WO2019159902A1 - 電力変換回路、ｄｃ－ｄｃコンバータ、及びａｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

電力変換回路、ｄｃ－ｄｃコンバータ、及びａｃ－ｄｃコンバータ Download PDF

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WO2019159902A1
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WO
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winding
power conversion
circuit
conversion circuit
input
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PCT/JP2019/004894
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片岡　耕太郎
伊藤　寛
野村　勝
岩田　浩
鈴木　貴光
Original Assignee
日本電産株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion circuit, a DC-DC converter, and an AC-DC converter.
  • Patent Document 1 describes a one-converter type flyback converter that realizes both functions of an AC-DC converter and a DC-DC converter with a single circuit.
  • the input is connected to the primary side center tap of the transformer T via the diode Dics and the coil Lics, and the lower end of the transformer T and the primary side are connected.
  • switch SW is provided between the GND, the capacitor C B is provided between the primary side top and the primary side ground of the transformer T.
  • a flyback operation is performed in which energy is accumulated in the magnetizing inductance of the transformer T when the switch is turned on and the energy is sent to the secondary side when the switch is turned off. Further, band input voltage is high time, also stored energy in the coil Lics the input of the switched-on, this energy is released through the primary side upper transformer T during the off, is charged primary side capacitor C B.
  • the switch SW on / off while power factor correction of the input through the coil LiCS, can be charged to the primary side capacitor C B, of the primary side capacitor C B
  • the power can be smoothed and a constant voltage output can be performed.
  • An object of the present invention is to reduce a voltage applied to a switching element at the time of turn-off in a power conversion circuit including a first winding and a second winding on the primary side.
  • a circuit according to an aspect of the present invention is a power conversion circuit including a transformer, an input circuit including a primary side winding of the transformer, and an output circuit including a secondary side winding of the transformer,
  • the primary winding includes a lower first winding and an upper second winding
  • the input circuit includes the first and second windings, a lower end of the second winding, and an input on one side.
  • a primary coil interposed between the terminals, a primary capacitor interposed between the upper end and the other input terminal of the second winding, a lower end and the other input terminal of the first winding, Between the first switching element interposed between the upper end of the first winding and the lower end of the second winding, and the on / off timing is substantially synchronized with the first switching element.
  • a second switching element is substantially synchronized with the first switching element.
  • the voltage applied to the switching element at the time of turn-off can be relaxed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion circuit according to the basic configuration of the present embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the operation of the power conversion circuit when both switches are on.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the operation of the power conversion circuit when both switches are off.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an example of a control circuit of the power conversion circuit.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power conversion circuit according to a first modification.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power conversion circuit according to a second modification.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a power conversion circuit of a second modified example including a gate drive circuit.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a power conversion circuit according to a third modification.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a power conversion circuit according to a fourth modification.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power conversion circuit according to a fifth modification.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a
  • the power conversion circuit includes a transformer TR, an input circuit 20 including primary windings w1 and w2 of the transformer TR, and an output circuit 30 including a secondary winding w3 of the transformer TR. And comprising.
  • the primary windings w1 and w2 include a lower first winding w1 and an upper second winding w2.
  • the input circuit 20 includes the first and second windings w1 and w2, a primary coil L1 interposed between a lower end of the second winding w2 and one input terminal, and the second winding.
  • a primary capacitor C1 interposed between the upper end of the winding w2 and the other input terminal;
  • a first switching element SW1 interposed between the lower end of the first winding w1 and the other input terminal;
  • a second switching element SW2 interposed between an upper end of the first winding w1 and a lower end of the second winding w2, and having substantially the same on / off timing as the first switching element SW1; Including. *
  • substantially synchronize is intended to allow an inevitable error time in circuit design as well as a case where the on / off timings strictly match.
  • the inevitable error time is, for example, about several hundreds of seconds.
  • some delay times ⁇ 1 and ⁇ 2 may be set intentionally at the off timing of one of the switching elements SW1 (or SW2).
  • the delay times ⁇ 1 and ⁇ 2 may be values that are significantly larger than the above-mentioned inevitable error time, and may be several microseconds, for example.
  • the input circuit 20 includes the second switching element SW2 interposed between the upper end of the first winding w1 and the lower end of the second winding w2, and the second switching element SW2
  • the first switching element SW1 and the on / off timing are substantially synchronized. For this reason, since both the first and second switching elements SW1 and SW2 are turned off at the time of turn-off, the first winding w1 can be electrically disconnected from the second winding w2, and applied to the first switching element SW1 at the time of turn-off. Can be relaxed.
  • the input circuit 20 further includes a first diode D3 interposed between the lower end of the first winding w1 and the upper end of the second winding w2. It is preferable. According to the power conversion circuit of the present embodiment, an excessive voltage is not generated at the upper end of the first switching element SW1 connected to the lower end of the first winding w1, and the switching loss of the first switching element SW1 at the time of turn-off can be suppressed. . *
  • the second switching element SW2 is connected to the second switching element SW2 after a predetermined delay time ⁇ 1 has elapsed since the first switching element SW1 is turned off. Preferably it is turned off. In this way, during the delay time ⁇ 1 at the time of turn-off, the current flowing from the primary coil L1 to both the second winding w2 and the first winding w1 is recovered by the primary capacitor C1 and again converted to power. Can be used. Therefore, electric power can be used effectively.
  • the input circuit 20 further includes a second diode D4 interposed between the input terminal on the other side and the upper end of the first winding w1. .
  • a second diode D4 interposed between the input terminal on the other side and the upper end of the first winding w1.
  • the input circuit 20 includes the first diode D3 interposed between the lower end of the first winding w1 and the upper end of the second winding w2, and the other side. And a second diode D4 interposed between the input terminal and the upper end of the first winding w1.
  • the first switching element SW1 is connected to the second switching element SW2 after a predetermined delay time ⁇ 2 has elapsed since the second switching element SW2 is turned off. Preferably it is turned off. In this way, the power supply for driving the second switching element SW2 can be covered by the bootstrap charge, and the circuit configuration of the power conversion circuit can be simplified.
  • the DC-DC converter of the present embodiment includes the power conversion circuit according to any one of (1) to (6) above, and the input terminals on one side and the other side of the input circuit 20 are DC An input terminal to which a power supply DC is connected.
  • the AC-DC converter of the present embodiment includes the power conversion circuit described in any one of (1) to (6) above, and the input circuit 20 rectifies the AC output from the AC power supply AC.
  • a rectifier circuit DB is further included, and the input terminals on one side and the other side of the input circuit 20 are input terminals to which the rectifier circuit DB is connected.
  • the input circuit 20 includes at least one diode D6 ⁇ between at least one of the terminals of the rectifier circuit DB and the upper end of the second winding w2. It is preferable that D8 is further included. If the at least one diode D6 to D8 is employed, the voltage Vc of the primary capacitor C1 is stabilized, so that the power factor of the power conversion circuit can be improved. *
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power conversion circuit 10 according to the basic configuration of the present embodiment.
  • the power conversion circuit 10 according to the basic configuration includes an insulation type DC-DC converter that converts power via a transformer TR including first and second windings w1 and w2 on the primary side. *
  • the power conversion circuit 10 includes a transformer TR, an input circuit 20 including primary windings w1 and w2 of the transformer TR, and an output circuit 30 including a secondary winding w3 of the transformer TR.
  • the power conversion circuit 10 actually includes a controller CT that controls the operation of the switching elements SW1 and SW2 of the input circuit 20 (see FIG. 4).
  • the switching elements SW1 and SW2 are made of MOSFETs or IGBTs.
  • a configuration example of the control circuit 40 including the controller CT will be described later. *
  • the energy accumulated in the transformer TR during the ON period of the switching elements SW1 and SW2 is released to the secondary winding w3 during the OFF period of the switching elements SW1 and SW2, thereby Electric power is supplied to 30 loads LD.
  • the positive side of the input circuit 20 in FIG. 1 is defined as “upper side”, and the negative side (ground side) of the input circuit 20 is defined as “lower side”.
  • the lower side (negative electrode side) winding w1 is referred to as “first winding w1”
  • the upper side (positive side) winding w2 is referred to as “first winding”.
  • the secondary winding w3 is referred to as “second winding w2”
  • the second winding w3 is referred to as “third winding w3”.
  • Transformer TR has primary side windings w1 and w2 and secondary side winding w3 which are magnetically coupled.
  • the primary windings w1 and w2 include a pair of upper and lower same-polarity first and second windings w1 and w2.
  • the secondary side third winding w3 has a polarity opposite to that of the primary side windings w1 and w2.
  • “Na” is the number of turns of the first and second windings w1 and w2
  • “Nb” is the number of turns of the third winding w3.
