CN213185894U - 电力转换电路、dc-dc转换器和ac-dc转换器 - Google Patents

Abstract

提供电力转换电路、DC‑DC转换器和AC‑DC转换器。在断开时缓和施加在开关元件上的电压。本实用新型涉及电力转换电路，其具有变压器、包含变压器的一次侧绕组的输入电路和包含变压器的二次侧绕组的输出电路。一次侧绕组具有下侧的第1绕组和上侧的第2绕组。输入电路包含第1绕组和第2绕组、介于第2绕组的下端与一侧的输入端子之间的一次侧线圈、介于第2绕组的上端与另一侧的输入端子之间的一次侧电容器、介于第1绕组的下端与另一侧的输入端子之间的第1开关元件以及介于第1绕组的上端与第2绕组的下端之间并且接通/断开的时机与第1开关元件实质上同步的第2开关元件。

Description

电力转换电路、DC-DC转换器和AC-DC转换器

技术领域

本实用新型涉及电力转换电路、DC-DC转换器以及AC-DC转换器。

背景技术

在专利文献1中，记载了用一个电路实现AC-DC转换器和DC-DC转换器这两个功能的单转换器方式的反向转换器。在专利文献1中记载的转换器(以下称为“现有电路”)中，在变压器T的一次侧的中心抽头上经由二极管Dics和线圈Lics连接有输入，在变压器T的下端和一次侧GND之间设置有开关SW，在变压器T的一次侧上端和一次侧地之间设置有电容器C_B。

在现有电路中，进行如下反向动作：通过开关接通而在变压器T的励磁电感中蓄积能量，通过开关断开而将该能量向二次侧输送。另外，在输入电压高的时间段，也从开关接通中的输入向线圈Lics中蓄积能量，该能量在断开中通过变压器T的一次侧上段放出，一次侧电容器C_B被充电。

因此，根据现有电路，通过开关SW的接通/断开，能够一边通过线圈Lics进行输入的功率改善，一边进行向一次侧电容器C_B的充电，能够通过该一次侧的电容器 C_B进行电力的平滑化，进行恒压输出。

专利文献1：日本特开2004-343996号公报

在现有电路中，在开关断开时，由于在变压器T的一次侧施加反向电压，因此在开关SW的上端产生电容器C_B的电压和反向电压(＝输出电压×(N1+N2)/Ns)的合计。另外，在开关刚断开之后，在变压器T的一次侧的下端产生由变压器T的漏电感引起的浪涌。这样，在现有电路中，由于在断开时在开关SW的上端产生过大的电压，因此除了导致开关损耗的增加之外，还存在开关SW被破坏的可能性。

实用新型内容

本实用新型的目的在于，在一次侧具有第1绕组和第2绕组的电力转换电路中，缓和断开时施加于开关元件的电压。

本实用新型的一个方式的电路是电力转换电路，其具有：变压器；输入电路，其包含所述变压器的一次侧绕组；以及输出电路，其包含所述变压器的二次侧绕组，其中，所述一次侧绕组具有下侧的第1绕组和上侧的第2绕组，所述输入电路包含：所述第1绕组和所述第2绕组；一次侧线圈，其介于所述第2绕组的下端与一侧的输入端子之间；一次侧电容器，其介于所述第2绕组的上端与另一侧的输入端子之间；第 1开关元件，其介于所述第1绕组的下端与另一侧的输入端子之间；以及第2开关元件，其介于所述第1绕组的上端与所述第2绕组的下端之间，并且接通/断开的时机与所述第1开关元件实质上同步。

在上述方式的电力转换电路中，所述输入电路还包含介于所述第1绕组的下端与所述第2绕组的上端之间的第1二极管。

在上述方式的电力转换电路中，所述第2开关元件在从所述第1开关元件的断开时刻起经过规定的延迟时间后断开。

在上述方式的电力转换电路中，所述输入电路还包含介于另一侧的输入端子与所述第1绕组的上端之间的第2二极管。

在上述方式的电力转换电路中，所述输入电路还包含：第1二极管，其介于所述第1绕组的下端与所述第2绕组的上端之间；以及第2二极管，其介于另一侧的输入端子与所述第1绕组的上端之间。

在上述方式的电力转换电路中，所述第1开关元件在从所述第2开关元件的断开时刻起经过规定的延迟时间后断开。

本实用新型的一个方式的DC-DC转换器具有上述的电力转换电路，所述输入电路的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是与直流电源连接的输入端子。

本实用新型的一个方式的AC-DC转换器具有上述的电力转换电路，所述输入电路还包含对交流电源输出的交流进行整流的整流电路，所述输入电路的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是与所述整流电路连接的输入端子。

