JP3330232B2 - 交直流無停電電源装置 - Google Patents
交直流無停電電源装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はコンピュータ等の負荷に
給電する無停電電源装置に係わる。詳しくは商用交流電
源出力をもって常時は給電し、停電時には内蔵するバッ
テリーから直流電力を給電する交直流無停電電源装置に
関する。
給電する無停電電源装置に係わる。詳しくは商用交流電
源出力をもって常時は給電し、停電時には内蔵するバッ
テリーから直流電力を給電する交直流無停電電源装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の無停電電源の出力は交流のみであ
る。すなわち、装置内にバッテリーとその直流出力を交
流に変換するインバータを備えていて、インバータで変
換した交流出力か装置入力の商用交流のいずれかを負荷
に給電している。この装置の構成を図９に示す。Ｖi は
商用の交流電源である。ＢＡＴＴはバッテリーで停電時
に供給する電力源となる。ＣＨは充電器で商用交流電源
の出力を受けてバッテリーＢＡＴＴを充電する。ＣONP
はＤＣ・ＤＣコンバータでバッテリーＢＡＴＴの直流電
圧をインバータＩＮＶの動作電圧、例えば３００ボルト
に調整する。このＤＣ・ＤＣコンバータＣONP には一般
にチョッパ回路が使われている。ＩＮＶはインバータで
ある。Ｃ1 ，Ｃ2 はコンデンサであり、バッテリーＢＡ
ＴＴの直流電圧３００ボルトを分圧する。点Ｘの電圧は
１５０ボルトの電位にある。半導体スイッチＱ1 ，Ｑ2
は例えばトランジスタであり、これらは外部からの信号
によってオン・オフ動作する。半導体スイッチＱ1 がオ
ンすれば点Ｐの電位はＤＣ・ＤＣコンバータＣONP のプ
ラス側の電位になり、半導体スイッチＱ2がオンすれば
点Ｐはマイナス側の電位になる。半導体スイッチＱ1 ，
Ｑ2 を、例えば５０Ｈｚでオン・オフさせれば点Ｘ−Ｐ
間には５０Ｈｚの交流電圧が得られる。点Ｘ−Ｐの電圧
をフィルタＬac，Ｃacに与えると点Ｘ−Ｙ間に高調波の
少ない交流電圧が得られる。Ｓは切り替えスイッチであ
る。ＬＯＡＤは負荷で例えばパソコン，ワークステーシ
ョンなどの小形コンピュータである。内部にはダイオー
ドＤL1〜ＤL4の整流回路があり、その出力でコンデンサ
ＣL を充電するとともにスイッチングコンバータＣONL
を働かせる。ＣONLの出力で電子回路等のコンピュータ
回路を働かせる。商用交流電源Ｖi から受電していると
きには切り替えスイッチＳを商用側に切り換えて交流電
圧Ｖi で負荷ＬＯＡＤに給電する。停電の時には切り替
えスイッチＳをインバータ側に切り換えて電圧Ｖ0 でＬ
ＯＡＤに給電する。このように停電時であっても負荷Ｌ
ＯＡＤには交流電力が給電される。充電器ＣＨの電力容
量を大きくすれば商用電力受電時にもインバータから負
荷ＬＯＡＤに給電することもできる。
る。すなわち、装置内にバッテリーとその直流出力を交
流に変換するインバータを備えていて、インバータで変
換した交流出力か装置入力の商用交流のいずれかを負荷
に給電している。この装置の構成を図９に示す。Ｖi は
商用の交流電源である。ＢＡＴＴはバッテリーで停電時
に供給する電力源となる。ＣＨは充電器で商用交流電源
の出力を受けてバッテリーＢＡＴＴを充電する。ＣONP
はＤＣ・ＤＣコンバータでバッテリーＢＡＴＴの直流電
圧をインバータＩＮＶの動作電圧、例えば３００ボルト
に調整する。このＤＣ・ＤＣコンバータＣONP には一般
にチョッパ回路が使われている。ＩＮＶはインバータで
ある。Ｃ1 ，Ｃ2 はコンデンサであり、バッテリーＢＡ
ＴＴの直流電圧３００ボルトを分圧する。点Ｘの電圧は
１５０ボルトの電位にある。半導体スイッチＱ1 ，Ｑ2
は例えばトランジスタであり、これらは外部からの信号
によってオン・オフ動作する。半導体スイッチＱ1 がオ
ンすれば点Ｐの電位はＤＣ・ＤＣコンバータＣONP のプ
ラス側の電位になり、半導体スイッチＱ2がオンすれば
点Ｐはマイナス側の電位になる。半導体スイッチＱ1 ，
Ｑ2 を、例えば５０Ｈｚでオン・オフさせれば点Ｘ−Ｐ
間には５０Ｈｚの交流電圧が得られる。点Ｘ−Ｐの電圧
をフィルタＬac，Ｃacに与えると点Ｘ−Ｙ間に高調波の
少ない交流電圧が得られる。Ｓは切り替えスイッチであ
る。ＬＯＡＤは負荷で例えばパソコン，ワークステーシ
ョンなどの小形コンピュータである。内部にはダイオー
ドＤL1〜ＤL4の整流回路があり、その出力でコンデンサ
ＣL を充電するとともにスイッチングコンバータＣONL
を働かせる。ＣONLの出力で電子回路等のコンピュータ
回路を働かせる。商用交流電源Ｖi から受電していると
きには切り替えスイッチＳを商用側に切り換えて交流電
圧Ｖi で負荷ＬＯＡＤに給電する。停電の時には切り替
えスイッチＳをインバータ側に切り換えて電圧Ｖ0 でＬ
ＯＡＤに給電する。このように停電時であっても負荷Ｌ
ＯＡＤには交流電力が給電される。充電器ＣＨの電力容
量を大きくすれば商用電力受電時にもインバータから負
荷ＬＯＡＤに給電することもできる。
【０００３】図１０は交流電圧と負荷ＬＯＡＤに流れる
電流のパターンである。ＬＯＡＤ内のコンデンサＣL に
は電荷が蓄えられ電圧Ｖd のレベルにあるため、交流電
圧が電圧Ｖd より高い期間にのみ電流が流れる。したが
って、この電流Ｉacはパルス状になる。負荷ＬＯＡＤの
コンデンサＣL の電圧、つまりコンバータＣONL に給電
する直流電圧Ｖd は、入力電流Ｉacが流れているＴonの
期間は、交流入力電圧を整流した電圧（Ｖi の絶対値）
のレベルに等しく、最大値Ｖmax に達する。また電流Ｉ
acが流れていない期間Ｔoff においてはコンデンサＣL
はもっぱら放電し、その電圧Ｖd は最小値Ｖmin まで低
下する。このようにコンデンサＣL の電圧Ｖd はＶmax
とＶmin の間で周期的に変動する。Ｖmax は交流入力電
圧Ｖi （Ｖ0 ）の最大振幅値（波高値）であり、また、
Ｖmin はコンデンサＣL の容量にもよるがＶmax より１
０％程度低いレベルになる。交流入力電圧は公称値（た
とえば、１００Ｖ）に対して通常±１０％の変動が想定
され、負荷ＬＯＡＤはこの変動に耐えられるように設計
されている。この場合、Ｖmax は（√２×公称値）±１
０％の範囲で変動する。また、Ｖmin はＶmax より１０
％だけ低くなるから、その変動範囲は（√２×公称値）
＋０％、−２０％となる。つまり、負荷ＬＯＡＤ側の直
流電圧Ｖd は交流入力の公称電圧の波高値の２０％程度
までは低下することが許容されている。この従来例の欠
点はバッテリーＢＡＴＴの直流電力を交流に変換するた
めのインバータを必要とすることである。回路が複雑で
あり信頼性を損なう。またコストも高くなる。インバー
タＩＮＶが高いパルス電流を流すためにＤＣ・ＤＣコン
バータＣONPはこれに見合った大きい出力容量が必要に
なる。これもコストを高める要因である。