  • the number of turns of the first winding w1 and the number of turns of the second winding w2 may be different values.
  • the input circuit 20 includes input terminals P1, P2 to which an input power source PS is connected, first and second windings w1, w2, a primary side diode D1, a primary side coil L1, a primary side capacitor C1, 1 and 2nd switching element SW1, SW2.
  • the input power source PS of the power conversion circuit 10 is composed of a DC power source DC such as a dry cell or a battery. Alternatively, it is possible to use a circuit that converts alternating current into direct current by a combination of a diode bridge and a large-capacitance capacitor. *
  • the primary coil L1 is interposed between the lower end of the second winding w2 and the input power source PS. Specifically, one end of the primary coil L1 is connected to the lower end of the second winding w2, and the other end of the primary coil L1 is connected to the positive input terminal P1 via the primary diode D1.
  • a primary side diode D1 is provided in series with the primary side coil L1 in order to prevent backflow with respect to the primary side coil L1. Therefore, the connection order of the primary coil L1 and the primary diode D1 may be reverse to that in FIG. *
  • the primary capacitor C1 is interposed between the upper end of the second winding w2 and the negative input terminal P2. Specifically, one end of the primary capacitor C1 is connected to the upper end of the second winding w2, and the other end of the primary capacitor C1 is connected to the negative input terminal P2 via the ground line.
  • the first switching element SW1 is interposed between the lower end of the first winding w1 and the negative input terminal P2. That is, the lower end of the first winding w1 is connected to the negative input terminal P2 via the switching element SW1 and the ground line.
  • the second switching element SW2 is interposed between the upper end of the first winding w1 and the lower end of the second winding. That is, the lower end of the second winding w2 is connected to the upper end of the first winding SW2 via the switching element SW2.
  • the switching elements SW1 and SW2 are controlled by the controller CT (see FIG. 4) so that the on / off timing is substantially synchronized.
  • “substantially synchronize” includes not only the case where the on / off timing is strict, but also that the inevitable error time is allowed in the circuit design. The inevitable error time is, for example, about several hundreds of seconds. Further, as described later, some delay times ⁇ 1 and ⁇ 2 may be set intentionally at the off timing of one of the switching elements SW1 (or SW2). *
  • the output circuit 30 includes output terminals P3 and P4 to which the load LD is connected, a third winding w3, a secondary diode D2, and a secondary capacitor C2.
  • the third winding w3, the secondary side diode D2, and the load LD are connected in series.
  • the secondary side capacitor C2 is connected in parallel with the load LD.
  • the secondary diode D2 rectifies the alternating current output from the third winding w3.
  • the secondary side capacitor C2 smoothes the ripple of the rectified voltage and stabilizes the current supplied to the load LD. *
  • the primary side coil L1 is connected to the center tap of the primary side windings w1, w2 of the transformer TR, and the second switching element SW2 does not exist.
  • the second switching element SW2 is connected between the connection point M between the primary coil L1 and the lower end of the second winding w2 and the upper end of the first winding w1. And the on / off timings of the first and second switching elements SW1 and SW2 are substantially synchronized.
  • the on / off timings of the first and second switching elements SW1, SW2 are substantially synchronized, so that the voltage applied across the switching element SW1 at the time of turn-off is Alleviated. Accordingly, the following effects 1 to 4 can be obtained. Effect 1: Switching loss when the switching element SW1 is turned off is suppressed. Effect 2: By increasing the design margin of the switching element SW1, destruction and malfunction of the switching element SW1 can be prevented. *
  • Effect 3 Since the input current flows through the primary side coil L1, there is no chopping operation in which the input current is suddenly generated or suddenly cut off at the instant of turn-on or turn-off. For this reason, it is possible to suppress the input current ripple and suppress noise on the input side caused by the current ripple. On the other hand, in a normal flyback, current is cut off at turn-off. Effect 4: Since the current gradually increases and decreases through the primary side coil L1, the primary side coil L1 serves as a noise filter, thereby reducing the propagation of switching noise to the input side. . *
  • switching elements SW1 and SW2 are also simply referred to as “switches SW1 and SW2.”
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the operation of the power conversion circuit 10 when both switches SW1 and SW2 are on. As indicated by broken line arrows in FIG. 2, when both switches SW1 and SW2 are on, a current passing through the first winding w1 and the second winding w2 flows from the capacitor C1, and energy is accumulated in the excitation inductance.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the operation of the power conversion circuit 10 when both switches SW1, SW2 are off.
  • the energy accumulated in the exciting inductance of the transformer TR is released to the second winding 3 on the secondary side.
  • a flyback voltage Vout ⁇ Na / Nb is generated in the first winding w1 and the second winding w2 with the lower side in FIG. *
  • the switch SW2 does not exist. For this reason, the lower end of the second winding w2 rises to Vc + Vout ⁇ Na / Nb. From this point, a voltage higher than the flyback voltage is generated at the lower end of the first winding w1. Accordingly, the potential difference between both ends of the switch SW1 rises to Vc + 2Vout ⁇ Na / Nb, resulting in an increase in switching loss.
  • the upper end of the first winding w1 is disconnected from the lower end of the second winding w2 by the switch SW2, so even if the above flyback voltage is generated, A high voltage is not generated at the upper end of the switch SW1. Further, as shown by the straight arrow in FIG. 3, the energy accumulated in the coil L1 is discharged through the second winding w2 and used for charging the capacitor C1. Part of the energy is released to the secondary side by the forward operation when passing through the second winding w2. *
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an example of the control circuit 40 of the power conversion circuit 10.
  • the control circuit 40 of the power conversion circuit 10 includes a controller CT, a current sensor Si, a voltage sensor Sv, and an auxiliary winding ws.
  • the controller CT is composed of an integrated circuit such as ASIC or FPGA. *
  • the current sensor Si is a sensor that detects a current flowing through the lower end of the switch SW1, and is made of a shunt resistor, for example.
  • the voltage sensor Sv is a sensor that detects the output voltage on the secondary side of the transformer TR.
  • the auxiliary winding ws is a winding for detecting a voltage change on the secondary side of the transformer TR.
  • the controller CT determines the turn-off current value Itf based on the measured value (feedback signal) of the output voltage from the voltage sensor Sv. When the measured value of the current sensor Si reaches the turn-off current value Itf during the ON period of the switches SW1 and SW2, the controller CT turns off the switches SW1 and SW2.
  • the turn-off current value I tf is larger set. Further, the turn-off current value Itf becomes large at a high load, and the turn-off current value Itf becomes small at a low load.
  • the turn-off timing of the switches SW1 and SW2 is determined by the above control operation.
  • the controller CT determines the turn-on timing of the switches SW1 and SW2 based on the zero cross point of the detection voltage of the auxiliary winding ws. During the turn-off, while the energy accumulated in the exciting inductance is released, a positive voltage is also generated in the auxiliary winding ws. However, when the energy release ends, the voltage of the auxiliary winding ws is reduced.
  • the controller CT turns on the switch SW1 at the time when the voltage value detected by the auxiliary winding ws becomes zero or at an appropriate delay from the time when the voltage value becomes zero, thereby quasi-resonance.
  • the action can be performed. This prevents saturation of the transformer TR and suppresses switching loss at turn-on.
  • the above control is an example of the control in the quasi-resonant mode, but the duty may be adjusted by the feedback signal of the output voltage at the fixed PWM frequency, and the timing control in the continuous mode or the discontinuous mode may be performed.
  • the controller CT may detect the output voltage by monitoring the voltage across the auxiliary winding ws during the OFF period of the switch SW1. In this case, the output voltage can be fed back by monitoring the voltage across the auxiliary winding ws. Therefore, the feedback mechanism of the output voltage in the control circuit 40, that is, the voltage sensor Sv can be omitted in the example of FIG. *
  • the controller CT monitors the voltage across the auxiliary winding ws, so that the controller CT indirectly measures the secondary side voltage in a state of being insulated from the secondary side without using parts such as a photocoupler. it can.
  • the controller CT can also perform the quasi-resonant operation as described above by observing the zero crossing of the voltage of the auxiliary winding ws at the same time.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power conversion circuit 60 according to the first modification.
  • a first diode D3 is added to the power conversion circuit 10 having the basic configuration.
  • the first diode D3 is interposed between the lower end of the first winding w1 and the upper end of the second winding w2. Specifically, in the power conversion circuit 60 of the first modified example in which the input terminal P1 is on the positive side, the anode of the diode D3 is connected to the lower end of the first winding w1, and the cathode of the diode D3 is the second winding. Connected to the upper end of the line w2. *
  • the transformer TR has a leakage inductance component, when there is no diode D3, a surge voltage is likely to be generated at the upper end of the switch SW1 at the time of turn-off.