在上述方式的AC-DC转换器中，所述输入电路在所述整流电路的至少任意一个端子与所述第2绕组的上端之间还包含至少一个二极管。

根据本实用新型，在一次侧具有第1绕组和第2绕组的电力转换电路中，能够缓和断开时施加于开关元件的电压。

附图说明

图1是本实施方式的基本结构的电力转换电路的电路图。

图2是示出两开关接通时的电力转换电路的动作的电路图。

图3是示出两开关断开时的电力转换电路的动作的电路图。

图4是示出电力转换电路的控制电路的一例的电路图。

图5是第1变形例的电力转换电路的电路图。

图6是第2变形例的电力转换电路的电路图。

图7是包含栅极驱动电路的第2变形例的电力转换电路的电路图。

图8是第3变形例的电力转换电路的电路图。

图9是第4变形例的电力转换电路的电路图。

图10是第5变形例的电力转换电路的电路图。

图11是第5变形例的电力转换电路的电路图。

标号说明

TR：变压器；w1：第1绕组(一次侧)；w2：第2绕组(一次侧)；w3：第3 绕组(二次侧)；D1：一次侧二极管；L1：一次侧线圈；C1：一次侧电容器；PS：输入电源；DC：直流电源；AC：交流电源；DB：二极管桥(整流电路)；SW1：第1开关元件(开关)；SW2：第2开关元件(开关)；D2：二次侧二极管；C2：二次侧电容器；LD：负载；CT：控制器；Si：电流传感器；Sv：电压传感器；ws：辅助绕组；D3：第1二极管；D4：第2二极管；BS：自举电路；DP：驱动器驱动用的电源；GD1：栅极驱动器；GD2：栅极驱动器；D5：二极管；D6：二极管；D7：二极管；D8：二极管；P1：输入端子；P2：输入端子；P3：输出端子；P4：输出端子；10：电力转换电路(基本结构：DC－DC转换器)；20：输入电路；30：输出电路；40：控制电路；60：电力转换电路(第1变形例：DC－DC转换器)；70：电力转换电路(第2变形例：DC－DC转换器)；75：栅极驱动电路；80：电力转换电路 (第3变形例：DC－DC转换器)；90：电力转换电路(第4变形例：AC－DC转换器)；100：电力转换电路(第5变形例：AC－DC转换器)。

具体实施方式

<本实用新型的实施方式的概要>

以下，列举说明本实用新型的实施方式的概要。(1)本实施方式的电力转换电路具有变压器TR、包含变压器TR的一次侧绕组w1、w2的输入电路20、以及包含变压器TR的二次侧绕组w3的输出电路30。所述一次侧绕组w1、w2具有下侧的第1 绕组w1和上侧的第2绕组w2。

另外，所述输入电路20包含所述第1绕组和所述第2绕组w1、w2、介于所述第2绕组w2的下端与一侧的输入端子之间的一次侧线圈L1、介于所述第2绕组w2 的上端与另一侧的输入端子之间的一次侧电容器C1、介于所述第1绕组w1的下端与另一侧的输入端子之间的第1开关元件SW1以及介于所述第1绕组w1的上端与所述第2绕组w2的下端之间并且接通/断开的时机与所述第1开关元件SW1实质上同步的第2开关元件SW2。

在本实施方式中，“实质上同步”是指不仅是接通/断开的时机严格一致的情况，而且容许在电路设计中不可避免的误差时间。另外，不可避免的误差时间例如为几百 n秒左右。另外，如后所述，也可以在任一方的开关元件SW1(或SW2)的断开时机有意地设定若干延迟时间τ1、τ2。延迟时间τ1、τ2只要设为显著大于上述不可避免的误差时间的值即可，例如设为几μ秒即可。

根据本实施方式的电力转换电路，输入电路20包含介于第1绕组w1的上端和第2绕组w2的下端之间的第2开关元件SW2，第2开关元件SW2与第1开关元件SW1的接通/断开的时机实质上同步。因此，由于在断开时第1和第2开关元件SW1、 SW2双方断开，因此能够将第1绕组w1从第2绕组w2电切断，能够缓和在断开时施加于第1开关元件SW1的电压。

(2)在本实施方式的电力转换电路中，优选所述输入电路20还包含介于所述第 1绕组w1的下端与所述第2绕组w2的上端之间的第1二极管D3。根据本实施方式的电力转换电路，在与第1绕组w1的下端连接的第1开关元件SW1的上端不会产生过大的电压，能够抑制断开时的第1开关元件SW1的开关损耗。