電流のパターンである。ＬＯＡＤ内のコンデンサＣL に
は電荷が蓄えられ電圧Ｖd のレベルにあるため、交流電
圧が電圧Ｖd より高い期間にのみ電流が流れる。したが
って、この電流Ｉacはパルス状になる。負荷ＬＯＡＤの
コンデンサＣL の電圧、つまりコンバータＣONL に給電
する直流電圧Ｖd は、入力電流Ｉacが流れているＴonの
期間は、交流入力電圧を整流した電圧（Ｖi の絶対値）
のレベルに等しく、最大値Ｖmax に達する。また電流Ｉ
acが流れていない期間Ｔoff においてはコンデンサＣL
はもっぱら放電し、その電圧Ｖd は最小値Ｖmin まで低
下する。このようにコンデンサＣL の電圧Ｖd はＶmax
とＶmin の間で周期的に変動する。Ｖmax は交流入力電
圧Ｖi （Ｖ0 ）の最大振幅値（波高値）であり、また、
Ｖmin はコンデンサＣL の容量にもよるがＶmax より１
０％程度低いレベルになる。交流入力電圧は公称値（た
とえば、１００Ｖ）に対して通常±１０％の変動が想定
され、負荷ＬＯＡＤはこの変動に耐えられるように設計
されている。この場合、Ｖmax は（√２×公称値）±１
０％の範囲で変動する。また、Ｖmin はＶmax より１０
％だけ低くなるから、その変動範囲は（√２×公称値）
＋０％、−２０％となる。つまり、負荷ＬＯＡＤ側の直
流電圧Ｖd は交流入力の公称電圧の波高値の２０％程度
までは低下することが許容されている。この従来例の欠
点はバッテリーＢＡＴＴの直流電力を交流に変換するた
めのインバータを必要とすることである。回路が複雑で
あり信頼性を損なう。またコストも高くなる。インバー
タＩＮＶが高いパルス電流を流すためにＤＣ・ＤＣコン
バータＣONPはこれに見合った大きい出力容量が必要に
なる。これもコストを高める要因である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の欠点を
改善するために提案されたもので、その目的は無停電電
源装置を簡素な構成として、信頼性の向上とコストの低
下を実現することにある。また、装置の小形化も併せて
実現する。パソコン，ワークステーションなどの小形コ
ンピュータは受電した交流電力を一旦直流電力に変換し
てから改めてＤＣ・ＤＣコンバータで半導体ＩＣ等の電
子回路で必要とする５Ｖ，２Ｖ等の低電圧の直流に変換
して装置を動作させている。従って、外部から給電する
電力は必要なレベルが確保されていれば直流電圧であっ
ても差し支えはない。本発明はこの使用実態を活かして
直流給電を行う無停電電源装置を実現することにある。
改善するために提案されたもので、その目的は無停電電
源装置を簡素な構成として、信頼性の向上とコストの低
下を実現することにある。また、装置の小形化も併せて
実現する。パソコン，ワークステーションなどの小形コ
ンピュータは受電した交流電力を一旦直流電力に変換し
てから改めてＤＣ・ＤＣコンバータで半導体ＩＣ等の電
子回路で必要とする５Ｖ，２Ｖ等の低電圧の直流に変換
して装置を動作させている。従って、外部から給電する
電力は必要なレベルが確保されていれば直流電圧であっ
ても差し支えはない。本発明はこの使用実態を活かして
直流給電を行う無停電電源装置を実現することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、 （１）本発明は商用交流電源からの交流電力と、内蔵す
る直流電源装置からの直流電力とのいずれか一方を切り
替えスイッチで選択して出力する交直流電源装置におい
て、前記交流電力の出力電圧は前記商用交流電源の電圧
であり、前記直流電源装置は前記交流電源に接続された
充電器、前記充電器に接続されたバッテリー、およびＤ
Ｃ・ＤＣコンバータからなり、前記充電器は前記商用交
流電源から受電し、その出力の直流電圧で前記バッテリ
ーを充電し、前記ＤＣ・ＤＣコンバータは前記バッテリ
ーからの直流出力を、前記商用交流電源の公称電圧の波
高値の１１０から８０パーセントの範囲のレベルに調整
して出力する交直流無停電電源装置を発明の特徴とす
る。 （２）本発明は直流電源装置は交流電源に接続された絶
縁トランスと、前記絶縁トランスの出力を整流する整流
器と、前記整流器の出力側に接続されたＤＣ・ＤＣコン
バータと、前記整流器出力側と、前記ＤＣ・ＤＣコンバ
ータを構成する半導体スイッチを介して接続されたバッ
テリーからなり、このＤＣ・ＤＣコンバータは前記商用
交流電源から前記絶縁トランスと整流器を介して受電
し、その出力の直流電圧で前記バッテリーを充電し、ま
た前記商用交流電源の停電時には前記バッテリーの直流
出力を調整して出力する（１）記載の交直流無停電電源
装置を発明の特徴とする。 （３）本発明は直流電源装置は第１の半導体スイッチを
持ち交流電源に接続される充電器と、前記第１の半導体
スイッチを介して接続されるＤＣ・ＤＣコンバータと、
このＤＣ・ＤＣコンバータに接続されるバッテリーとか
ら構成され、前記ＤＣ・ＤＣコンバータは第２の半導体
スイッチとリアクタとコンデンサがループ状に接続され
ており、前記第２の半導体スイッチの一方はダイオード
を介して切り替えスイッチの一方の極に接続され、他方
は前記切り替えスイッチの他方の極に接続され、前記充
電器は前記商用交流電源の電力を前記切り替えスイッチ
の後の負荷側から受電し、その出力の直流電圧でバッテ
リーを充電し、前記ＤＣ・ＤＣコンバータは前記バッテ
リーの直流出力を調整して出力する（１）記載の交直流
無停電電源装置を発明の特徴とする。 （４）本発明は負荷に交流または直流を供給するための
切り替えスイッチとしてリレーを用い、かつ商用交流電
源線路と直流電源線路とは２線路とも切り離されている
（１）または（２）または（３）記載の交直流無停電電
源装置を発明の特徴とする。 （５）本発明は負荷に交流または直流を供給するための
切り替えスイッチとしてａ接点とｂ接点とを有するリレ
ーを用い、前記ａ接点を商用交流電源系のスイッチとし
て使い、前記ｂ接点を直流電源系のスイッチとして使
い、かつ前記リレーの励磁コイルの駆動を前記商用交流
電源によって行う（１）または（２）または（３）また
は（４）記載の交直流無停電電源装置を発明の特徴とす
る。
め、 （１）本発明は商用交流電源からの交流電力と、内蔵す
る直流電源装置からの直流電力とのいずれか一方を切り
替えスイッチで選択して出力する交直流電源装置におい
て、前記交流電力の出力電圧は前記商用交流電源の電圧
であり、前記直流電源装置は前記交流電源に接続された
充電器、前記充電器に接続されたバッテリー、およびＤ
Ｃ・ＤＣコンバータからなり、前記充電器は前記商用交
流電源から受電し、その出力の直流電圧で前記バッテリ
ーを充電し、前記ＤＣ・ＤＣコンバータは前記バッテリ
ーからの直流出力を、前記商用交流電源の公称電圧の波
高値の１１０から８０パーセントの範囲のレベルに調整
して出力する交直流無停電電源装置を発明の特徴とす
る。 （２）本発明は直流電源装置は交流電源に接続された絶
縁トランスと、前記絶縁トランスの出力を整流する整流