  • the diode D3 when the diode D3 is provided, the energy accumulated in the leakage inductance is recovered by the capacitor C1 through the diode D3 and can be used again for power conversion. For this reason, power conversion efficiency can be improved.
  • the off timing of the switch SW2 may be slightly delayed from the switch SW1. That is, the switch SW2 may be turned off after a predetermined delay time ⁇ 1 has elapsed since the switch SW1 was turned off.
  • the switch SW1 can be controlled to be turned off before the switch SW2.
  • the current of the coil L1 is divided into a current that flows upward through the second winding w2 and a current that flows downward through the first winding w1 and flows to the capacitor C1 via the diode D3. That is, both currents are recovered to the capacitor C1 and can be used again for power conversion. Therefore, electric power can be used effectively.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power conversion circuit 70 according to the second modification.
  • a second diode D4 is added to the power conversion circuit 10 having the basic configuration.
  • the second diode D4 is interposed between the negative input terminal P2 and the upper end of the first winding w1. Specifically, in the power conversion circuit 60 of the first modified example in which the input terminal P1 is on the positive side, the anode of the diode D4 is connected to the ground line of the input circuit 20, and the cathode of the diode D4 is the first winding. Connected to the upper end of w1. *
  • the diode D4 By providing the diode D4, the voltage at the upper end of the first winding w1 is clamped to the ground potential when the switch SW2 is off. Therefore, an excessive voltage is not generated at the end of the switch SW2 (the right end in FIG. 6) connected to the upper end of the first winding w1, and the switching loss of the switch SW2 at the time of turn-off can be suppressed.
  • the transformer TR has a leakage inductance component, when there is no diode D4, a negative surge voltage is likely to be generated at the right end of the switch SW2 at the time of turn-off.
  • the diode D4 when the diode D4 is provided, the right end of the switch SW2 is clamped to the ground potential, so that the switch SW2 can be protected.
  • the off timing of the switch SW1 may be slightly delayed from the switch SW2. That is, the switch SW1 may be turned off after a predetermined delay time ⁇ 2 has elapsed since the switch SW2 was turned off.
  • the switch SW2 can be controlled to always turn off before the switch SW1.
  • the switches SW1 and SW2 are MOSFETs or IGBTs
  • the right end of the switch SW2 becomes a source (emitter), and its potential is always dropped to the ground potential.
  • the power supply for driving the switch SW2 can be covered by the bootstrap charge, and the circuit configuration of the power conversion circuit 70 can be simplified.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the power conversion circuit 70 of the second modified example including the gate drive circuit 75.
  • the switches SW1 and SW2 are made of MOSFETs or IGBTs.
  • the gate drive circuit 75 includes gate drivers GD1 and GD2 that drive the switches SW1 and SW2, a power source DP for driving the driver, and a bootstrap circuit BS. *
  • the gate driver GD2 of the switch SW2 can be driven by the common power supply DP by the bootstrap circuit BS. Therefore, the circuit configuration of the power conversion circuit 70 can be simplified. The reason is as follows. *
  • the capacitor C3 is recharged in the time zone (delay time ⁇ 2) in which the switch SW2 is off and the switch SW1 is on, so that power is supplied to the gate driver GD2.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a power conversion circuit 80 according to the third modification.
  • both the first diode D3 and the second diode D4 are added to the power conversion circuit 10 having the basic configuration. *
  • the power conversion circuit 80 of the third modified example when the switches SW1 and SW2 are turned off, the surge generated at the upper end of the switch SW1 and the right end of the switch SW2 due to the influence of the leakage inductance is clamped to the diode D3 and the diode D4. Can be effectively suppressed. For this reason, the reliability of the power conversion circuit 80 can be improved.
  • the OFF timing of the switch SW1 is slightly delayed from the output SW2. That is, it is preferable to turn off the switch SW1 after a predetermined delay time ⁇ 2 has elapsed since the switch SW2 was turned off.
  • the circuit configuration of the power conversion circuit 80 can be simplified by adopting the gate drive circuit 75 having the bootstrap circuit BS of FIG. *
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a power conversion circuit 90 according to the fourth modification.
  • the power conversion circuit 90 of the fourth modified example is composed of an AC-DC converter in which a rectifier circuit DB is added to the power conversion circuit 10 of the basic configuration. *
  • the input circuit 20 of the power conversion circuit 90 is provided with a rectifier circuit DB that rectifies the alternating current output from the input power source PS composed of the alternating current power source AC.
  • the cathode side terminal of the rectifier circuit DB is connected to the input terminal P1 on the positive side of the input circuit 20, and the anode side terminal of the rectifier circuit DB is connected to the input terminal P2 on the negative side of the input circuit 20.
  • the switches SW1 and SW2 are turned on / off almost at the same time as in the power conversion circuits 10, 60, 70, and 80 so far. As described above, one switch SW1 (SW2) may be turned off slightly earlier than the other switch SW2 (SW1). *
  • the power conversion circuit 90 of the fourth modified example is a one-converter AC / CD converter that doubles as a PFC and a DC / DC converter.
  • the generation of an excessive voltage can be suppressed by regenerating a surge, similarly to the power conversion circuits 10, 60, 70, and 80 so far. Therefore, the circuit is highly efficient and highly reliable.
  • the adoption of the clamping diodes D3 and D4 can prevent a large flyback voltage from being applied to both ends of the switches SW1 and SW2, so that the operation margin can be expanded to cope with a wide range of input voltages. Reliability can be improved.
  • FIGS. 10 and 11 are circuit diagrams of a power conversion circuit 100 according to a fifth modification.
  • the power conversion circuit 100 of the fifth modification at least one interposed between at least one of the terminals of the rectifier circuit DB and the upper end of the second winding w2 with respect to the power conversion circuit 90 of the fourth modification.
  • Two diodes D6 to D8 are added to the input circuit 20. *
  • the power conversion circuit 100 of FIG. 10 includes two diodes D6 and D7 having an anode connected to one input terminal of the rectifier circuit DB and a cathode connected to the upper end of the first winding w1. It is done. These diodes D6 and D7 are connected in parallel. In the power conversion circuit 100 of FIG. 11, one diode D8 having an anode connected to the positive input terminal P1 of the input circuit 20 and a cathode connected to the upper end of the first winding w1 is provided.
  • diodes D6 to D8 are employed, an AC input or a rectified input can be directly supplied to the capacitor C1, so that the capacitor D1 is charged without passing through the primary coil L1 at the moment when the AC power supply is connected. This can be done through D8. Therefore, the generation of a large voltage in the capacitor C1 is suppressed, and circuit breakdown can be prevented. In addition, since the power supply path through the diodes D6 to D8 is provided, the voltage Vc of the primary side capacitor C1 is stabilized, so that a stable operation can be realized even with respect to load fluctuations. *
  • the power conversion circuit 10 (FIG. 1) having the basic configuration, the power conversion circuit 60 (FIG. 5) of the first modification, the power conversion circuit 70 (FIG. 6) of the second modification, and the power conversion according to the third modification.
  • the circuit 80 (FIG. 8)
  • the power conversion circuit 90 (FIG. 9) according to the fourth modification
  • the power conversion circuit (FIGS. 10 and 11) according to the fifth modification
  • an input on one side of the input circuit 20 The polarities of the terminal P1 and the input terminal P2 on the other side may be reversed.

