＤＡから一次側巻線Ｎ１を通ってインバータ／コンバータ兼用回路３の方向に電流が流れ、二次電池４からの放電エネルギーが商用電源２側に回生される。
【００６７】
図１９は図１４の半導体スイッチＳＡ，ＳＢのゲート電圧を制御するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図である。図１９の回路では、図２と共通する構成部分には同一符号を付している。
【００６８】
図１９のパルス出力部３４は２つのNANDゲートＧ１，Ｇ２を有する。NANDゲートＧ１は充電時にパルス幅変調信号を出力し、NANDゲートＧ２は放電時にパルス幅変調信号を出力する。
【００６９】
このように、第３の実施形態は、２個の半導体スイッチＳＡ，ＳＢだけで二次電池４への充電制御と、二次電池４からの放電電力を商用電源２側に回生させる制御とを行うことができるため、第１および第２の実施形態よりもさらに回路構成を簡略化でき、小型・軽量化が可能になるとともに、消費電力も低減できる。
【００７０】
上述した各実施形態では、本発明に係る直流双方向コンバータ１を、二次電池４の極板形成用に利用する例を説明したが、本発明は、他の目的にも利用可能である。例えば、図２０は本発明を太陽光発電装置の充放電制御装置として利用する例を示すブロック図である。図２０の太陽光発電装置は、太陽光発電器５１で発電された電力を直流双方向コンバータ１を介して二次電池４に充電するとともに、二次電池４からの放電エネルギーをDC/ACインバータ５２を介して商用電源２に回生させるものである。
【００７１】
また、本発明は、回転数や発生電力の変動が大きい風車発電機やエンジン発電機などで発電した電力をいったん直流に変換した後、絶縁して電力を伝達するため、発電機側の影響を受けない安定した直流電圧を得ることができるとともに、DC/ACインバータを接続することにより、発電機側の影響を受けない安定した交流電圧を得ることもできる。したがって、本発明に係る直流双方向コンバータ１を大容量の電気二重層コンデンサ等に接続すれば、コンデンサ等に安定した電力を供給することができる。
【００７２】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、第１および第２の直流電圧源の間で、互いに絶縁した状態で双方向に電力を伝達できるため、充電用や放電用にそれぞれ専用の回路を設ける必要がなくなり、回路構成を簡略化することができる。また、第１および第２の直流電圧源を互いに絶縁するため、安全性が向上するとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る直流双方向コンバータの原理を説明するための概略ブロック図。
【図２】本発明に係る直流双方向コンバータ１の第１の実施形態の回路図。
【図３】パルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図。
【図４】半導体スイッチＳ１がオンのときの二次電池の充電時の電流の流れる方向を示す図。
【図５】半導体スイッチＳ２がオンのときの二次電池の充電時の電流の流れる方向を示す図。
【図６】充電時の半導体スイッチＳ１，Ｓ２のオン・オフ状態を示す波形図。
【図７】半導体スイッチＳ３がオンのときの二次電池の放電時の電流の流れる方向を示す図。
【図８】半導体スイッチＳ４がオンのときの二次電池の放電時の電流の流れる方向を示す図。
【図９】放電時の半導体スイッチＳ３，Ｓ４のオン・オフ状態を示す波形図。
【図１０】本発明に係る直流双方向コンバータの第２の実施形態の回路図。
【図１１】磁気増幅器の制御電流と出力電流との関係を示す図。
【図１２】磁気増幅器の出力電圧と出力電流との関係を示す図。
【図１３】パルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図。
【図１４】本発明に係る直流双方向コンバータの第３の実施形態の回路図。
【図１５】二次電池の充電時の電流の流れを示す図。
【図１６】充電時における半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖa、高周波変圧器の一次側巻線を流れる電流Ｉa、および半導体スイッチＳＢのソース−ドレイン間電圧Ｖbの波形図。
【図１７】半導体スイッチＳＡのソース−ドレイン間電圧Ｖaと高周波変圧器の一次側巻線Ｎ１を流れる電流Ｉaの実測波形図。
【図１８】放電時の電流の流れを示す図。
【図１９】図１４の半導体スイッチのゲート電圧を制御するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図。
【図２０】本発明を太陽光発電装置の充放電制御装置として利用する例を示すブロック図。