器と、前記整流器の出力側に接続されたＤＣ・ＤＣコン
バータと、前記整流器出力側と、前記ＤＣ・ＤＣコンバ
ータを構成する半導体スイッチを介して接続されたバッ
テリーからなり、このＤＣ・ＤＣコンバータは前記商用
交流電源から前記絶縁トランスと整流器を介して受電
し、その出力の直流電圧で前記バッテリーを充電し、ま
た前記商用交流電源の停電時には前記バッテリーの直流
出力を調整して出力する（１）記載の交直流無停電電源
装置を発明の特徴とする。 （３）本発明は直流電源装置は第１の半導体スイッチを
持ち交流電源に接続される充電器と、前記第１の半導体
スイッチを介して接続されるＤＣ・ＤＣコンバータと、
このＤＣ・ＤＣコンバータに接続されるバッテリーとか
ら構成され、前記ＤＣ・ＤＣコンバータは第２の半導体
スイッチとリアクタとコンデンサがループ状に接続され
ており、前記第２の半導体スイッチの一方はダイオード
を介して切り替えスイッチの一方の極に接続され、他方
は前記切り替えスイッチの他方の極に接続され、前記充
電器は前記商用交流電源の電力を前記切り替えスイッチ
の後の負荷側から受電し、その出力の直流電圧でバッテ
リーを充電し、前記ＤＣ・ＤＣコンバータは前記バッテ
リーの直流出力を調整して出力する（１）記載の交直流
無停電電源装置を発明の特徴とする。 （４）本発明は負荷に交流または直流を供給するための
切り替えスイッチとしてリレーを用い、かつ商用交流電
源線路と直流電源線路とは２線路とも切り離されている
（１）または（２）または（３）記載の交直流無停電電
源装置を発明の特徴とする。 （５）本発明は負荷に交流または直流を供給するための
切り替えスイッチとしてａ接点とｂ接点とを有するリレ
ーを用い、前記ａ接点を商用交流電源系のスイッチとし
て使い、前記ｂ接点を直流電源系のスイッチとして使
い、かつ前記リレーの励磁コイルの駆動を前記商用交流
電源によって行う（１）または（２）または（３）また
は（４）記載の交直流無停電電源装置を発明の特徴とす
る。
【０００６】
【作用】本発明は、無停電電源装置から複雑なインバー
タを除くことができるので、コストの低い、かつ信頼性
の高い、小形の交直流無停電電源装置を得ることができ
る。
タを除くことができるので、コストの低い、かつ信頼性
の高い、小形の交直流無停電電源装置を得ることができ
る。
【０００７】
【実施例】図１は本発明の実施例である。（請求項１に
対応） 図２はこの動作電圧，電流波形例である。Ｖi は商用の
交流電源で公称電圧、例えば１００ボルトの正弦波電圧
（波高値は√２×１００ボルト）である。図において、
Ｖi は商用の交流電源、ＣＨは充電器、ＢＡＴＴはバッ
テリー、ＣONP はＤＣ・ＤＣコンバータ、Ｓは切り替え
スイッチ、ＬＯＡＤは負荷、ＤL1〜ＤL4はダイオード、
ＣL はコンデンサ、ＣONL はスイッチングコンバータを
示す。ＣＨは充電器でバッテリーＢＡＴＴを充電する。
ＣONP はＤＣ・ＤＣコンバータでバッテリーＢＡＴＴの
直流電圧を変換し、かつ定電圧化する。この変換電圧Ｖ
d のレベルは商用電源電圧Ｖi の波高値√２×１００ボ
ルトより低下が２０パーセント以上にはならないように
調整する。また変換電圧Ｖd が波高値√２×１００ボル
トを大きく超えると負荷ＬＯＡＤ内の電子回路を構成す
る部品の耐圧を超えて信頼性を低下させる危険性が出る
ので、Ｖd の上限値は商用電源の変動上限である１０パ
ーセントまでを見込んで、これに対応した波高値の１１
０パーセントのレベルに抑える。従って変換電圧Ｖd の
変動許容値は√２×１００ボルトの１１０から８０パー
セントの範囲内とするのがよい。
対応） 図２はこの動作電圧，電流波形例である。Ｖi は商用の
交流電源で公称電圧、例えば１００ボルトの正弦波電圧
（波高値は√２×１００ボルト）である。図において、
Ｖi は商用の交流電源、ＣＨは充電器、ＢＡＴＴはバッ
テリー、ＣONP はＤＣ・ＤＣコンバータ、Ｓは切り替え
スイッチ、ＬＯＡＤは負荷、ＤL1〜ＤL4はダイオード、
ＣL はコンデンサ、ＣONL はスイッチングコンバータを
示す。ＣＨは充電器でバッテリーＢＡＴＴを充電する。
ＣONP はＤＣ・ＤＣコンバータでバッテリーＢＡＴＴの
直流電圧を変換し、かつ定電圧化する。この変換電圧Ｖ
d のレベルは商用電源電圧Ｖi の波高値√２×１００ボ
ルトより低下が２０パーセント以上にはならないように
調整する。また変換電圧Ｖd が波高値√２×１００ボル
トを大きく超えると負荷ＬＯＡＤ内の電子回路を構成す
る部品の耐圧を超えて信頼性を低下させる危険性が出る
ので、Ｖd の上限値は商用電源の変動上限である１０パ
ーセントまでを見込んで、これに対応した波高値の１１
０パーセントのレベルに抑える。従って変換電圧Ｖd の
変動許容値は√２×１００ボルトの１１０から８０パー
セントの範囲内とするのがよい。
【０００８】商用電源から受電しているときには、切り
替えスイッチＳを商用電源側にして電圧Ｖi で負荷ＬＯ
ＡＤに給電する。負荷ＬＯＡＤの整流回路はダイオード
ＤL1，ＤL4とＤL2，ＤL3の対が交互に通電して入力の交
流電力を直流に変換する。この電圧，電流波形が図２
（ａ）である。停電期間中は切り替えスイッチＳを直流
側に切り替えてＤＣ・ＤＣコンバータＣONP の直流出力
電圧で負荷ＬＯＡＤに給電する。負荷ＬＯＡＤの整流回
路はダイオード対ＤL1，ＤL4のみが連続して通電してコ
ンデンサＣL を充電し、スイッチングコンバータＣONL
を動作させる。
替えスイッチＳを商用電源側にして電圧Ｖi で負荷ＬＯ
ＡＤに給電する。負荷ＬＯＡＤの整流回路はダイオード
ＤL1，ＤL4とＤL2，ＤL3の対が交互に通電して入力の交
流電力を直流に変換する。この電圧，電流波形が図２
（ａ）である。停電期間中は切り替えスイッチＳを直流
側に切り替えてＤＣ・ＤＣコンバータＣONP の直流出力
電圧で負荷ＬＯＡＤに給電する。負荷ＬＯＡＤの整流回
路はダイオード対ＤL1，ＤL4のみが連続して通電してコ
ンデンサＣL を充電し、スイッチングコンバータＣONL
を動作させる。
【０００９】図２（ｂ）は給電する電圧，電流のパター
ンである。交流給電中は間欠的にパルス状のレベルの高
い電流が流れる〔図２（ａ）〕のに対して直流給電中は
レベルの低い電流が連続して流れる。負荷ＬＯＡＤのダ
イオードＤL1，ＤL4には連続した電流が流れることにな
るがレベルが低いので温度が異常に上昇するような支障
はない。出力の直流電流の値が小さいのでＤＣ・ＤＣコ
ンバータＣONP の容量は小さくてよい。従来例（図９）
のＤＣ・ＤＣコンバータＣONP はインバータＩＮＶが高
いパルス電流を流すために大きい容量が必要になる。
ンである。交流給電中は間欠的にパルス状のレベルの高
い電流が流れる〔図２（ａ）〕のに対して直流給電中は
レベルの低い電流が連続して流れる。負荷ＬＯＡＤのダ
イオードＤL1，ＤL4には連続した電流が流れることにな
るがレベルが低いので温度が異常に上昇するような支障
はない。出力の直流電流の値が小さいのでＤＣ・ＤＣコ