Abstract

【課題】　ターンオフ時にスイッチング素子ＳＷ１に印加される電圧を緩和する。【解決手段】　本開示は、トランスＴＲと、トランスＴＲの一次側巻線ｗ１，ｗ２を含む入力回路２０と、トランスＴＲの二次側巻線ｗ３を含む出力回路３０と、を備える電力変換回路１０に関する。一次側巻線ｗ１，ｗ２は、下側の第１巻線ｗ１と上側の第２巻線ｗ２を備える。入力回路２０は、第１及び第２巻線ｗ１，ｗ２と、第２巻線ｗ２の下端と一方側の入力端子との間に介在する一次側コイルＬ１と、第２巻線ｗ２の上端と他方側の入力端子との間に介在する一次側コンデンサＣ１と、第１巻線ｗ１の下端と他方側の入力端子との間に介在する第１スイッチング素子ＳＷ１と、記第１巻線ｗ１の上端と第２巻線ｗ２の下端との間に介在し、第１スイッチング素子ＳＷ１とオン／オフのタイミングが実質的に同期する第２スイッチング素子ＳＷ２と、を含む。

Description

電力変換回路、ＤＣ－ＤＣコンバータ、及びＡＣ－ＤＣコンバータ
本発明は、電力変換回路、ＤＣ－ＤＣコンバータ、及びＡＣ－ＤＣコンバータに関する。
特許文献１には、ＡＣ－ＤＣコンバータとＤＣ－ＤＣコンバータの両機能を１つの回路で実現する、１コンバータ方式のフライバックコンバータが記載される。　特許文献１に記載のコンバータ（以下、「従来回路」という。）では、トランスＴの一次側のセンタータップに、ダイオードＤicsとコイルＬicsを介して入力が接続され、トランスＴの下端と１次側ＧＮＤの間にスイッチＳＷが設けられ、トランスＴの１次側上端と一次側グランドの間にコンデンサＣＢが設けられる。　
従来回路では、スイッチオンによりトランスＴの励磁インダクタンスにエネルギーが蓄積され、スイッチオフによりそのエネルギーが二次側へ送られる、フライバック動作が行われる。　また、入力電圧が高い時間帯は、スイッチオン中の入力よりコイルＬicsにもエネルギーが蓄積され、このエネルギーがオフ中にトランスＴの１次側上段を通じて放出され、一次側コンデンサＣＢが充電される。　
従って、従来回路によれば、スイッチＳＷのオン／オフにより、コイルＬicsを通じて入力の力率改善を行いながら、１次側コンデンサＣＢへの充電を行うことができ、当該一次側のコンデンサＣＢで電力の平滑化を行って、定電圧出力を行うことができる。
特開２００４－３４３９９６号公報
従来回路では、スイッチオフ時において、トランスＴの一次側にフライバック電圧が印加されるため、スイッチＳＷの上端にコンデンサＣＢの電圧とフライバック電圧（＝出力電圧×（Ｎ１＋Ｎ２）／Ｎｓ）の合計が発生する。また、スイッチオフ直後には、トランスＴの漏れインダクタンスに起因するサージがトランスＴの一次側の下端に発生する。　このように、従来回路では、ターンオフ時にスイッチＳＷの上端に過大な電圧が発生するため、スイッチング損失の増加を招く他、スイッチＳＷが破壊する可能性もある。　
本発明は、一次側に第１巻線と第２巻線を備える電力変換回路において、ターンオフ時にスイッチング素子に印加される電圧を緩和することを目的とする。
本発明の一態様に係る回路は、トランスと、前記トランスの一次側巻線を含む入力回路と、前記トランスの二次側巻線を含む出力回路と、を備える電力変換回路であって、前記一次側巻線は、下側の第１巻線と上側の第２巻線を備え、前記入力回路は、前記第１及び第２巻線と、前記第２巻線の下端と一方側の入力端子との間に介在する一次側コイルと、前記第２巻線の上端と他方側の入力端子との間に介在する一次側コンデンサと、前記第１巻線の下端と他方側の入力端子との間に介在する第１スイッチング素子と、前記第１巻線の上端と前記第２巻線の下端との間に介在し、前記第１スイッチング素子とオン／オフのタイミングが実質的に同期する第２スイッチング素子と、を含む。
本発明によれば、一次側に第１巻線と第２巻線を備える電力変換回路において、ターンオフ時にスイッチング素子に印加される電圧を緩和することができる。
図１は、本実施形態の基本構成に係る電力変換回路の回路図である。 図２は、両スイッチがオンの場合の電力変換回路の動作を示す回路図である。 図３は、両スイッチがオフの場合の電力変換回路の動作を示す回路図である。 図４は、電力変換回路の制御回路の一例を示す回路図である。 図５は、第１変形例に係る電力変換回路の回路図である。 図６は、第２変形例に係る電力変換回路の回路図である。 図７は、ゲート駆動回路を含む第２変形例の電力変換回路の回路図である。 図８は、第３変形例に係る電力変換回路の回路図である。 図９は、第４変形例に係る電力変換回路の回路図である。 図１０は、第５変形例に係る電力変換回路の回路図である。 図１１は、第５変形例に係る電力変換回路の回路図である。
＜本発明の実施形態の概要＞　以下、本発明の実施形態の概要を列記して説明する。　（１）　本実施形態に係る電力変換回路は、トランスＴＲと、前記トランスＴＲの一次側巻線ｗ１，ｗ２を含む入力回路２０と、前記トランスＴＲの二次側巻線ｗ３を含む出力回路３０と、を備える。前記一次側巻線ｗ１，ｗ２は、下側の第１巻線ｗ１と上側の第２巻線ｗ２を備える。　
また、前記入力回路２０は、前記第１及び第２巻線ｗ１，ｗ２と、前記第２巻線ｗ２の下端と一方側の入力端子との間に介在する一次側コイルＬ１と、前記第２巻線ｗ２の上端と他方側の入力端子との間に介在する一次側コンデンサＣ１と、前記第１巻線ｗ１の下端と他方側の入力端子との間に介在する第１スイッチング素子ＳＷ１と、前記第１巻線ｗ１の上端と前記第２巻線ｗ２の下端との間に介在し、前記第１スイッチング素子ＳＷ１とオン／オフのタイミングが実質的に同期する第２スイッチング素子ＳＷ２と、を含む。　
本実施形態において、「実質的に同期する」とは、オン／オフのタイミングが厳密に一致する場合だけでなく、回路設計において不可避の誤差時間を許容する趣旨である。なお、不可避の誤差時間は例えば、数百ｎ秒程度である。また、後述の通り、いずれか一方のスイッチング素子ＳＷ１（又はＳＷ２）のオフタイミングに、若干の遅延時間τ１，τ２を意図的に設定してもよい。遅延時間τ１、τ２は、上記の不可避の誤差時間よりも有意に大きい値とすればよく、例えば数μ秒とすればよい。　
本実施形態の電力変換回路によれば、入力回路２０が、第１巻線ｗ１の上端と第２巻線ｗ２の下端との間に介在する第２スイッチング素子ＳＷ２を含み、第２スイッチング素子ＳＷ２は第１スイッチング素子ＳＷ１とオン／オフのタイミングが実質的に同期する。　このため、ターンオフ時に第１及び第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の双方がオフになるので、第１巻線ｗ１を第２巻線ｗ２から電気的に切断でき、ターンオフ時に第１スイッチング素子ＳＷ１に印加される電圧を緩和することができる。　
（２）　本実施形態の電力変換回路において、前記入力回路２０は、前記第１巻線ｗ１の下端と前記第２巻線ｗ２の上端との間に介在する第１のダイオードＤ３を、更に含むことが好ましい。　本実施形態の電力変換回路によれば、第１巻線ｗ１の下端に繋がる第１スイッチング素子ＳＷ１の上端に過大な電圧が発生しなくなり、ターンオフ時における第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング損失を抑制できる。　
（３）　本実施形態の電力変換回路において、第１のダイオードＤ３を採用する場合には、前記第２スイッチング素子ＳＷ２は、前記第１スイッチング素子ＳＷ１のオフ時点から所定の遅延時間τ１の経過後にオフされることが好ましい。　このようにすれば、ターンオフ時の遅延時間τ１において、一次側コイルＬ１から第２巻線ｗ２及び第１巻線ｗ１の双方に流れる電流が、いずれも一次側コンデンサＣ１に回収され、再び電力変換に用いることができる。従って、電力を有効活用することができる。　
（４）　本実施形態の電力変換回路において、前記入力回路２０は、他方側の入力端子と前記第１巻線ｗ１の上端との間に介在する第２のダイオードＤ４を、更に含むことが好ましい。　本実施形態の電力変換回路によれば、第１巻線ｗ１の上端に繋がる第２スイッチング素子ＳＷ２の端部に過大な電圧が発生しなくなり、ターンオフ時における第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング損失を抑制できる。　
（５）　本実施形態の電力変換回路において、前記入力回路２０は、前記第１巻線ｗ１の下端と前記第２巻線ｗ２の上端との間に介在する第１のダイオードＤ３と、他方側の入力端子と前記第１巻線ｗ１の上端との間に介在する第２のダイオードＤ４と、を更に含むことが好ましい。　
本実施形態の電力変換回路によれば、第１及び第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のターンオフ時に、漏れインダクタンスの影響で各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の端部に発生するサージを、両ダイオードＤ３，Ｄ４のクランプにより効果的に抑えることができる。このため、電力変換回路の信頼性を向上させることができる。　