(3)在本实施方式的电力转换电路中，在采用第1二极管D3的情况下，优选所述第2开关元件SW2在从所述第1开关元件SW1的断开时刻起经过规定的延迟时间τ1后断开。这样，在断开时的延迟时间τ1，从一次侧线圈L1流向第2绕组w2以及第1绕组w1双方的电流都被一次侧电容器C1回收，能够再次用于电力转换。因此，能够有效地利用电力。

(4)在本实施方式的电力转换电路中，优选所述输入电路20还包含介于另一侧的输入端子与所述第1绕组w1的上端之间的第2二极管D4。根据本实施方式的电力转换电路，在与第1绕组w1的上端连接的第2开关元件SW2的端部不会产生过大的电压，能够抑制断开时的第2开关元件SW2的开关损耗。

(5)在本实施方式的电力转换电路中，优选所述输入电路20还包含介于所述第 1绕组w1的下端与所述第2绕组w2的上端之间的第1二极管D3、和介于另一侧的输入端子与所述第1绕组w1的上端之间的第2二极管D4。

根据本实施方式的电力转换电路，在第1和第2开关元件SW1、SW2断开时，能够通过两二极管D3、D4的箝位有效地抑制因漏电感的影响而在各开关元件SW1、 SW2的端部产生的浪涌。因此，能够提高电力转换电路的可靠性。

(6)在本实施方式的电力转换电路中，在采用第2二极管D4的情况下，优选所述第1开关元件SW1在从所述第2开关元件SW2的断开时刻起经过规定的延迟时间τ2后断开。这样，能够通过自举充电提供第2开关元件SW2的驱动用电源，能够简化电力转换电路的电路结构。

(7)本实施方式的DC-DC转换器具有上述(1)～(6)中的任意一项所述的电力转换电路，所述输入电路20的一侧以及另一侧的输入端子是连接有直流电源DC 的输入端子。

(8)本实施方式的AC-DC转换器具有上述(1)～(6)中的任意一项所述的电力转换电路，所述输入电路20还包含对交流电源AC输出的交流进行整流的整流电路DB，所述输入电路20的一侧和另一侧的输入端子是连接有所述整流电路DB的输入端子。

(9)在本实施方式的AC-DC转换器中，优选所述输入电路20在所述整流电路 DB的端子的至少任意一个与所述第2绕组w2的上端之间还包含至少一个二极管 D6～D8。如果采用上述的至少一个二极管D6～D8，则一次侧电容器C1的电压Vc 稳定化，因此能够提高电力转换电路的功率。

＜本实用新型的实施方式的详细＞

以下，参照附图对本实用新型的实施方式进行详细说明。另外，也可以任意组合以下记载实施方式的至少一部分。

[基本结构的电力转换电路]

图1是本实施方式的基本结构的电力转换电路10的电路图。基本结构的电力转换电路10由绝缘型的DC-DC转换器构成，该绝缘型的DC-DC转换器经由在一次侧具有第1和第2绕组w1、w2的变压器TR转换电力。

如图1所示，电力转换电路10具有变压器TR、包含变压器TR的一次侧绕组 w1和w2的输入电路20、以及包含变压器TR的二次侧绕组w3的输出电路30。电力转换电路10实际上包含控制输入电路20的开关元件SW1、SW2的动作的控制器 CT(参照图4)。开关元件SW1、SW2由MOSFET或IGBT等构成。另外，关于包含控制器CT的控制电路40的结构例，将在后面叙述。

在电力转换电路10中，通过在开关元件SW1、SW2的断开期间将开关元件SW1、 SW2的接通期间中蓄积在变压器TR中的能量向二次侧绕组w3释放，向输出电路30 的负载LD供给电力。

以下，在本实施方式中，将图1的输入电路20的正极侧定义为“上侧”，将输入电路20的负极侧(接地侧)定义为“下侧”。另外，在图1所示的上下一对绕组w1、 w2中，将下侧(负极侧)的绕组w1称为“第1绕组w1”，将上侧(正极侧)的绕组 w2称为“第2绕组w2”，将二次侧的绕组w3称为“第3绕组w3”。

变压器TR具有磁耦合的一次侧绕组w1、w2和二次侧绕组w3。一次侧绕组w1、 w2具有上下一对的同极第1绕组w1和第2绕组w2。二次侧的第3绕组w3具有与一次侧绕组w1和w2相反的极性。在图1中，“Na”是第1和第2绕组w1、w2的匝数，“Nb”是第3绕组w3的匝数。但是，第1绕组w1的匝数和第2绕组w2的匝数也可以是不同的数值。