ンバータＣONP の容量は小さくてよい。従来例（図９）
のＤＣ・ＤＣコンバータＣONP はインバータＩＮＶが高
いパルス電流を流すために大きい容量が必要になる。
【００１０】図３は本発明に使う切り替えスイッチＳと
して１個のリレーを使った構成例である。（請求項３及
び４に対応） ２本の給電線のいずれの極にもスイッチを設ける。商用
電源の一方の極は保安の目的で接地されることがある。
交流電源系と直流電源系とが１線でも結ばれていると、
直流電源系で何らかの原因で一方の極が接地されるよう
な障害が起こると漏洩電流，短絡電流が流れ、危険な場
合がある。この危険を避けるために両電極側ともスイッ
チを設けておき漏洩電流や短絡電流が流れるループが形
成されないようにしておく。後で述べるように直流電源
が充電器を介して交流電源系と直流的に通じることのな
いように絶縁の処置をとる。この直流電源を接地から浮
かしておく処置によって負荷ＬＯＡＤ側で接地事故が生
じた場合でも漏洩電流や短絡電流が生じる問題は避けら
れる。給電機能としてはスイッチＳの一方があればよ
い。すなわち保安面で問題がなければ電源の両極に設け
られたスイッチＸ，ＸまたはＹ，Ｙの内いずれか一方を
直結してもよい。商用交流電源系と直流電源系とでは電
圧のレベルに差があり、両者は並列に接続されると過大
な電流が流れ障害を誘発する危険性がある。両系のスイ
ッチが同時に閉じている期間が生じないようにしてこの
問題の発生を防ぐ。すなわち、商用交流電源系にはａ接
点Ｘ，Ｙを使い、また直流系にはｂ接点Ｘ，Ｙを使って
給電する。これによれば接点ＸとＸ、あるいはＹとＹが
同時に閉じることはないので両電源側で過電流を生じる
事態は避けられる。接点Ｘ，Ｘ，Ｙ，Ｙをそれぞれ個別
のリレーで構成してもＸとＸ、あるいはＹとＹとが同時
に閉じないようにシーケンスを組めば同じ目的は達せら
れる。なお、上記の方式は実施例１乃至３のいずれにも
適用可能である。
して１個のリレーを使った構成例である。（請求項３及
び４に対応） ２本の給電線のいずれの極にもスイッチを設ける。商用
電源の一方の極は保安の目的で接地されることがある。
交流電源系と直流電源系とが１線でも結ばれていると、
直流電源系で何らかの原因で一方の極が接地されるよう
な障害が起こると漏洩電流，短絡電流が流れ、危険な場
合がある。この危険を避けるために両電極側ともスイッ
チを設けておき漏洩電流や短絡電流が流れるループが形
成されないようにしておく。後で述べるように直流電源
が充電器を介して交流電源系と直流的に通じることのな
いように絶縁の処置をとる。この直流電源を接地から浮
かしておく処置によって負荷ＬＯＡＤ側で接地事故が生
じた場合でも漏洩電流や短絡電流が生じる問題は避けら
れる。給電機能としてはスイッチＳの一方があればよ
い。すなわち保安面で問題がなければ電源の両極に設け
られたスイッチＸ，ＸまたはＹ，Ｙの内いずれか一方を
直結してもよい。商用交流電源系と直流電源系とでは電
圧のレベルに差があり、両者は並列に接続されると過大
な電流が流れ障害を誘発する危険性がある。両系のスイ
ッチが同時に閉じている期間が生じないようにしてこの
問題の発生を防ぐ。すなわち、商用交流電源系にはａ接
点Ｘ，Ｙを使い、また直流系にはｂ接点Ｘ，Ｙを使って
給電する。これによれば接点ＸとＸ、あるいはＹとＹが
同時に閉じることはないので両電源側で過電流を生じる
事態は避けられる。接点Ｘ，Ｘ，Ｙ，Ｙをそれぞれ個別
のリレーで構成してもＸとＸ、あるいはＹとＹとが同時
に閉じないようにシーケンスを組めば同じ目的は達せら
れる。なお、上記の方式は実施例１乃至３のいずれにも
適用可能である。
【００１１】図４はバッテリーＢＡＴＴを充電する充電
器の構成例である。図４（ａ）は交流入力を整流器Ｒec
で一旦整流して直流を得、この直流電力をスイッチング
コンバータで再度バッテリーＢＡＴＴの所望するレベル
に変換する充電器である。スイッチングコンバータは従
来から使われている昇降圧形である。リアクタＬ1 は２
次巻線をもつ。半導体スイッチＱc1をオンさせるとコン
デンサＣdcの電圧がリアクタＬ1 の１次巻線にかかり電
流が流れ出す。これによってリアクタＬ1 に電磁エネル
ギーが蓄えられる。Ｑc1をオフさせるとリアクタＬ1の
２次巻線に図示の極性の電圧が誘起、ダイオードＤ1 を
介して電流が流れる。半導体スイッチＱc1のオン期間と
オフ期間の比率を制御して定電圧化された直流電圧を得
る。この直流出力電圧でバッテリーＢＡＴＴを充電す
る。リアクタＬ1で入・出力間の絶縁を行う。
器の構成例である。図４（ａ）は交流入力を整流器Ｒec
で一旦整流して直流を得、この直流電力をスイッチング
コンバータで再度バッテリーＢＡＴＴの所望するレベル
に変換する充電器である。スイッチングコンバータは従
来から使われている昇降圧形である。リアクタＬ1 は２
次巻線をもつ。半導体スイッチＱc1をオンさせるとコン
デンサＣdcの電圧がリアクタＬ1 の１次巻線にかかり電
流が流れ出す。これによってリアクタＬ1 に電磁エネル
ギーが蓄えられる。Ｑc1をオフさせるとリアクタＬ1の
２次巻線に図示の極性の電圧が誘起、ダイオードＤ1 を
介して電流が流れる。半導体スイッチＱc1のオン期間と
オフ期間の比率を制御して定電圧化された直流電圧を得
る。この直流出力電圧でバッテリーＢＡＴＴを充電す
る。リアクタＬ1で入・出力間の絶縁を行う。
【００１２】図４（ｂ）は交流入力端に商用周波数の絶
縁トランスＴ1 を設けている。トランスＴ1 の２次側に
誘起した電圧を整流器Ｒecで直流電圧に変換し、これを
降圧チョッパでバッテリーＢＡＴＴの所望する電圧レベ
ルに調整する。半導体スイッチＱc2をオンさせるとリア
クタＬ2 を通して電流が流れ、リアクタＬ2 にエネルギ
ーが蓄えられる。半導体スイッチＱc2をオフさせるとリ
アクタＬ2 のエネルギーはダイオードＤ2 のループを通
って放電する。半導体スイッチＱc2のオン期間とオフ期
間の比率を制御して所望の直流電圧とする。入力側のト
ランスＴ1 で入・出力間が絶縁される。絶縁の必要がな
ければトランスＴ1 を省いて破線ｃｄの右側の部分を充
電器として使う。この絶縁トランスＴ1 の電力容量はバ
ッテリーＢＡＴＴの充電に必要とする大きさで充分であ
り、負荷ＬＯＡＤへの給電容量をもたなくてよい。
縁トランスＴ1 を設けている。トランスＴ1 の２次側に
誘起した電圧を整流器Ｒecで直流電圧に変換し、これを
降圧チョッパでバッテリーＢＡＴＴの所望する電圧レベ
ルに調整する。半導体スイッチＱc2をオンさせるとリア
クタＬ2 を通して電流が流れ、リアクタＬ2 にエネルギ
ーが蓄えられる。半導体スイッチＱc2をオフさせるとリ
アクタＬ2 のエネルギーはダイオードＤ2 のループを通
って放電する。半導体スイッチＱc2のオン期間とオフ期
間の比率を制御して所望の直流電圧とする。入力側のト
ランスＴ1 で入・出力間が絶縁される。絶縁の必要がな
ければトランスＴ1 を省いて破線ｃｄの右側の部分を充