（６）　本実施形態の電力変換回路において、第２のダイオードＤ４を採用する場合には、前記第１スイッチング素子ＳＷ１は、前記第２スイッチング素子ＳＷ２のオフ時点から所定の遅延時間τ２の経過後にオフされることが好ましい。　このようにすれば、第２スイッチング素子ＳＷ２の駆動用電源をブートストラップチャージで賄えるようになり、電力変換回路の回路構成を簡略化できる。　
（７）　本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータは、上述の（１）～（６）のいずれかに記載の電力変換回路を備え、前記入力回路２０の一方側及び他方側の入力端子は、直流電源ＤＣが接続される入力端子である。　
（８）　本実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータは、上述の（１）～（６）のいずれかに記載の電力変換回路を備え、前記入力回路２０は、交流電源ＡＣが出力する交流を整流する整流回路ＤＢを、更に含み、前記入力回路２０の一方側及び他方側の入力端子は、前記整流回路ＤＢが接続される入力端子である。　
（９）　本実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記入力回路２０は、前記整流回路ＤＢの端子の少なくともいずれか一つと前記第２巻線ｗ２の上端との間に、少なくとも１つのダイオードＤ６～Ｄ８を更に含むことが好ましい。　上記の少なくとも１つのダイオードＤ６～Ｄ８を採用すれば、一次側コンデンサＣ１の電圧Ｖｃが安定化するので、電力変換回路の力率を向上させることができる。　
＜本発明の実施形態の詳細＞　以下、図面を参照して、本発明の実施形態の詳細を説明する。なお、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。　
〔基本構成に係る電力変換回路〕　図１は、本実施形態の基本構成に係る電力変換回路１０の回路図である。　基本構成に係る電力変換回路１０は、一次側に第１及び第２巻線ｗ１，ｗ２を備えるトランスＴＲを介して電力を変換する絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータよりなる。　
図１に示すように、電力変換回路１０は、トランスＴＲと、トランスＴＲの一次側巻線ｗ１，ｗ２を含む入力回路２０と、トランスＴＲの二次側巻線ｗ３を含む出力回路３０とを備える。電力変換回路１０には、実際には、入力回路２０のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の動作を制御するコントローラＣＴが含まれる（図４参照）。　スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴなどよりなる。なお、コントローラＣＴを含む制御回路４０の構成例については、後述する。　
電力変換回路１０では、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン期間中にトランスＴＲに蓄積されるエネルギーを、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のオフ期間中に二次側巻線ｗ３に開放することにより、出力回路の３０の負荷ＬＤに電力が供給される。　
以下、本実施形態では、図１の入力回路２０の正極側を「上側」と定義し、入力回路２０の負極側（グランド側）を「下側」と定義する。　また、図１に示す上下一対の巻線ｗ１，ｗ２のうち、下側（負極側）の巻線ｗ１を「第１巻線ｗ１」といい、上側（正極側）の巻線ｗ２を「第２巻線ｗ２」といい、二次側の巻線ｗ３を「第３巻線ｗ３」という。　
トランスＴＲは、磁気的に結合された一次側巻線ｗ１，ｗ２と二次側巻線ｗ３とを有する。一次側巻線ｗ１，ｗ２は、上下一対の
同極の第１巻線ｗ１と第２巻線ｗ２を備える。二次側の第３巻線ｗ３は、一次側巻線ｗ１，ｗ２と逆極性である。　図１において、「Ｎａ」は第１及び第２巻線ｗ１，ｗ２の巻き数であり、「Ｎｂ」は第３巻線ｗ３の巻数である。もっとも、第１巻線ｗ１の巻き数と第２巻線ｗ２の巻き数は、異なる数値であってもよい。　
入力回路２０は、入力電源ＰＳが接続される入力端子Ｐ１，Ｐ２と、第１及び第２巻線ｗ１，ｗ２と、一次側ダイオードＤ１と、一次側コイルＬ１と、一次側コンデンサＣ１と、第１及び第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２とを含む。　基本構成に係る電力変換回路１０の入力電源ＰＳは、例えば乾電池又はバッテリなどの直流電源ＤＣよりなる。または、ダイオードブリッジと大容量コンデンサとの組み合わせ等によって交流を直流に変換する回路を用いることもできる。　
一次側コイルＬ１は、第２巻線ｗ２の下端と入力電源ＰＳとの間に介在する。具体的には、一次側コイルＬ１の一方端は、第２巻線ｗ２の下端に接続され、一次側コイルＬ１の他方端は、一次側ダイオードＤ１を介して正極側の入力端子Ｐ１に接続される。　図１の電力変換回路１０では、一次側コイルＬ１に対する逆流を防止するため、一次側コイルＬ１と直列に一次側ダイオードＤ１を設けている。従って、一次側コイルＬ１と一次側ダイオードＤ１の接続順序は、図１の場合と逆順でもよい。　
一次側コンデンサＣ１は、第２巻線ｗ２の上端と負極側の入力端子Ｐ２との間に介在する。具体的には、一次側コンデンサＣ１の一方端は、第２巻線ｗ２の上端に接続され、一次側コンデンサＣ１の他方端は、グランド線を介して負極側の入力端子Ｐ２に接続される。　
第１スイッチング素子ＳＷ１は、第１巻線ｗ１の下端と負極側の入力端子Ｐ２との間に介在する。すなわち、第１巻線ｗ１の下端は、スイッチング素子ＳＷ１及びグランド線を介して負極側の入力端子Ｐ２に接続される。　第２スイッチング素子ＳＷ２は、第１巻線ｗ１の上端と第２巻線の下端との間に介在する。すなわち、第２巻線ｗ２の下端は、スイッチング素子ＳＷ２を介して第１巻線ＳＷ２の上端に接続される。　
各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、コントローラＣＴ（図４参照）により、オン／オフのタイミングが実質的に同期するように制御される。　この場合の「実質的に同期する」とは、オン／オフのタイミングが厳密する場合だけでなく、回路設計において不可避の誤差時間を許容することも含まれる。なお、不可避の誤差時間は例えば、数百ｎ秒程度である。また、後述の通り、いずれか一方のスイッチング素子ＳＷ１（又はＳＷ２）のオフタイミングに、若干の遅延時間τ１，τ２を意図的に設定してもよい。　
出力回路３０は、負荷ＬＤが接続される出力端子Ｐ３，Ｐ４と、第３巻線ｗ３と、二次側ダイオードＤ２と、二次側コンデンサＣ２とを含む。　第３巻線ｗ３、二次側ダイオードＤ２、及び負荷ＬＤは直列に接続される。二次側コンデンサＣ２は、負荷ＬＤと並列に接続される。　二次側ダイオードＤ２は、第３巻線ｗ３が出力する交流を整流する。二次側コンデンサＣ２は、整流後の電圧のリプルを平滑化し、負荷ＬＤに供給する電流を安定化させる。　
従来回路では、トランスＴＲの一次側巻線ｗ１，ｗ２のセンタータップに一次側コイルＬ１を接続する構成であり、第２スイッチング素子ＳＷ２は存在しない。　これに対して、本実施形態の電力変換回路１０では、一次側コイルＬ１と第２巻線ｗ２の下端との接続点Ｍと、第１巻線ｗ１の上端との間に第２スイッチング素子ＳＷ２を設けたこと、及び、第１及び第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフのタイミングを実質的に同期させることを特徴とする。　
本実施形態の電力変換回路１０によれば、第１及び第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフのタイミングが実質的に同期するので、ターンオフ時にスイッチング素子ＳＷ１の両端間に印加される電圧が緩和される。従って、次の効果１～４が得られる。　効果１：スイッチング素子ＳＷ１のターンオフ時のスイッチング損失が抑えられる。　効果２：スイッチング素子ＳＷ１の設計マージンを増やすことにより、スイッチング素子ＳＷ１の破壊および動作不良を防止できる。　
効果３：入力電流が一次側コイルＬ１を通じて流れるため、ターンオンやターンオフの瞬間に、突然入力電流が発生したり突然入力電流が遮断したりする、チョッピング動作が発生しない。このため、入力電流リプルを抑制し、電流リプルに起因する入力側のノイズを抑えることができる。これに対し、通常のフライバックではターンオフで電流が遮断される。　効果４：一次側コイルＬ１を通じて緩やかに電流が増加及び減少する構成であるため、一次側コイルＬ１がノイズフィルタとしての役割を果たすことにより、スイッチングノイズの入力側への伝播を低減することができる。　