输入电路20包含连接输入电源PS的输入端子P1、P2、第1和第2绕组w1、 w2、一次侧二极管D1、一次侧线圈L1、一次侧电容器C1、第1和第2开关元件SW1、 SW2。基本结构的电力转换电路10的输入电源PS例如由干电池或电池等直流电源 DC构成。或者，也可以使用通过二极管桥和大容量电容器的组合等将交流转换为直流的电路。

一次侧线圈L1介于第2绕组w2的下端与输入电源PS之间。具体而言，一次侧线圈L1的一端与第2绕组w2的下端连接，一次侧线圈L1的另一端经由一次侧二极管D1与正极侧的输入端子P1连接。在图1的电力转换电路10中，为了防止对一次侧线圈L1的逆流，与一次侧线圈L1串联地设置一次侧二极管D1。因此，一次侧线圈L1和一次侧二极管D1的连接顺序也可以与图1的情况相反。

一次侧电容器C1介于第2绕组w2的上端与负极侧的输入端子P2之间。具体而言，一次侧电容器C1的一端与第2绕组w2的上端连接，一次侧电容器C1的另一端经由地线与负极侧的输入端子P2连接。

第1开关元件SW1介于第1绕组w1的下端与负极侧的输入端子P2之间。即，第1绕组w1的下端经由开关元件SW1以及地线与负极侧的输入端子P2连接。第2 开关元件SW2介于第1绕组w1的上端与第2绕组的下端之间。即，第2绕组w2的下端经由开关元件SW2与第1绕组SW2的上端连接。

通过控制器CT(参照图4)控制各开关元件SW1、SW2，以使接通/断开的时机实质上同步。这种情况下的“实质上同步”不仅包含接通/断开的时机严格的情况，还包含容许电路设计中不可避免的误差时间的情况。另外，不可避免的误差时间例如为几百n秒左右。另外，如后所述，也可以在任一方的开关元件SW1(或SW2)的断开时机有意地设定若干延迟时间τ1、τ2。

输出电路30包含连接负载LD的输出端子P3、P4、第3绕组w3、二次侧二极管D2和二次侧电容器C2。第3绕组w3、二次侧二极管D2和负载LD串联连接。二次侧电容器C2与负载LD并联连接。二次侧二极管D2对第3绕组w3输出的交流进行整流。二次侧电容器C2使整流后的电压的波纹平滑化，使提供给负载LD的电流稳定化。

在现有电路中，是在变压器TR的一次侧绕组w1、w2的中心抽头上连接一次侧线圈L1的结构，不存在第2开关元件SW2。与此相对，在本实施方式的电力转换电路10中，特征在于，在一次侧线圈L1与第2绕组w2的下端的连接点M与第1绕组w1的上端的之间设置第2开关元件SW2，以及使第1和第2开关元件SW1、SW2 的接通/断开的时机实质上同步。

根据本实施方式的电力转换电路10，由于第1和第2开关元件SW1、SW2的接通/断开的时机实质上同步，因此在断开时施加于开关元件SW1的两端间的电压被缓和。因此，能够得到以下效果1～4。效果1：抑制开关元件SW1的断开时的开关损耗。效果2：通过增加开关元件SW1的设计余量，能够防止开关元件SW1的破坏以及动作不良。

效果3：由于输入电流通过一次侧线圈L1而流动，因此在接通或断开的瞬间，不会产生突然产生输入电流或突然切断输入电流的斩波动作。因此，能够抑制输入电流波纹，抑制电流波纹引起的输入侧的噪声。与此相对，在通常的反向中，通过断开来切断电流。效果4：由于是电流通过一次侧线圈L1缓慢地增加以及减少的结构，因此通过一次侧线圈L1起到作为噪声滤波器的作用，能够降低开关噪声向输入侧的传播。

以下，对电力转换电路10的动作、电力转换电路10的控制电路40以及以电力转换电路10为基本结构的各种变形例的电力转换电路60、70、80、90、100进行说明。在以下的说明中，也将“开关元件SW1、SW2”简称为“开关SW1、SW2”。

[电力转换电路的动作]

图2是示出两个开关SW1、SW2接通时的电力转换电路10的动作的电路图。如图2虚线箭头所示，在两个开关SW1、SW2接通的情况下，电流从电容器C1通过第1绕组w1以及第2绕组w2而流动，在励磁电感中蓄积能量。

如图2的直线箭头所示，在Vin＞Vc/2的情况下，来自输入电源PS的电流也通过二极管D1以及线圈L1而流动，在线圈L1以及励磁电感中蓄积能量。此时，在第 3绕组w3上产生正向电压Vc·Nb/2Na。另外，如图2的假想线箭头所示，电流从电容器C2流向负载LD，在二极管D2上施加Vout+Vc·Nb/2Na的反向偏压。