電器として使う。この絶縁トランスＴ1 の電力容量はバ
ッテリーＢＡＴＴの充電に必要とする大きさで充分であ
り、負荷ＬＯＡＤへの給電容量をもたなくてよい。
【００１３】バッテリーＢＡＴＴは硫酸鉛バッテリーが
使われる。このバッテリーの１個の電圧はたかだか２ボ
ルトであり、直列接続して総合の電圧を高くして使わざ
るを得ない。給電に必要な容量（アンペア・アワーＡ
Ｈ）は同じであっても、小容量のバッテリー（ＡＨが小
さい）を数多く直列接続して電圧を高めて使う場合には
信頼性は低くなり、分割損でコストも上がる。また、電
圧をあまり高くすると取扱の安全性確保のための処置が
必要になり、これもコストを高める。そこで本発明では
ＡＨの大きいバッテリーを少数使い、負荷への給電に必
要な電圧レベルはＤＣ・ＤＣコンバータで昇圧して得
る。
使われる。このバッテリーの１個の電圧はたかだか２ボ
ルトであり、直列接続して総合の電圧を高くして使わざ
るを得ない。給電に必要な容量（アンペア・アワーＡ
Ｈ）は同じであっても、小容量のバッテリー（ＡＨが小
さい）を数多く直列接続して電圧を高めて使う場合には
信頼性は低くなり、分割損でコストも上がる。また、電
圧をあまり高くすると取扱の安全性確保のための処置が
必要になり、これもコストを高める。そこで本発明では
ＡＨの大きいバッテリーを少数使い、負荷への給電に必
要な電圧レベルはＤＣ・ＤＣコンバータで昇圧して得
る。
【００１４】図５はバッテリーＢＡＴＴの電圧を負荷Ｌ
ＯＡＤの所望する電圧レベルまで変換するＤＣ・ＤＣコ
ンバータＣONL の構成例で、入・出力非絶縁の昇圧形チ
ョッパを使った例である。半導体スイッチＱc3をオンさ
せるとリアクタＬ3 に入力のバッテリーＢＡＴＴの電圧
が加わり、電流が流れ、これによってエネルギーが蓄え
られる。この期間にはコンデンサＣd の放電によって給
電電力はまかなわれる。半導体スイッチＱc3をオフさせ
るとリアクタＬ3 の電流はダイオードＤ3 を通って出力
となる。この際、入力のバッテリーＢＡＴＴの電圧にリ
アクタＬ3 の図示の極性の電圧が加算されるので出力電
圧は入力電圧より高くなる。半導体スイッチＱc3のオン
期間とオフ期間の比率を調整して所望の直流出力電圧を
得る。絶縁形のスイッチングコンバータを必要とする場
合は、図４（ａ）において充電器の破線ａｂより右側の
構成が使われる。電圧のレベルはリアクタＬ1 の１次，
２次巻線の巻線比で概略調整し、さらに半導体スイッチ
Ｑc1のオン・オフ動作によって定電圧の精度を高める。
ＯＡＤの所望する電圧レベルまで変換するＤＣ・ＤＣコ
ンバータＣONL の構成例で、入・出力非絶縁の昇圧形チ
ョッパを使った例である。半導体スイッチＱc3をオンさ
せるとリアクタＬ3 に入力のバッテリーＢＡＴＴの電圧
が加わり、電流が流れ、これによってエネルギーが蓄え
られる。この期間にはコンデンサＣd の放電によって給
電電力はまかなわれる。半導体スイッチＱc3をオフさせ
るとリアクタＬ3 の電流はダイオードＤ3 を通って出力
となる。この際、入力のバッテリーＢＡＴＴの電圧にリ
アクタＬ3 の図示の極性の電圧が加算されるので出力電
圧は入力電圧より高くなる。半導体スイッチＱc3のオン
期間とオフ期間の比率を調整して所望の直流出力電圧を
得る。絶縁形のスイッチングコンバータを必要とする場
合は、図４（ａ）において充電器の破線ａｂより右側の
構成が使われる。電圧のレベルはリアクタＬ1 の１次，
２次巻線の巻線比で概略調整し、さらに半導体スイッチ
Ｑc1のオン・オフ動作によって定電圧の精度を高める。
【００１５】スイッチングコンバータとしてはフィード
ホワード・コンバータも使われる。図６にこれを示す。
半導体スイッチＱc4をオンさせると、トランスＴ2 に図
示の極性の電圧が誘起し、出力側に電力が送られる。半
導体スイッチＱc4をオフさせるとそれまでにトランスＴ
2 に蓄えられた励磁エネルギーによって図示とは逆の極
性の電圧が誘起し、巻線ｎから、ダイオードＤ4 を介し
て入力側のバッテリーＢＡＴＴに電磁エネルギーが戻さ
れる。この半導体スイッチＱc4のオフ期間には、平滑リ
アクタＬ4 に蓄えられた電磁エネルギーがダイオードＤ
5 のルートで流れ、給電に当てられる。半導体スイッチ
Ｑc4のオンとオフの比を調整することによって所望の直
流電圧を得る。充電器とスイッチングコンバータを組み
合わせるには少なくともどちらか一方は絶縁機能を持っ
たものとする。例えばスイッチングコンバータとして図
５の非絶縁の降圧チョッパを使う場合は充電器として図
４（ａ）または（ｂ）のトランスつきを組み合わせる。
ホワード・コンバータも使われる。図６にこれを示す。
半導体スイッチＱc4をオンさせると、トランスＴ2 に図
示の極性の電圧が誘起し、出力側に電力が送られる。半
導体スイッチＱc4をオフさせるとそれまでにトランスＴ
2 に蓄えられた励磁エネルギーによって図示とは逆の極
性の電圧が誘起し、巻線ｎから、ダイオードＤ4 を介し
て入力側のバッテリーＢＡＴＴに電磁エネルギーが戻さ
れる。この半導体スイッチＱc4のオフ期間には、平滑リ
アクタＬ4 に蓄えられた電磁エネルギーがダイオードＤ
5 のルートで流れ、給電に当てられる。半導体スイッチ
Ｑc4のオンとオフの比を調整することによって所望の直
流電圧を得る。充電器とスイッチングコンバータを組み
合わせるには少なくともどちらか一方は絶縁機能を持っ
たものとする。例えばスイッチングコンバータとして図
５の非絶縁の降圧チョッパを使う場合は充電器として図
４（ａ）または（ｂ）のトランスつきを組み合わせる。
【００１６】図７は本発明の第２の実施例である。（請
求項２に対応） 図１の実施例において、充電器ＣＨとして図４（ｂ）を
採用した場合のリアクタＬ3 と、ＤＣ・ＤＣコンバータ
ＣONP として図５を採用した場合のリアクタＬ3 とを共
用化して簡素化を図っている。図７において、ダイオー
ドＤ6 と半導体スイッチＱc6を除くと図４（ｂ）の充電
器と同じになり、この部分が商用交流電源が活きている
期間に稼働してバッテリーＢＡＴＴを充電する。また、
半導体スイッチＱc5とダイオードＤ7 を除くと図５のコ
ンバータと同じになり、停電中におけるバッテリーの放
電時に稼働する。この動作は次のようになる。
求項２に対応） 図１の実施例において、充電器ＣＨとして図４（ｂ）を
採用した場合のリアクタＬ3 と、ＤＣ・ＤＣコンバータ
ＣONP として図５を採用した場合のリアクタＬ3 とを共
用化して簡素化を図っている。図７において、ダイオー
ドＤ6 と半導体スイッチＱc6を除くと図４（ｂ）の充電
器と同じになり、この部分が商用交流電源が活きている
期間に稼働してバッテリーＢＡＴＴを充電する。また、
半導体スイッチＱc5とダイオードＤ7 を除くと図５のコ
ンバータと同じになり、停電中におけるバッテリーの放
電時に稼働する。この動作は次のようになる。
【００１７】商用電源から受電中は、切り替えスイッチ
Ｓを商用電源側にし、交流電圧Ｖiで負荷ＬＯＡＤに給
電する。この間、バッテリーＢＡＴＴを次のように充電