以下、電力変換回路１０の動作、電力変換回路１０の制御回路４０、及び電力変換回路１０を基本構成とする各種の変形例に係る電力変換回路６０，７０，８０，９０，１００について説明する。以下の説明では、「スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２」を単に「スイッチＳＷ１，ＳＷ２」ともいう。　
〔電力変換回路の動作〕　図２は、両スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンの場合の電力変換回路１０の動作を示す回路図である。　図２の破線矢印で示すように、両スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンの場合には、コンデンサＣ１から第１巻線ｗ１及び第２巻線ｗ２を通過する電流が流れ、励磁インダクタンスにエネルギーが蓄積される。　
図２の直線矢印で示すように、Ｖin＞Ｖｃ／２である場合は、ダイオードＤ１及びコイルＬ１を通じて入力電源ＰＳからの電流も流れ、コイルＬ１及び励磁インダクタンスにエネルギーが蓄積される。　この時、第３巻線ｗ３にはフォワード電圧Ｖｃ・Ｎｂ／２Ｎａが発生する。また、図２の仮想線矢印で示すように、コンデンサＣ２から負荷ＬＤに電流が流れ、ダイオードＤ２には、Ｖout＋Ｖｃ・Ｎｂ／２Ｎａの逆バイアス電圧が印加される。　
図３は、両スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオフの場合の電力変換回路１０の動作を示す回路図である。　トランスＴＲの励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーは、二次側の第３巻線ｗ３に放出される。この時、第１巻線ｗ１及び第２巻線ｗ２には、図３下側が高電圧側となるフライバック電圧Ｖout・Ｎａ／Ｎｂが発生する。　
従来回路では、スイッチＳＷ２が存在しない。このため、第２巻線ｗ２の下端がＶｃ＋Ｖout・Ｎａ／Ｎｂに上昇する。　ここから更に、第１巻線ｗ１の下端にはフライバック電圧だけ高い電圧が発生する。従って、スイッチＳＷ１の両端電位差がＶｃ＋２Ｖout・Ｎａ／Ｎｂまで上昇し、スイッチング損失の増大を招く。　
本実施形態の電力変換回路１０では、スイッチＳＷ２により、第１巻線ｗ１の上端が第２巻線ｗ２の下端から切断されるため、上記のフライバック電圧が発生しても、従来回路ほどの高電圧がスイッチＳＷ１の上端に発生しない。　また、図３の直線矢印で示すように、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーは、第２巻線ｗ２を通じて放電され、コンデンサＣ１の充電に用いられる。エネルギーの一部は、第２巻線ｗ２を通過する際に、フォワード動作によって二次側に放出される。　
〔電力変換回路の制御回路〕　図４は、電力変換回路１０の制御回路４０の一例を示す回路図である。　図４に示すように、電力変換回路１０の制御回路４０は、コントローラＣＴと、電流センサＳｉと、電圧センサＳｖと、補助巻線ｗｓとを備える。コントローラＣＴは、ＡＳＩＣ又はＦＰＧＡなどの集積回路よりなる。　
電流センサＳｉは、スイッチＳＷ１の下端を流れる電流を検出するセンサであり、例えばシャント抵抗よりなる。電圧センサＳｖは、トランスＴＲの二次側の出力電圧を検出するセンサである。補助巻線ｗｓは、トランスＴＲの二次側の電圧変化を検出するための巻線である。　
コントローラＣＴは、電圧センサＳｖによる出力電圧の計測値（フィードバック信号）に基づいて、ターンオフ電流値Ｉｔｆを決定する。　コントローラＣＴは、電流センサＳｉの計測値が、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン期間中にターンオフ電流値Ｉｔｆに到達したらスイッチＳＷ１，ＳＷ２をターンオフする。　
この場合、出力電圧の目標値ＶＧより電圧センサＳｖの計測値が小さいほど、ターンオフ電流値Ｉｔｆが大き目に設定される。また、高負荷時にはターンオフ電流値Ｉｔｆは大きくなり、低負荷時にはターンオフ電流値Ｉｔｆは小さくなる。以上の制御動作により、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のターンオフタイミングが決定される。　
コントローラＣＴは、補助巻線ｗｓの検出電圧のゼロクロス点に基づいて、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のターンオンタイミングを決定する。　ターンオフ中において、励磁インダクタンスに蓄積されたエネルギーが放出される間は、補助巻線ｗｓにも正の電圧が発生するが、エネルギー放出が終わると補助巻線ｗｓの電圧が低下する。　
そこで、コントローラＣＴは、補助巻線ｗｓが検出する電圧値がゼロになる時点で、或いは、電圧値がゼロになる時点から適宜遅延させたタイミングで、スイッチＳＷ１のターンオンを行うことにより、擬似共振動作を行うことができる。　これにより、トランスＴＲの飽和を防ぐとともに、ターンオンの際のスイッチング損失を抑制することができる。　
以上の制御は、擬似共振モードによる制御の例であるが、固定ＰＷＭ周波数で出力電圧のフィードバック信号によるデューティ調整を行い、連続モードあるいは不連続モードによるタイミング制御を行うことにしてもよい。　
図４の制御回路４０において、コントローラＣＴは、スイッチＳＷ１のオフ期間中の補助巻線ｗｓの両端電圧をモニタすることにより、出力電圧を検知してもよい。　この場合は、出力電圧のフィードバックを、補助巻線ｗｓの両端電圧のモニタリングで兼ねることができる。従って、制御回路４０における出力電圧のフィードバック機構部、すなわち、図４の例では電圧センサＳｖを省略することができる。　
スイッチＳＷ１がオフの状態で第３巻線ｗ３に電流が出力される間は、第３巻線ｗ３の両端に出力電圧が印加される。また、補助巻線ｗｓの両端にも、第３巻線ｗ３と補助巻線ｗｓとの巻数比に応じて、出力電圧に比例した電圧が発生する。　従って、コントローラＣＴが補助巻線ｗｓの両端電圧をモニタすることにより、フォトカプラ等の部品を用いることなく、コントローラＣＴが、二次側と絶縁された状態で二次側電圧を間接的に測定できる。　
なお、厳密にはダイオードＤ２の電圧降下があるため、補助巻線ｗｓの両端電圧に基づく出力電圧の測定値は、おおよその電圧値となる。もっとも、ダイオードＤ２における電圧降下分に応じて、コントローラＣＴが所定の補正処理を実行すれば、正確な二次側電圧を得ることができる。　また、コントローラＣＴは、同時に補助巻線ｗｓの電圧のゼロクロスを観測することにより、上述の通り擬似共振動作を行うこともできる。　
〔第１変形例に係る電力変換回路〕　図５は、第１変形例に係る電力変換回路６０の回路図である。　第１変形例の電力変換回路６０では、基本構成の電力変換回路１０に対して、第１のダイオードＤ３が追加される。　
第１のダイオードＤ３は、第１巻線ｗ１の下端と第２巻線ｗ２の上端との間に介在する。具体的には、入力端子Ｐ１が正極側である第１変形例の電力変換回路６０では、ダイオードＤ３のアノードは、第１巻線ｗ１の下端に接続され、ダイオードＤ３のカソードは、第２巻線ｗ２の上端に接続される。　
上記のダイオードＤ３を設けることにより、スイッチＳＷ１がオフの時に、第１巻線ｗ１の下端の電圧がコンデンサＣ１の電圧Ｖｃにクランプされる。　このため、第１巻線
ｗ１の下端に繋がるスイッチＳＷ１の上端に過大な電圧が発生しなくなり、ターンオフ時におけるスイッチＳＷ１のスイッチング損失を抑制できる。　
また、トランスＴＲには漏れインダクタンス成分があるので、ダイオードＤ３がない場合には、ターンオフ時にスイッチＳＷ１の上端にサージ電圧が発生し易い。　この点、ダイオードＤ３を設ける場合には、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーがダイオードＤ３を通じてコンデンサＣ１に回収され、再び電力変換に用いることができる。このため、電力変換効率を向上することができる。　
スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２を完全に同時にオフすることは困難である。すなわち、両者のオフタイミングには不可避の誤差が生じ得る。　そこで、両スイッチＳＷ１，ＳＷ２をターンオフする際に、スイッチＳＷ２のオフタイミングをスイッチＳＷ１よりも若干遅延させてもよい。すなわち、スイッチＳＷ１のオフ時点から所定の遅延時間τ１の経過後に、スイッチＳＷ２をオフしてもよい。　
上述のコントローラＣＴによるスイッチング制御において、遅延時間τ１を通常発生する誤差時間よりも大きく設定すれば、スイッチＳＷ１がスイッチＳＷ２よりも先にターンオフするように制御することができる。　