图3是示出两开关SW1、SW2断开时的电力转换电路10的动作的电路图。蓄积在变压器TR的励磁电感中的能量被释放到二次侧的第3绕组w3。此时，在第1绕组w1以及第2绕组w2上产生图3的下侧为高电压侧的反向电压Vout·Na/Nb。

在现有电路中，不存在开关SW2。因此，第2绕组w2的下端上升到 Vc+Vout·Na/Nb。由此，进而在第1绕组w1的下端产生高出了反向电压的电压。因此，开关SW1的两端电位差上升到Vc+2Vout·Na/Nb，导致开关损耗的增大。

在本实施方式的电力转换电路10中，通过开关SW2将第1绕组w1的上端从第 2绕组w2的下端切断，因此即使产生上述的反向电压，在开关SW1的上端也不会产生现有电路那样的高电压。另外，如图3的直线箭头所示，蓄积在线圈L1中的能量通过第2绕组w2放电，用于电容器C1的充电。能量的一部分在通过第2绕组w2 时，通过正向动作向二次侧放出。

[电力转换电路的控制电路]

图4是示出电力转换电路10的控制电路40的一例的电路图。如图4所示，电力转换电路10的控制电路40具有控制器CT、电流传感器Si、电压传感器Sv、辅助线圈ws。控制器CT由ASIC或FPGA等集成电路构成。

电流传感器Si是检测流过开关SW1的下端的电流的传感器，例如由分流电阻构成。电压传感器Sv是检测变压器TR的二次侧的输出电压的传感器。辅助绕组ws 是用于检测变压器TR的二次侧的电压变化的绕组。

控制器CT根据基于电压传感器Sv的输出电压的测量值(反馈信号)来确定断开电流值I_tf。当电流传感器Si的测量值在开关SW1、SW2的接通期间中达到断开电流值I_tf时，控制器CT将开关SW1、SW2断开。

在这种情况下，电压传感器Sv的测量值越小于输出电压的目标值V_G，断开电流值I_tf被设定得越大。另外，在高负载时断开电流值I_tf变大，在低负载时断开电流值 I_tf变小。通过以上的控制动作，决定开关SW1、SW2的断开时机。

控制器CT基于辅助绕组ws的检测电压的过零点，决定开关SW1、SW2的接通时机。在断开期间，在励磁电感中蓄积的能量被释放的期间，在辅助绕组ws中也产生正的电压，但在能量释放结束时，辅助绕组ws的电压降低。

因此，控制器CT通过在辅助绕组ws检测出的电压值变为零的时刻、或者在从电压值变为零的时刻起适当延迟的时机进行开关SW1的接通，能够进行模拟谐振动作。由此，能够防止变压器TR的饱和，且能够抑制接通时的开关损耗。

以上控制是基于模拟谐振模式的控制的例子，但也可以以固定PWM频率进行基于输出电压的反馈信号的占空比调整，进行基于连续模式或不连续模式的时机控制。

在图4的控制电路40中，控制器CT也可以通过监视开关SW1的断开期间中的辅助线圈ws的两端电压来检测输出电压。在该情况下，能够将输出电压的反馈兼作辅助绕组ws的两端电压的监视。因此，能够省略控制电路40中的输出电压的反馈机构部，即在图4的例子中省略电压传感器Sv。

在开关SW1断开的状态下向第3绕组w3输出电流的期间，对第3绕组w3的两端施加输出电压。另外，在辅助绕组ws的两端，也根据第3绕组w3和辅助绕组ws 的匝数比，产生与输出电压成比例的电压。因此，控制器CT通过监视辅助绕组ws 的两端电压，不使用光耦合器等部件，控制器CT能够在与二次侧绝缘的状态下间接地测定二次侧电压。

另外，严格地说，由于存在二极管D2的电压降，因此基于辅助绕组ws的两端电压的输出电压的测定值成为大致的电压值。不过，如果控制器CT根据二极管D2 中的电压降的量执行规定的校正处理，则能够得到正确的二次侧电压。另外，控制器 CT通过同时观测辅助绕组ws的电压的过零，也能够如上所述地进行模拟谐振动作。

[第1变形例的电力转换电路]

图5是第1变形例的电力转换电路60的电路图。在第1变形例的电力转换电路 60中，对基本结构的电力转换电路10追加第1二极管D3。

第1二极管D3介于第1绕组w1的下端与第2绕组w2的上端之间。具体而言，在输入端子P1为正极侧的第1变形例的电力转换电路60中，二极管D3的阳极与第 1绕组w1的下端连接，二极管D3的阴极与第2绕组w2的上端连接。