する。絶縁トランスＴ3 で交流電圧Ｖi を受電し、この
２次側に生じた電圧をダイオード整流器Ｒecで整流し、
平滑コンデンサＣdcで脈動電圧を平滑する。半導体スイ
ッチＱc5のオン・オフスイッチングによってコンデンサ
Ｃdcの電圧を降圧し、かつ一定電圧に調整してバッテリ
ーＢＡＴＴを充電する。半導体スイッチＱc5をオンさせ
るとコンデンサＣdcの電圧が平滑フィルタＬ5 , Ｃb に
加わる。リアクタＬ5 には図示の極性で電圧がかかり、
流れる電流は増加する。つまり、Ｌ5 に電磁エネルギー
が蓄えられる。次に半導体スイッチＱc5をオフさせると
リアクタＬ5 に流れていた電流は、ダイオードＤ7 を通
って循環する。循環電流は次第に減少する。リアクタＬ
5 の電圧は図示と逆であり蓄えられた電磁エネルギーを
放出する。この半導体スイッチＱc5のオン期間とオフ期
間との比率を制御装置（図には示されていない）からの
信号で調整し、コンデンサＣb の電圧を所望のレベルに
保つ。このコンデンサＣb の電圧でバッテリーＢＡＴＴ
を充電する。
Ｓを商用電源側にし、交流電圧Ｖiで負荷ＬＯＡＤに給
電する。この間、バッテリーＢＡＴＴを次のように充電
する。絶縁トランスＴ3 で交流電圧Ｖi を受電し、この
２次側に生じた電圧をダイオード整流器Ｒecで整流し、
平滑コンデンサＣdcで脈動電圧を平滑する。半導体スイ
ッチＱc5のオン・オフスイッチングによってコンデンサ
Ｃdcの電圧を降圧し、かつ一定電圧に調整してバッテリ
ーＢＡＴＴを充電する。半導体スイッチＱc5をオンさせ
るとコンデンサＣdcの電圧が平滑フィルタＬ5 , Ｃb に
加わる。リアクタＬ5 には図示の極性で電圧がかかり、
流れる電流は増加する。つまり、Ｌ5 に電磁エネルギー
が蓄えられる。次に半導体スイッチＱc5をオフさせると
リアクタＬ5 に流れていた電流は、ダイオードＤ7 を通
って循環する。循環電流は次第に減少する。リアクタＬ
5 の電圧は図示と逆であり蓄えられた電磁エネルギーを
放出する。この半導体スイッチＱc5のオン期間とオフ期
間との比率を制御装置（図には示されていない）からの
信号で調整し、コンデンサＣb の電圧を所望のレベルに
保つ。このコンデンサＣb の電圧でバッテリーＢＡＴＴ
を充電する。
【００１８】商用電源の停電中は次のように動作する。
絶縁トランスＴ3 の入力はなくなり、バッテリーＢＡＴ
Ｔの充電機能は停止する。切り替えスイッチＳをバッテ
リー側に切り替えて、直流電圧Ｖ0 で負荷ＬＯＡＤに給
電する。コンデンサＣdcの電圧Ｖ0 は次のように一定に
調整される。半導体スイッチＱc5はオフ状態にしてお
く。半導体スイッチＱc6をオンさせると、バッテリーＢ
ＡＴＴの電圧はリアクタＬ5 に図示と逆の極性で加わ
り、流れる電流は増加する。つまり、電磁エネルギーが
蓄えられる。次に半導体スイッチＱc6をオフにすると、
リアクタＬ5 に流れていた電流はダイオードＤ6 を通っ
てコンデンサＣdc側に流れる。この時のリアクタＬ5 の
電圧の極性は図示と同じになり、リアクタの電圧とバッ
テリーＢＡＴＴの電圧の和がコンデンサＣdcを充電する
電圧Ｖ0 となる。つまり、電圧Ｖ0 はバッテリーＢＡＴ
Ｔの電圧より高いレベルに昇圧されたものとなる。半導
体スイッチＱc6のオン期間とオフ期間との比率を調整し
て電圧Ｖ0 を所望のレベル、つまり、商用交流電源公称
電圧の波高値の１１０から８０パーセントの範囲内に保
つ。商用電源が停電から回復すると、切り替えスイッチ
Ｓを商用電源側に切り替えて交流電圧Ｖi で給電する。
絶縁トランスＴ3 の入力はなくなり、バッテリーＢＡＴ
Ｔの充電機能は停止する。切り替えスイッチＳをバッテ
リー側に切り替えて、直流電圧Ｖ0 で負荷ＬＯＡＤに給
電する。コンデンサＣdcの電圧Ｖ0 は次のように一定に
調整される。半導体スイッチＱc5はオフ状態にしてお
く。半導体スイッチＱc6をオンさせると、バッテリーＢ
ＡＴＴの電圧はリアクタＬ5 に図示と逆の極性で加わ
り、流れる電流は増加する。つまり、電磁エネルギーが
蓄えられる。次に半導体スイッチＱc6をオフにすると、
リアクタＬ5 に流れていた電流はダイオードＤ6 を通っ
てコンデンサＣdc側に流れる。この時のリアクタＬ5 の
電圧の極性は図示と同じになり、リアクタの電圧とバッ
テリーＢＡＴＴの電圧の和がコンデンサＣdcを充電する
電圧Ｖ0 となる。つまり、電圧Ｖ0 はバッテリーＢＡＴ
Ｔの電圧より高いレベルに昇圧されたものとなる。半導
体スイッチＱc6のオン期間とオフ期間との比率を調整し
て電圧Ｖ0 を所望のレベル、つまり、商用交流電源公称
電圧の波高値の１１０から８０パーセントの範囲内に保
つ。商用電源が停電から回復すると、切り替えスイッチ
Ｓを商用電源側に切り替えて交流電圧Ｖi で給電する。
【００１９】図８は本発明の第３の実施例である。（請
求項３に対応） 本発明では充電器の受電を切り替えスイッチＳより負荷
側の点ａ，ｂからとる。これによって図７の実施例で用
いていた絶縁用のトランスを省いている。この場合も直
流電源系は給電期間中、商用電源系と切り替えスイッチ
Ｓによって切り離（絶縁）されている。商用電源から受
電している期間に稼働する充電器は、整流器Ｒec，コン
デンサＣdc，半導体スイッチＱc7，ダイオードＤ8 ，リ
アクタＬ5 の組み合わせである。これは図４（ｂ）の破
線ｃｄより右側に相当する。停電中に稼働するコンバー
タはリアクタＬ5 ，半導体スイッチＱc8，ダイオードＤ
9 の組み合わせである。これは図５のコンバータに相当
する。なお、この期間中は半導体スイッチＱc7をオフに
しておき、点ａ，ｂから流れる電流のループを切ってお
く。次に動作を説明する。
求項３に対応） 本発明では充電器の受電を切り替えスイッチＳより負荷
側の点ａ，ｂからとる。これによって図７の実施例で用
いていた絶縁用のトランスを省いている。この場合も直
流電源系は給電期間中、商用電源系と切り替えスイッチ
Ｓによって切り離（絶縁）されている。商用電源から受
電している期間に稼働する充電器は、整流器Ｒec，コン
デンサＣdc，半導体スイッチＱc7，ダイオードＤ8 ，リ
アクタＬ5 の組み合わせである。これは図４（ｂ）の破
線ｃｄより右側に相当する。停電中に稼働するコンバー
タはリアクタＬ5 ，半導体スイッチＱc8，ダイオードＤ
9 の組み合わせである。これは図５のコンバータに相当
する。なお、この期間中は半導体スイッチＱc7をオフに
しておき、点ａ，ｂから流れる電流のループを切ってお
く。次に動作を説明する。
【００２０】商用電源から受電中は、切り替えスイッチ
Ｓを商用電源側にして、交流電圧Ｖi で負荷ＬＯＡＤに
給電する。また、この期間にバッテリーＢＡＴＴを充電
する。切り替えスイッチＳの後のａｂから受けた交流電
圧Ｖi をダイオード整流器Ｒecで整流し、平滑コンデン
サＣdcで脈動を平滑する。半導体スイッチＱc7をオン・
オフスイッチングによってコンデンサＣdcの電圧を降圧
し、かつ、一定レベルに調整してバッテリーＢＡＴＴを