第１変形例の電力変換回路６０では、スイッチＳＷ１のオフ後の遅延時間τ１中に、第１巻線ｗ１の下端の電圧がダイオードＤ３によりコンデンサＣ１の電圧（＝Ｖｃ）にクランプされ、かつ、第２巻線ｗ２の上端も同じくコンデンサＣ１の上端に接続される。　
このため、コイルＬ１の電流は、第２巻線ｗ２を上方向へ流れる電流と、第１巻線ｗ１を下方向に流れダイオードＤ３を経由してコンデンサＣ１に流れる電流と、に分かれる。すなわち、どちらの電流もコンデンサＣ１へと回収され、再び電力変換に用いることができる。従って、電力を有効活用することができる。　
スイッチＳＷ１がオフになって遅延時間τ１の経過後に更にスイッチＳＷ２がオフになると、第１巻線ｗ１の電流が停止してトランスＴＲに蓄積された励磁エネルギーが、第３巻線ｗ３を通じて出力される。　コイルＬ１に蓄積されたエネルギーの一部は、第２巻線ｗ２を通過する際に、第３巻線ｗ３を通じて出力側に送られ、残りのエネルギーはコンデンサＣ１に蓄積される。　
〔第２変形例に係る電力変換回路〕　図６は、第２変形例に係る電力変換回路７０の回路図である。　第２変形例の電力変換回路７０では、基本構成の電力変換回路１０に対して、第２のダイオードＤ４が追加される。　
第２のダイオードＤ４は、負極側の入力端子Ｐ２と第１巻線ｗ１の上端との間に介在する。具体的には、入力端子Ｐ１が正極側である第１変形例の電力変換回路６０では、ダイオードＤ４のアノードは、入力回路２０のグランド線に接続され、ダイオードＤ４のカソードは、第１巻線ｗ１の上端に接続される。　
上記のダイオードＤ４を設けることにより、スイッチＳＷ２がオフの時に、第１巻線ｗ１の上端の電圧がグランド電位にクランプされる。　このため、第１巻線ｗ１の上端に繋がるスイッチＳＷ２の端部（図６の右端）に過大な電圧が発生しなくなり、ターンオフ時におけるスイッチＳＷ２のスイッチング損失を抑制できる。　
すなわち、トランスＴＲには漏れインダクタンス成分があるので、ダイオードＤ４がない場合には、ターンオフ時にスイッチＳＷ２の右端に負のサージ電圧が発生し易い。　この点、ダイオードＤ４を設ける場合には、スイッチＳＷ２の右端がグランド電位にクランプされるので、スイッチＳＷ２を保護することができる。　
スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２を完全に同時にオフすることは困難である。すなわち、両者のオフタイミングには不可避の誤差が生じ得る。　そこで、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をターンオフする際に、スイッチＳＷ１のオフタイミングをスイッチＳＷ２よりも若干遅延させてもよい。すなわち、スイッチＳＷ２のオフ時点から所定の遅延時間τ２の経過後に、スイッチＳＷ１をオフしてもよい。　
上述のコントローラＣＴによるスイッチング制御において、遅延時間τ２を通常発生する誤差時間よりも大きく設定すれば、スイッチＳＷ２がスイッチＳＷ１よりも必ず先にターンオフするように制御することができる。　
この場合、スイッチＳＷ２がオフした後の遅延時間τ２中に、トランスＴＲの励磁インダクタンスにより、第１巻線ｗ１に電流が流れ続ける。すなわち、グランド→ダイオードＤ４→第１巻線ｗ１→スイッチＳＷ１→グランドの経路で電流が流れ、スイッチＳＷ２の右端はほぼグランド電位となる。　
スイッチＳＷ１，ＳＷ２がＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴである場合、スイッチＳＷ２の右端がソース（エミッタ）となり、その電位がいったんグランド電位に必ず落とされる。　このため、スイッチＳＷ２の駆動用電源をブートストラップチャージで賄えるようになり、電力変換回路７０の回路構成を簡略化できる。以下、この点について、図７を用いてより詳細に説明する。　
〔ダイオードＤ４がある場合にスイッチＳＷ２を先にオフにする利点〕　図７は、ゲート駆動回路７５を含む第２変形例の電力変換回路７０の回路図である。　図７に示すように、スイッチＳＷ１，ＳＷ２はＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴよりなる。ゲート駆動回路７５は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を駆動するゲートドライバＧＤ１，ＧＤ２と、ドライバ駆動用の電源ＤＰと、ブートストラップ回路ＢＳとを有する。　
図７の電力変換回路７０において、スイッチＳＷ２を先にオフすれば、ブートストラップ回路ＢＳにより、共通の電源ＤＰでスイッチＳＷ２のゲートドライバＧＤ２を駆動できる。従って、電力変換回路７０の回路構成を簡略化することができる。その理由は、以下の通りである。　
スイッチＳＷ１よりもスイッチＳＷ２を先にオフする場合、スイッチＳＷ１は未だオン状態であってスイッチＳＷ２のオフ直後において、一次側グランド→ダイオードＤ４→第１巻線ｗ１→スイッチＳＷ１→一次側グランドの経路で電流が流れ、スイッチＳＷ２のソース電位がほぼ一次側のグランド電位となる。　この時、スイッチＳＷ２用ゲートドライバＧＤ２の電源となるコンデンサＣ３の負極（図７の下側の極）もほぼ一次側グランドの電位となる。従って、ダイオードＤ５を通じてドライバ駆動用の電源ＤＰからコンデンサＣ３への充電が行われる。　
スイッチＳＷ１，ＳＷ２の双方がオンの場合、コンデンサＣ３の負極はプラスの電位となる。すなわち、コンデンサＣ３の負極はスイッチＳＷ２を通じて点Ｍと同電位となる。そのため、ダイオードＤ５は導通せず、コンデンサＣ３に充電された電荷は、スイッチＳＷ２用ゲートドライバＧＤ２により徐々に消費される。　
しかし、両スイッチＳＷ１，ＳＷ２をターンオフする度に、スイッチＳＷ２がオフでかつスイッチＳＷ１がオンの時間帯（遅延時間τ２）において、コンデンサＣ３が再充電されるので、ゲートドライバＧＤ２に電力を供給し続けることができる。　つまり、スイッチＳＷ２及びスイッチＳＷ２の双方を駆動する電力を、１つのドライバ駆動用電源ＰＤから供給することができる。従って、電力変換回路７０の回路構成を簡略化することができる。　
〔第３変形例に係る電力変換回路〕　図８は、第３変形例に係る電力変換回路８０の回路図である。　第３変形例の電力変換回路８０は、基本構成の電力変換回路１０に対して、第１のダイオードＤ３と、第２のダイオードＤ４の双方が追加される。　
第３変形例の電力変換回路８０によれば、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のターンオフの際に、漏れインダクタンスの影響でスイッチＳＷ１の上端及びスイッチＳＷ２の右端に発生するサージを、ダイオードＤ３及びダイオードＤ４のクランプにより効果的に抑えることができる。このため、電力変換回路８０の信頼性を向上させることができる。　
第３変形例の電力変換回路８０においても、スイッチＳＷ１のオフタイミングを出力ＳＷ２よりも若干遅延させることが好ましい。すなわち、スイッチＳＷ２のオフ時点から所定の遅延時間τ２の経過後に、スイッチＳＷ１をオフすることが好ましい。　この場合、図７のブートストラップ回路ＢＳを有するゲート駆動回路７５を採用することにより、電力変換回路８０の回路構成を簡略化することができる。　
〔第４変形例に係る電力変換回路〕　図９は、第４変形例に係る電力変換回路９０の回路図である。　第４変形例の電力変換回路９０は、基本構成の電力変換回路１０に対して整流回路ＤＢを追加したＡＣ－ＤＣコンバータよりなる。　
すなわち、電力変換回路９０の入力回路２０には、交流電源ＡＣよりなる入力電源ＰＳが出力する交流を整流する整流回路ＤＢが設けられる。　具体的には、入力回路２０の正極側の入力端子Ｐ１に、整流回路ＤＢのカソード側端子が接続され、入力回路２０の負極側の入力端子Ｐ２に、整流回路ＤＢのアノード側端子が接続される。　
第４変形例の電力変換回路９０においても、これまでの電力変換回路１０，６０，７０，８０と同様に、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２がほぼ同時にオン／オフされる。　なお、上述の通り、一方のスイッチＳＷ１（ＳＷ２）を他方のスイッチＳＷ２（ＳＷ１）よりも若干早くターンオフしてもよい。　
整流後の交流電圧がコンデンサＣ１の電圧Ｖｃの半分を超えると、交流入力よりコイルＬ１を通じてトランスＴＲに電力が供給され、フライバック動作により二次側へ電力が供給される。なお、整流後の交流電圧がコンデンサＣ１の電圧Ｖｃの半分になるのは、すなわち第１巻線ｗ１と第２巻線ｗ２の巻数が同じ場合である。　また、スイッチＳＷ１のオフ中には、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが第２巻線ｗ２を通ってコンデンサＣ１に蓄積される。　