通过设置上述二极管D3，在开关SW1断开时，第1绕组w1的下端的电压被箝位为电容器C1的电压Vc。因此，与第1绕组w1的下端连接的开关SW1的上端不会产生过大的电压，能够抑制断开时的开关SW1的开关损耗。

另外，由于变压器TR中存在漏电感成分，因此在没有二极管D3的情况下，在断开时容易在开关SW1的上端产生浪涌电压。关于这一点，在设置二极管D3的情况下，蓄积在漏电感中的能量通过二极管D3被回收到电容器C1中，能够再次用于电力转换。因此，能够提高电力转换效率。

难以完全同时断开开关SW1和开关SW2。即，在两者的断开时机中可能产生不可避免的误差。因此，在断开两个开关SW1、SW2时，也可以使开关SW2的断开时机比开关SW1稍微延迟。即，也可以在从开关SW1的断开时刻起经过规定的延迟时间τ1后，断开开关SW2。

在基于上述控制器CT的开关控制中，如果将延迟时间τ1设定得比通常产生的误差时间大，则能够进行控制，以使开关SW1比开关SW2先断开。

在第1变形例的电力转换电路60中，在开关SW1断开后的延迟时间τ1中，第 1绕组w1的下端的电压通过二极管D3被箝位为电容器C1的电压(＝Vc)，并且，第2绕组w2的上端也同样与电容器C1的上端连接。

因此，线圈L1的电流分为在第2绕组w2中向上流动的电流和在第1绕组w1 中向下流动并经由二极管D3在电容器C1中流动的电流。即，这两种电流都被回收到电容器C1中，能够再次用于电力转换。因此，能够有效地利用电力。

当开关SW1断开、经过延迟时间τ1后开关SW2进一步断开时，第1绕组w1 的电流停止，蓄积在变压器TR中的励磁能量通过第3绕组w3输出。蓄积在线圈L1 中的能量的一部分在通过第2绕组w2时，通过第3绕组w3向输出侧输送，剩余的能量蓄积在电容器C1中。

[第2变形例的电力转换电路]

图6是第2变形例的电力转换电路70的电路图。在第2变形例的电力转换电路 70中，对基本结构的电力转换电路10追加第2二极管D4。

第2二极管D4介于负极侧的输入端子P2与第1绕组w1的上端之间。具体而言，在输入端子P1为正极侧的第1变形例的电力转换电路60中，二极管D4的阳极与输入电路20的地线连接，二极管D4的阴极与第1绕组w1的上端连接。

通过设置上述二极管D4，在开关SW2断开时，第1绕组w1的上端的电压被箝位为接地电位。因此，在与第1绕组w1的上端连接的开关SW2的端部(图6的右端)不会产生过大的电压，能够抑制断开时的开关SW2的开关损耗。

即，由于变压器TR中存在漏电感成分，因此在没有二极管D4的情况下，在断开时容易在开关SW2的右端产生负的浪涌电压。关于这一点，在设置二极管D4的情况下，开关SW2的右端被箝位为接地电位，因此能够保护开关SW2。

难以完全同时断开开关SW1和开关SW2。即，在两者的断开时机中可能产生不可避免的误差。因此，在断开开关SW1、SW2时，也可以使开关SW1的断开时机比开关SW2稍微延迟。即，也可以在从开关SW2的断开时刻起经过规定的延迟时间τ2 后，断开开关SW1。

在基于上述控制器CT的开关控制中，如果将延迟时间τ2设定得比通常产生的误差时间大，则能够进行控制，使得开关SW2一定比开关SW1先断开。

在该情况下，在开关SW2断开后的延迟时间τ2中，由于变压器TR的励磁电感，在第1绕组w1中持续流有电流。即，电流在接地→二极管D4→第1绕组w1→开关 SW1→接地的路径中流动，开关SW2的右端大致成为接地电位。

在开关SW1、SW2是MOSFET或IGBT的情况下，开关SW2的右端成为源极 (发射极)，其电位必定暂时下降到接地电位。因此，能够通过自举充电提供开关SW2 的驱动用电源，能够简化电力转换电路70的电路结构。以下，使用图7对这一点进行更详细的说明。

[在存在二极管D4的情况下使开关SW2先断开的优点]

图7是包含栅极驱动电路75的第2变形例的电力转换电路70的电路图。如图7 所示，开关SW1、SW2由MOSFET或IGBT构成。栅极驱动电路75具有驱动开关 SW1、SW2的栅极驱动器GD1、GD2、驱动器驱动用的电源DP和自举电路BS。