充電する。半導体スイッチＱc8はオフの状態に保つ。半
導体スイッチＱc7がオンしている期間はコンデンサＣdc
の電圧が平滑フィルタＬ5 ，Ｃb に加わり、この出力で
バッテリーＢＡＴＴを充電する。Ｌ5 には図示の極性の
電圧が誘起し、電流が増加すると共に蓄えられる電磁エ
ネルギーが増加する。次に、半導体スイッチＱc7をオフ
するとＬ5 に流れていた電流はダイオードＤ8 を通して
循環する。これによってＬ5 の電磁エネルギーはコンデ
ンサＣb およびバッテリーＢＡＴＴに放出される。半導
体スイッチのオンおよびオフの期間の比率を変えること
によってコンデンサＣb の電圧、つまり、バッテリーＢ
ＡＴＴの充電電圧を調整する。
Ｓを商用電源側にして、交流電圧Ｖi で負荷ＬＯＡＤに
給電する。また、この期間にバッテリーＢＡＴＴを充電
する。切り替えスイッチＳの後のａｂから受けた交流電
圧Ｖi をダイオード整流器Ｒecで整流し、平滑コンデン
サＣdcで脈動を平滑する。半導体スイッチＱc7をオン・
オフスイッチングによってコンデンサＣdcの電圧を降圧
し、かつ、一定レベルに調整してバッテリーＢＡＴＴを
充電する。半導体スイッチＱc8はオフの状態に保つ。半
導体スイッチＱc7がオンしている期間はコンデンサＣdc
の電圧が平滑フィルタＬ5 ，Ｃb に加わり、この出力で
バッテリーＢＡＴＴを充電する。Ｌ5 には図示の極性の
電圧が誘起し、電流が増加すると共に蓄えられる電磁エ
ネルギーが増加する。次に、半導体スイッチＱc7をオフ
するとＬ5 に流れていた電流はダイオードＤ8 を通して
循環する。これによってＬ5 の電磁エネルギーはコンデ
ンサＣb およびバッテリーＢＡＴＴに放出される。半導
体スイッチのオンおよびオフの期間の比率を変えること
によってコンデンサＣb の電圧、つまり、バッテリーＢ
ＡＴＴの充電電圧を調整する。
【００２１】商用電源が停電すると切り替えスイッチＳ
を直流電源側に切り替え、コンデンサＣd の電圧Ｖ0 を
もって負荷ＬＯＡＤに給電する。半導体スイッチＱc7は
オフ状態にして端子ａ，ｂからの入力を遮断する。バッ
テリーＢＡＴＴの電圧はＶ0より低いので次のスイッチ
ング動作で昇圧する。半導体スイッチＱc8をオンさせる
とバッテリーＢＡＴＴの電圧がリアクタＬ5 に図示とは
逆の極性でかかり、ここに流れる電流が増加する。これ
に伴い蓄えられる電磁エネルギーが増加する。次に半導
体スイッチＱc8をオフにするとバッテリーＢＡＴＴの電
圧にリアクタＬ5 の電圧が加わり、昇圧した電圧Ｖ0 が
得られる。半導体スイッチＱc8のオン・オフ期間の比率
を調整して出力電圧Ｖ0 のレベルを商用交流電源公称電
圧の波高値の１１０から８０パーセントの範囲内に保
つ。半導体スイッチＱc7，Ｑc8をオン，オフさせる信号
は図示されていない制御装置から出す。半導体スイッチ
としてバイポーラトランジスタをもって図示したが、他
のスイッチ、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar
Transister ），パワーＭＯＳ・ＦＥＴなども同様にし
て使える。
を直流電源側に切り替え、コンデンサＣd の電圧Ｖ0 を
もって負荷ＬＯＡＤに給電する。半導体スイッチＱc7は
オフ状態にして端子ａ，ｂからの入力を遮断する。バッ
テリーＢＡＴＴの電圧はＶ0より低いので次のスイッチ
ング動作で昇圧する。半導体スイッチＱc8をオンさせる
とバッテリーＢＡＴＴの電圧がリアクタＬ5 に図示とは
逆の極性でかかり、ここに流れる電流が増加する。これ
に伴い蓄えられる電磁エネルギーが増加する。次に半導
体スイッチＱc8をオフにするとバッテリーＢＡＴＴの電
圧にリアクタＬ5 の電圧が加わり、昇圧した電圧Ｖ0 が
得られる。半導体スイッチＱc8のオン・オフ期間の比率
を調整して出力電圧Ｖ0 のレベルを商用交流電源公称電
圧の波高値の１１０から８０パーセントの範囲内に保
つ。半導体スイッチＱc7，Ｑc8をオン，オフさせる信号
は図示されていない制御装置から出す。半導体スイッチ
としてバイポーラトランジスタをもって図示したが、他
のスイッチ、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar
Transister ），パワーＭＯＳ・ＦＥＴなども同様にし
て使える。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、無停電電源装置から複
雑なインバータを除くことができ、これによって信頼性
が高く、コストの低い、また小形の交直流無停電電源装
置を実現できる。絶縁トランスあるいは切り替えスイッ
チで商用交流電源側と直流電源側間を切り離すと、商用
交流電源側、あるいは負荷側で接地事故が生じても危険
な電流が接地側に流れることがないので安全に装置を運
用できる。図７の第２の実施例では重量物で、高価なリ
アクタを少なくした構成であり、装置の軽量化、低コス
ト化に効果がある。図８の第３の実施例では大きく、重
量物である絶縁トランスを構成から省いているのでさら
に装置を小形化、あるいは低コスト化するのに効果があ
る。本発明の装置はコンパクトであり、架（ラック）に
搭載するのに適している。したがって、ＦＡ（ファクト
リ・オートメーション）の分野で架に搭載されて使われ
るコンピュータと組み合わされて本装置も同一架に実装
することができ、省スペースの点で有用である。
雑なインバータを除くことができ、これによって信頼性
が高く、コストの低い、また小形の交直流無停電電源装
置を実現できる。絶縁トランスあるいは切り替えスイッ
チで商用交流電源側と直流電源側間を切り離すと、商用
交流電源側、あるいは負荷側で接地事故が生じても危険
な電流が接地側に流れることがないので安全に装置を運
用できる。図７の第２の実施例では重量物で、高価なリ
アクタを少なくした構成であり、装置の軽量化、低コス
ト化に効果がある。図８の第３の実施例では大きく、重
量物である絶縁トランスを構成から省いているのでさら
に装置を小形化、あるいは低コスト化するのに効果があ
る。本発明の装置はコンパクトであり、架（ラック）に
搭載するのに適している。したがって、ＦＡ（ファクト
リ・オートメーション）の分野で架に搭載されて使われ
るコンピュータと組み合わされて本装置も同一架に実装
することができ、省スペースの点で有用である。
【図１】本発明の第１の実施例を示す。
【図２】動作電圧及び電流波形を示し、（ａ），（ｂ）
は各部の波形である。
は各部の波形である。
【図３】本発明の実施例の一つである切り替えスイッチ
の一例を示す。
の一例を示す。
【図４】本発明の実施例の一つである充電器の構成を示
し、（ａ），（ｂ）は夫々他の例を示す。
し、（ａ），（ｂ）は夫々他の例を示す。
【図５】本発明の実施例の一つであるＤＣ・ＤＣコンバ
ータの構成例を示す。
ータの構成例を示す。
【図６】本発明の実施例の一つであるスイッチングコン
バータの構成例を示す。
バータの構成例を示す。