スイッチＳＷ１のオン中は、交流からの入力とコンデンサＣ１の電荷がともに二次側への出力に用いられる。交流入力の電圧が上がるに従い、二次側へ変換される電力は、交流入力からの寄与が大きくなり、また、コンデンサＣ１へ蓄積される電荷量も増える。　一方、整流後の交流電圧がＶｃ／２よりも小さい時間帯には、交流から電力が入力されないが、この間はコンデンサＣ１から二次側へ電力が転送される。　
以上の動作により、入力電圧Ｖｃ／２以上の範囲で、入力電圧の増減に伴って入力電力を増減させ、力率を向上するとともに、コンデンサＣ１を用いて二次側への電力を平滑化させ、所望の出力電圧を出力させることができる。　従って、第４変形例の電力変換回路９０は、ＰＦＣとＤＣ／ＤＣコンバータを兼ねたワンコンバータ方式のＡＣ／ＣＤコンバータとなっている。　
第４変形例の電力変換回路９０では、これまでの電力変換回路１０，６０，７０，８０と同様に、サージを回生することで過剰な電圧の発生を抑えることができる。このため、高効率でかつ信頼性の高い回路となっている。　また、クランプ用のダイオードＤ３，Ｄ４の採用により、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の両端に大きなフライバック電圧が印加されるのを防止できるので、動作マージンを拡大して幅広い入力電圧に対応できるとともに、回路の信頼性を向上することができる。　
〔第５変形例に係る電力変換回路〕　図１０及び図１１は、第５変形例に係る電力変換回路１００の回路図である。　第５変形例の電力変換回路１００では、第４変形例の電力変換回路９０に対して、整流回路ＤＢの端子の少なくともいずれか一つと第２巻線ｗ２の上端との間に介在する少なくとも１つのダイオードＤ６～Ｄ８が、入力回路２０に追加される。　
具体的には、図１０の電力変換回路１００では、アノードが整流回路ＤＢの一方側の入力端子に接続され、カソードが第１巻線ｗ１の上端に接続された２つのダイオードＤ６，Ｄ７が設けられる。これらのダイオードＤ６，Ｄ７は並列に接続される。　図１１の電力変換回路１００では、アノード
が入力回路２０の正極側の入力端子Ｐ１に接続され、カソードが第１巻線ｗ１の上端に接続された１つのダイオードＤ８が設けられる。　
これらのダイオードＤ６～Ｄ８を採用すれば、交流入力又は整流入力をコンデンサＣ１に直接的に供給できるので、ＡＣ電源を接続した瞬間、コンデンサＣ１の充電を、一次側コイルＬ１を通さずにダイオードＤ６～Ｄ８を通じて行うことができる。従って、コンデンサＣ１に大電圧が発生することが抑制され、回路の破壊を防ぐことができる。また、ダイオードＤ６～Ｄ８を通じた電力供給経路を有することで、一次側コンデンサＣ１の電圧Ｖｃが安定化するため、負荷変動に対しても安定した動作を実現することができる。　
〔その他の変形例〕　今回開示した実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではない。本開示の権利範囲は、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれる。　
例えば、基本構成の電力変換回路１０（図１）、第１変形例の電力変換回路６０（図５）、第２変形例の電力変換回路７０（図６）、第３変形例に係る電力変換回路８０（図８）、第４変形例に係る電力変換回路９０（図９）、及び、第５変形例に係る電力変換回路（図１０及び図１１）において、入力回路２０の一方側の入力端子Ｐ１と他方側の入力端子Ｐ２の極性を逆転させてもよい。　
この場合、入力回路２０における電流の方向が逆転するので、例えば、各ダイオードＤ１～Ｄ４，Ｄ６～Ｄ８、及び整流回路ＤＢに含まれるダイオードの向きを逆転させればよい。
ＴＲ　トランス　ｗ１　第１巻線（一次側）　ｗ２　第２巻線（一次側）　ｗ３　第３巻線（二次側）　Ｄ１　一次側ダイオード　Ｌ１　一次側コイル　Ｃ１　一次側コンデンサ　ＰＳ　入力電源　ＤＣ　直流電源　ＡＣ　交流電源　ＤＢ　ダイオードブリッジ（整流回路）ＳＷ１　第１スイッチング素子（スイッチ）ＳＷ２　第２スイッチング素子（スイッチ）　Ｄ２　二次側ダイオード　Ｃ２　二次側コンデンサ　ＬＤ　負荷　ＣＴ　コントローラ　Ｓｉ　電流センサ　Ｓｖ　電圧センサ　ｗｓ　補助巻線　Ｄ３　第１のダイオード　Ｄ４　第２のダイオード　ＢＳ　ブートストラップ回路　ＤＰ　ドライバ駆動用の電源　ＧＤ１　ゲートドライバ　ＧＤ２　ゲートドライバ　Ｄ５　ダイオード　Ｄ６　ダイオード　Ｄ７　ダイオード　Ｄ８　ダイオード　Ｐ１　入力端子　Ｐ２　入力端子　Ｐ３　出力端子　Ｐ４　出力端子　１０　電力変換回路（基本構成：ＤＣ－ＤＣコンバータ）　２０　入力回路　３０　出力回路　４０　制御回路　６０　電力変換回路（第１変形例：ＤＣ－ＤＣコンバータ）　７０　電力変換回路（第２変形例：ＤＣ－ＤＣコンバータ）　７５　ゲート駆動回路　８０　電力変換回路（第３変形例：ＤＣ－ＤＣコンバータ）　９０　電力変換回路（第４変形例：ＡＣ－ＤＣコンバータ）１００　電力変換回路（第５変形例：ＡＣ－ＤＣコンバータ）

Claims (9)

  1. トランスと、　前記トランスの一次側巻線を含む入力回路と、　前記トランスの二次側巻線を含む出力回路と、を備える電力変換回路であって、　前記一次側巻線は、　下側の第１巻線と上側の第２巻線を備え、　前記入力回路は、　前記第１及び第２巻線と、　前記第２巻線の下端と一方側の入力端子との間に介在する一次側コイルと、　前記第２巻線の上端と他方側の入力端子との間に介在する一次側コンデンサと、　前記第１巻線の下端と他方側の入力端子との間に介在する第１スイッチング素子と、　前記第１巻線の上端と前記第２巻線の下端との間に介在し、前記第１スイッチング素子とオン／オフのタイミングが実質的に同期する第２スイッチング素子と、を含む電力変換回路。
  2. 前記入力回路は、　前記第１巻線の下端と前記第２巻線の上端との間に介在する第１のダイオードを、更に含む請求項１に記載の電力変換回路。
  3. 前記第２スイッチング素子は、　前記第１スイッチング素子のオフ時点から所定の遅延時間の経過後にオフされる請求項２に記載の電力変換回路。
  4. 前記入力回路は、　他方側の入力端子と前記第１巻線の上端との間に介在する第２のダイオードを、更に含む請求項１に記載の電力変換回路。
  5. 前記入力回路は、　前記第１巻線の下端と前記第２巻線の上端との間に介在する第１のダイオードと、　他方側の入力端子と前記第１巻線の上端との間に介在する第２のダイオードと、を更に含む請求項１に記載の電力変換回路。
  6. 前記第１スイッチング素子は、　前記第２スイッチング素子のオフ時点から所定の遅延時間の経過後にオフされる請求項４又は請求項５に記載の電力変換回路。
  7. 請求項１～請求項６のいずれか１項に記載の電力変換回路を備え、　前記入力回路の一方側及び他方側の入力端子は、直流電源が接続される入力端子であるＤＣ－ＤＣコンバータ。
  8. 請求項１～請求項６のいずれか１項に記載の電力変換回路を備え、　前記入力回路は、交流電源が出力する交流を整流する整流回路を、更に含み、　前記入力回路の一方側及び他方側の入力端子は、前記整流回路が接続される入力端子であるＡＣ－ＤＣコンバータ。
  9. 前記入力回路は、　前記整流回路の端子の少なくともいずれか一つと前記第２巻線の上端との間に、少なくとも１つのダイオードを更に含む請求項８に記載のＡＣ－ＤＣコンバータ。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06261543A (ja) * 1993-03-04 1994-09-16 Origin Electric Co Ltd Ａｃ／ｄｃコンバータ
JPH10201232A (ja) * 1996-12-28 1998-07-31 Toko Inc 多出力型電源装置
JP2001298951A (ja) * 2000-04-17 2001-10-26 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2002010643A (ja) * 2000-06-28 2002-01-11 Yokogawa Electric Corp スイッチング電源

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06261543A (ja) * 1993-03-04 1994-09-16 Origin Electric Co Ltd Ａｃ／ｄｃコンバータ
JPH10201232A (ja) * 1996-12-28 1998-07-31 Toko Inc 多出力型電源装置
JP2001298951A (ja) * 2000-04-17 2001-10-26 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2002010643A (ja) * 2000-06-28 2002-01-11 Yokogawa Electric Corp スイッチング電源

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