在图7的电力转换电路70中，如果先断开开关SW2，则通过自举电路BS，能够用共用的电源DP驱动开关SW2的栅极驱动器GD2。因此，能够简化电力转换电路70的电路结构。其理由如下所述。

在比开关SW1先断开开关SW2的情况下，开关SW1还处于接通状态，在开关 SW2刚断开之后，电流在一次侧接地→二极管D4→第1绕组w1→开关SW1→一次侧接地的路径中流动，开关SW2的源极电位大致成为一次侧的接地电位。此时，成为开关SW2用栅极驱动器GD2的电源的电容器C3的负极(图7的下侧的极)也大致成为一次侧接地的电位。因此，通过二极管D5进行从驱动器驱动用的电源DP向电容器C3的充电。

在开关SW1、SW2的双方接通的情况下，电容器C3的负极成为正的电位。即，电容器C3的负极通过开关SW2成为与点M相同的电位。因此，二极管D5不导通，充电到电容器C3的电荷被开关SW2用栅极驱动器GD2逐渐消耗。

但是，每次断开两个开关SW1、SW2时，在开关SW2断开且开关SW1接通的时间段(延迟时间τ2)中，电容器C3被再次充电，因此能够持续向栅极驱动器GD2 供给电力。即，能够从一个驱动器驱动用电源PD供给驱动开关SW2以及开关SW2 双方的电力。因此，能够简化电力转换电路70的电路结构。

[第3变形例的电力转换电路]

图8是第3变形例的电力转换电路80的电路图。在第3变形例的电力转换电路 80中，相对于基本结构的电力转换电路10，追加第1二极管D3和第2二极管D4双方。

根据第3变形例的电力转换电路80，在开关SW1、SW2断开时，能够通过二极管D3以及二极管D4的箝位有效地抑制因漏电感的影响而在开关SW1的上端以及开关SW2的右端产生的浪涌。因此，能够提高电力转换电路80的可靠性。

在第3变形例的电力转换电路80中，也优选使开关SW1的断开时机比输出SW2 稍微延迟。即，优选在从开关SW2的断开时刻起经过规定的延迟时间τ2后，断开开关SW1。在这种情况下，通过采用具有图7的自举电路BS的栅极驱动电路75，能够简化电力转换电路80的电路结构。

[第4变形例的电力转换电路]

图9是第4变形例的电力转换电路90的电路图。第4变形例的电力转换电路90 由对基本结构的电力转换电路10追加了整流电路DB的AC-DC转换器构成。

即，在电力转换电路90的输入电路20中设置有整流电路DB，该整流电路DB 对由交流电源AC构成的输入电源PS输出的交流进行整流。具体而言，在输入电路 20的正极侧的输入端子P1上连接有整流电路DB的阴极侧端子，在输入电路20的负极侧的输入端子P2上连接有整流电路DB的阳极侧端子。

在第4变形例的电力转换电路90中，也与此前的电力转换电路10、60、70、80 同样，各开关SW1、SW2几乎同时接通/断开。另外，如上所述，也可以使一个开关 SW1(SW2)比另一个开关SW2(SW1)稍早一些断开。

当整流后的交流电压超过电容器C1的电压Vc的一半时，从交流输入通过线圈 L1向变压器TR供给电力，通过反向动作向二次侧供给电力。另外，整流后的交流电压成为电容器C1的电压Vc的一半的情况，即第1绕组w1和第2绕组w2的匝数相同的情况。另外，在开关SW1的断开中，蓄积在线圈L1中的能量通过第2绕组 w2蓄积在电容器C1中。

在开关SW1的接通中，来自交流的输入和电容器C1的电荷都用于向二次侧的输出。随着交流输入的电压上升，向二次侧转换的电力的来自交流输入的贡献变大，另外，蓄积在电容器C1中的电荷量也增加。另一方面，在整流后的交流电压小于 Vc/2的时间段，不从交流输入电力，但在此期间从电容器C1向二次侧传输电力。

通过以上的动作，能够在输入电压Vc/2以上的范围内，伴随输入电压的增减而增减输入电力，提高功率，并且使用电容器C1使向二次侧的电力平滑化，输出所希望的输出电压。因此，第4变形例的电力转换电路90成为兼作PFC和DC/DC转换器的单转换器方式的AC/CD转换器。