【図７】本発明の第２の実施例を示す。
【図８】本発明の第３の実施例を示す。
【図９】従来例を示す。
【図１０】交流電圧と負荷に流れる電流パターンを示
し、（ａ），（ｂ）は各部に流れる電圧または電流であ
る。
し、（ａ），（ｂ）は各部に流れる電圧または電流であ
る。
Ｖi 商用の交流電源 ＢＡＴＴ バッテリー ＣＨ 充電器 ＣONP ＤＣ・ＤＣコンバータ ＩＮＶ インバータ Ｑ1 半導体スイッチ Ｑ2 半導体スイッチ Ｑc1 半導体スイッチ Ｑc2 半導体スイッチ Ｑc3 半導体スイッチ Ｑc4 半導体スイッチ Ｑc5 半導体スイッチ Ｑc6 半導体スイッチ Ｑc7 半導体スイッチ Ｑc8 半導体スイッチ Ｌac フィルタ Ｃac フィルタ Ｓ 切り替えスイッチ ＬＯＡＤ 負荷 ＤL1 ダイオード ＤL2 ダイオード ＤL3 ダイオード ＤL4 ダイオード Ｄ1 ダイオード Ｄ2 ダイオード Ｄ3 ダイオード Ｄ4 ダイオード Ｄ5 ダイオード Ｄ6 ダイオード Ｄ7 ダイオード Ｄ8 ダイオード Ｄ9 ダイオード ＣONL スイッチコンバータ Ｃb コンデンサ Ｃd コンデンサ Ｃdc コンデンサ Ｖd 電圧 Ｒec 整流器 Ｌ1 リアクタ Ｌ2 リアクタ Ｌ3 リアクタ Ｌ4 リアクタ Ｌ5 リアクタ Ｔ1 トランス Ｔ2 トランス Ｔ3 トランス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 9/00 - 11/00 H02M 7/06 H02M 7/21 H02J 7/34 H02M 3/00 - 3/44 H02J 1/00 - 1/16
Claims (5)
- 【請求項１】 商用交流電源からの交流電力と、内蔵す
る直流電源装置からの直流電力とのいずれか一方を切り
替えスイッチで選択して出力する交直流電源装置におい
て、前記交流電力の出力電圧は前記商用交流電源の電圧であ
り、 前記直流電源装置は前記交流電源に接続された充電器、
前記充電器に接続されたバッテリー、およびＤＣ・ＤＣ
コンバータからなり、 前記充電器は前記商用交流電源から受電し、その出力の
直流電圧で前記バッテリーを充電し、 前記ＤＣ・ＤＣコンバータは前記バッテリーからの直流
出力を、前記商用交流電源の公称電圧の波高値の１１０
から８０パーセントの範囲のレベルに調整して出力する
ことを特徴とする交直流無停電電源装置。 - 【請求項２】 直流電源装置は交流電源に接続された絶
縁トランスと、前記絶縁トランスの出力を整流する整流
器と、前記整流器の出力側に接続されたＤＣ・ＤＣコン
バータと、前記整流器出力側と、前記ＤＣ・ＤＣコンバ
ータを構成する半導体スイッチを介して接続されたバッ
テリーからなり、このＤＣ・ＤＣコンバータは前記商用
交流電源から前記絶縁トランスと整流器を介して受電
し、その出力の直流電圧で前記バッテリーを充電し、ま
た前記商用交流電源の停電時には前記バッテリーの直流
出力を調整して出力することを特徴とする請求項１記載
の交直流無停電電源装置。 - 【請求項３】 直流電源装置は第１の半導体スイッチを
持ち交流電源に接続される充電器と、前記第１の半導体
スイッチを介して接続されるＤＣ・ＤＣコンバータと、
このＤＣ・ＤＣコンバータに接続されるバッテリーとか
ら構成され、前記ＤＣ・ＤＣコンバータは第２の半導体
スイッチとリアクタとコンデンサがループ状に接続され
ており、前記第２の半導体スイッチの一方はダイオード
を介して切り替えスイッチの一方の極に接続され、他方
は前記切り替えスイッチの他方の極に接続され、前記充
電器は前記商用交流電源の電力を前記切り替えスイッチ
の後の負荷側から受電し、その出力の直流電圧でバッテ
リーを充電し、前記ＤＣ・ＤＣコンバータは前記バッテ
リーの直流出力を調整して出力することを特徴とする請
求項１記載の交直流無停電電源装置。 - 【請求項４】 負荷に交流または直流を供給するための
切り替えスイッチとしてリレーを用い、かつ商用交流電
源線路と直流電源線路とは２線路とも切り離されている
ことを特徴とする請求項１または２または３記載の交直
流無停電電源装置。 - 【請求項５】 負荷に交流または直流を供給するための
切り替えスイッチとしてａ接点とｂ接点とを有するリレ
ーを用い、前記ａ接点を商用交流電源系のスイッチとし
て使い、前記ｂ接点を直流電源系のスイッチとして使
い、かつ前記リレーの励磁コイルの駆動を前記商用交流
電源によって行うことを特徴とする請求項１または２ま
たは３または４記載の交直流無停電電源装置。
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|---|---|---|---|
| JP18655894A JP3330232B2 (ja) | 1994-07-15 | 1994-07-15 | 交直流無停電電源装置 |
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| JP18655894A JP3330232B2 (ja) | 1994-07-15 | 1994-07-15 | 交直流無停電電源装置 |
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| JPH0833233A JPH0833233A (ja) | 1996-02-02 |
| JP3330232B2 true JP3330232B2 (ja) | 2002-09-30 |
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ID=16190632
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| JP18655894A Expired - Fee Related JP3330232B2 (ja) | 1994-07-15 | 1994-07-15 | 交直流無停電電源装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1994
- 1994-07-15 JP JP18655894A patent/JP3330232B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| CN111999662A (zh) * | 2020-09-18 | 2020-11-27 | 山特电子（深圳）有限公司 | 用于检测不间断电源的电池的外部开关状态的新方法 |
| CN111999662B (zh) * | 2020-09-18 | 2023-01-06 | 山特电子（深圳）有限公司 | 用于检测不间断电源的电池的外部开关状态的新方法 |
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| JPH0833233A (ja) | 1996-02-02 |
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