【図２１】従来最も一般的に使用されている二次電池極板形成用の充放電装置の一例を示す図。
【符号の説明】
１ 直流双方向コンバータ
２ 商用電源
３ インバータ／コンバータ兼用回路
４ 二次電池
１１ インバータ兼倍電圧整流回路(INV-A/Rec)
１２ 高周波交流チョークコイル(AC-CH)
１３ 高周波変圧器(HFT)
１４ インバータ兼二相半波整流回路(INV-B/Rec)
１５ フィルタ回路
１６ 電流検出器(Shunt)
２１ チョークコイル
３１ 電流検出部
３２ 電圧監視部
３３ パルス幅制御用ＩＣ
３４ パルス出力部
３５ ドライバ
Claims (4)
- 絶縁された第１および第２の直流電圧源の間に接続され、前記第１および第２の直流電圧源の間で双方向に電力エネルギーを伝達する直流双方向コンバータであって、
互いに絶縁された第１および第２のコンバータ／整流器と、
前記第２のコンバータ／整流器と前記第２の直流電圧源との間に介挿されるコンデンサ入力型フィルタと、を備え、
前記コンデンサ入力型フィルタは、前記第２の直流電圧源の入出力端子間に接続されるコンデンサを有し、
前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第１の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記第２のコンバータ／整流器に供給し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第２のコンバータ／整流器からの交流電圧を直流電圧に変換して前記第１の直流電圧源に供給し、
前記第２のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第１のコンバータ／整流器からの交流電圧を直流電圧に変換して前記第２の直流電圧源に供給し、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第２の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記第１のコンバータ／整流器に供給することを特徴とする直流双方向コンバータ。 - 互いに絶縁された第１および第２の巻線を有する変圧器を備え、
前記第１の巻線は、前記第１のコンバータ／整流器に接続され、
前記第２の巻線は、前記第２のコンバータ／整流器に接続され、
前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧源の端子間に従続接続された第１および第２のスイッチ回路を有し、
前記第２のコンバータ／整流器は、前記第２の巻線間に従続接続された第３および第４のスイッチ回路を有し、
前記第１および第２のスイッチ回路は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には前記第１の巻線に矩形波電圧が供給されるようにオン・オフ動作を行い、かつ、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には整流作用のみを行い、
前記第３および第４のスイッチ回路は、前記第１の直流電圧源から前記第２の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には整流作用のみを行い、前記第２の直流電圧源から前記第１の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には前記第２の巻線に矩形波電圧が供給されるようにオン・オフ動作を行うことを特徴とする請求項１に記載の直流双方向コンバータ。 - 前記第１および第２の直流電圧源の電圧レベルに応じて、前記第１〜第４のスイッチ回路のオン・オフ期間をパルス幅制御する制御回路と、
前記第１および第２のスイッチ回路の接続点と前記第１の巻線との間に接続されたチョークコイルと、
を備え、
前記第１のコンバータ／整流器は、前記第１の直流電圧源の端子間に従続接続された第１および第２のキャパシタを有し、
前記第１の巻線および前記チョークコイルは、前記第１および第２のスイッチ回路の接続点と、前記第１および第２のキャパシタの接続点との間に従続接続されることを特徴とする請求項２に記載の直流双方向コンバータ。 - 前記第１および第２のスイッチ回路の接続点と前記第１の巻線との間に接続された磁気増幅器と、
前記磁気増幅器の制御電流を調整することにより前記第１および第２の直流電圧源の電圧レベルを調整する制御回路と、を備え、
前記第１〜第４のスイッチ回路の時比率を略５０％に設定することを特徴とする請求項２に記載の直流双方向コンバータ。
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