在第4变形例的电力转换电路90中，与以往的电力转换电路10、60、70、80 同样，通过再生浪涌，能够抑制过剩的电压的产生。因此，成为高效率且可靠性高的电路。另外，通过采用箝位用的二极管D3、D4，能够防止在开关SW1、SW2的两端施加大的反向电压，因此能够扩大动作容限而应对宽幅的输入电压，并且能够提高电路的可靠性。

[第5变形例的电力转换电路]

图10以及图11是第5变形例的电力转换电路100的电路图。在第5变形例的电力转换电路100中，相对于第4变形例的电力转换电路90，在输入电路20中追加有介于整流电路DB的端子的至少任意一个与第2绕组w2的上端之间的至少一个二极管D6～D8。

具体而言，在图10的电力转换电路100中，设置有阳极与整流电路DB的一侧的输入端子连接、阴极与第1绕组w1的上端连接的两个二极管D6、D7。这些二极管D6、D7并联连接。在图11的电力转换电路100中，设置有阳极与输入电路20的正极侧的输入端子P1连接、阴极与第1绕组w1的上端连接的一个二极管D8。

如果采用这些二极管D6～D8，则能够将交流输入或整流输入直接提供给电容器C1，因此在连接AC电源的瞬间，能够不通过一次侧线圈L1而通过二极管D6～D8 进行电容器C1的充电。因此，能够抑制在电容器C1中产生大电压，能够防止电路的破坏。另外，由于具有通过二极管D6～D8的电力供给路径，因此，一次侧电容器 C1的电压Vc稳定化，因此对于负载变动也能够实现稳定的动作。

[其他变形例]

本次公开的实施方式在所有方面都是例示而不是限制。本公开的权利范围由权利要求书表示，包含与权利要求书等同的含义和范围内的所有变更。

例如，在基本结构的电力转换电路10(图1)、第1变形例的电力转换电路60(图 5)、第2变形例的电力转换电路70(图6)、第3变形例的电力转换电路80(图8)、第4变形例的电力转换电路90(图9)、以及第5变形例的电力转换电路(图10以及图11)中，也可以使输入电路20的一侧的输入端子P1与另一侧的输入端子P2的极性反转。

在这种情况下，输入电路20中的电流的方向反转，因此，例如使各二极管D1～ D4、D6～D8以及整流电路DB中包含的二极管的方向反转即可。

Claims (9)

1.一种电力转换电路，其具有：

变压器；

输入电路，其包含所述变压器的一次侧绕组；以及

输出电路，其包含所述变压器的二次侧绕组，

其特征在于，

所述一次侧绕组具有下侧的第1绕组和上侧的第2绕组，

所述输入电路包含：

所述第1绕组和所述第2绕组；

一次侧线圈，其介于所述第2绕组的下端与一侧的输入端子之间；

一次侧电容器，其介于所述第2绕组的上端与另一侧的输入端子之间；

第1开关元件，其介于所述第1绕组的下端与另一侧的输入端子之间；以及

第2开关元件，其介于所述第1绕组的上端与所述第2绕组的下端之间，并且接通/断开的时机与所述第1开关元件实质上同步。

2.根据权利要求1所述的电力转换电路，其特征在于，

所述输入电路还包含介于所述第1绕组的下端与所述第2绕组的上端之间的第1二极管。

3.根据权利要求2所述的电力转换电路，其特征在于，

所述第2开关元件在从所述第1开关元件的断开时刻起经过规定的延迟时间后断开。

4.根据权利要求1所述的电力转换电路，其特征在于，

所述输入电路还包含介于另一侧的输入端子与所述第1绕组的上端之间的第2二极管。

5.根据权利要求1所述的电力转换电路，其特征在于，

所述输入电路还包含：

第1二极管，其介于所述第1绕组的下端与所述第2绕组的上端之间；以及

第2二极管，其介于另一侧的输入端子与所述第1绕组的上端之间。

6.根据权利要求4或5所述的电力转换电路，其特征在于，

所述第1开关元件在从所述第2开关元件的断开时刻起经过规定的延迟时间后断开。

7.一种DC-DC转换器，其特征在于，

该DC-DC转换器具有权利要求1～6中的任意一项所述的电力转换电路，

所述输入电路的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是与直流电源连接的输入端子。

8.一种AC-DC转换器，其特征在于，

该AC-DC转换器具有权利要求1～6中的任意一项所述的电力转换电路，

所述输入电路还包含对交流电源输出的交流进行整流的整流电路，

所述输入电路的一侧的输入端子和另一侧的输入端子是与所述整流电路连接的输入端子。

9.根据权利要求8所述的AC-DC转换器，其特征在于，

所述输入电路在所述整流电路的至少任意一个端子与所述第2绕组的上端之间还包含至少一个二极管。

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