JPH06261543A - Ａｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ａｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH06261543A JPH06261543A JP6924093A JP6924093A JPH06261543A JP H06261543 A JPH06261543 A JP H06261543A JP 6924093 A JP6924093 A JP 6924093A JP 6924093 A JP6924093 A JP 6924093A JP H06261543 A JPH06261543 A JP H06261543A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】商用交流電源を受けて，直流出力を発生するＡ
Ｃ／ＤＣコンバータの力率を高くする。 【構成】整流回路RC1 と電界効果トランジスタQ1と変圧
器Tr1 とリセット用ダイオードD5と整流回路RC2 とで主
回路を構成する。整流回路RC1 と平滑用コンデンサC1と
の間に，チョークコイルL1とダイオードD1とを挿入し，
このチョークコイルL1とダイオードD1との接続点と電界
効果トランジスタQ1と１次巻線n1との接続点との間に，
コンデンサC3とチョークコイルL3との並列回路と，ダイ
オードD4とを接続する。そして電界効果トランジスタQ1
を駆動制御する制御回路U1には，出力安定化のため時比
率制御をし, コンデンサC1の充電電圧の過剰を防止する
ため周波数制御をすることにより，入力力率をさらに向
上させる。
Ｃ／ＤＣコンバータの力率を高くする。 【構成】整流回路RC1 と電界効果トランジスタQ1と変圧
器Tr1 とリセット用ダイオードD5と整流回路RC2 とで主
回路を構成する。整流回路RC1 と平滑用コンデンサC1と
の間に，チョークコイルL1とダイオードD1とを挿入し，
このチョークコイルL1とダイオードD1との接続点と電界
効果トランジスタQ1と１次巻線n1との接続点との間に，
コンデンサC3とチョークコイルL3との並列回路と，ダイ
オードD4とを接続する。そして電界効果トランジスタQ1
を駆動制御する制御回路U1には，出力安定化のため時比
率制御をし, コンデンサC1の充電電圧の過剰を防止する
ため周波数制御をすることにより，入力力率をさらに向
上させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，商用交流入力電源電圧
を，安定な直流出力電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバー
タ，特に高力率のＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
を，安定な直流出力電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバー
タ，特に高力率のＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来技術】商用交流電源を受けて直流電圧に変換する
ＡＣ／ＤＣコンバータとしては，従来は例えば図６に示
すようなものがあった。同図において，入力の商用交流
電源Eiを全波整流する入力整流回路RC1,平滑用コンデン
サC1，スイッチング素子たる電界効果トランジスタQ1，
変圧器Tr1,変圧器リセット用ダイオードD4, 出力整流用
ダイオードD2, フライホイール用ダイオードD3, 出力平
滑用チョークコイルL2および出力平滑用コンデンサC2か
らなるＡＣ／ＤＣコンバータにより入力の商用交流電圧
Eiを安定な直流出力電圧Eoに変換している。
ＡＣ／ＤＣコンバータとしては，従来は例えば図６に示
すようなものがあった。同図において，入力の商用交流
電源Eiを全波整流する入力整流回路RC1,平滑用コンデン
サC1，スイッチング素子たる電界効果トランジスタQ1，
変圧器Tr1,変圧器リセット用ダイオードD4, 出力整流用
ダイオードD2, フライホイール用ダイオードD3, 出力平
滑用チョークコイルL2および出力平滑用コンデンサC2か
らなるＡＣ／ＤＣコンバータにより入力の商用交流電圧
Eiを安定な直流出力電圧Eoに変換している。
【０００３】しかしながら，このような従来のＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータにあっては，出力直流電圧については望ま
しい特性を有するが，入力電流の波形が図７に示すよう
に入力交流電圧のピーク値付近に対応してしか流れない
ため，力率が低く，0.5 乃至0.7 程度になる。この力率
改善のため整流回路に十分大きなチョークコイルを挿入
接続する方法があるが，大型重量となる欠点がある。ま
た近年では力率改善用の前置コンバータを設けて電子的
に力率を改善する方法が一部に用いられているが，構成
部品点数の増大，大型化，高価格，スイッチング素子の
相互干渉を招来するという問題点があった。
Ｃコンバータにあっては，出力直流電圧については望ま
しい特性を有するが，入力電流の波形が図７に示すよう
に入力交流電圧のピーク値付近に対応してしか流れない
ため，力率が低く，0.5 乃至0.7 程度になる。この力率
改善のため整流回路に十分大きなチョークコイルを挿入
接続する方法があるが，大型重量となる欠点がある。ま
た近年では力率改善用の前置コンバータを設けて電子的
に力率を改善する方法が一部に用いられているが，構成
部品点数の増大，大型化，高価格，スイッチング素子の
相互干渉を招来するという問題点があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は，簡素な回路
構成で，軽負荷時における１次側の電圧上昇を抑制改善
した小型軽量，経済的な高力率ＡＣ／ＤＣコンバータ回
路を得ることを課題とする。
構成で，軽負荷時における１次側の電圧上昇を抑制改善
した小型軽量，経済的な高力率ＡＣ／ＤＣコンバータ回
路を得ることを課題とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明はこの課題を解決
するために，交流入力電圧を整流・平滑し，この整流電
圧を半導体スイッチング素子により，高周波でオン・オ
フして変圧器の１次巻線に印加し，２次巻線に高周波交
流電圧を得て，この高周波交流電圧を整流・平滑して所
定の電圧を得るようにしたコンバータ回路において，入
力整流回路と入力平滑用コンデンサとの間に，昇圧用チ
ョークコイルと逆流阻止用のダイオードを挿入し，この
昇圧用チョークコイルとダイオードの接続点と変圧器と
スイッチング素子の接続点に別のチョークコイルとコン
デンサとの並列共振回路を接続すると共に，さらに別の
ダイオードを設けることを第１の手段とする。そして半
導体スイッチング素子のオン・オフ駆動周波数について
は，平滑用コンデンサの端子電圧の上昇に応じて低くな
るような周波数で駆動することを第２の手段とする。ま
た半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動周波数につ
いては，入力電圧の平均値の上昇に応じて逓減する周波
数で駆動することを第３の手段とする。このような特徴
を有する高力率ＡＣ／ＤＣコンバータを提案するもので
ある。
するために，交流入力電圧を整流・平滑し，この整流電
圧を半導体スイッチング素子により，高周波でオン・オ
フして変圧器の１次巻線に印加し，２次巻線に高周波交
流電圧を得て，この高周波交流電圧を整流・平滑して所
定の電圧を得るようにしたコンバータ回路において，入
力整流回路と入力平滑用コンデンサとの間に，昇圧用チ
ョークコイルと逆流阻止用のダイオードを挿入し，この
昇圧用チョークコイルとダイオードの接続点と変圧器と
スイッチング素子の接続点に別のチョークコイルとコン
デンサとの並列共振回路を接続すると共に，さらに別の
ダイオードを設けることを第１の手段とする。そして半
導体スイッチング素子のオン・オフ駆動周波数について
は，平滑用コンデンサの端子電圧の上昇に応じて低くな
るような周波数で駆動することを第２の手段とする。ま
た半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動周波数につ
いては，入力電圧の平均値の上昇に応じて逓減する周波
数で駆動することを第３の手段とする。このような特徴
を有する高力率ＡＣ／ＤＣコンバータを提案するもので
ある。
【０００６】
【作用】この構成のＡＣ／ＤＣコンバータは，一つのス
イッチング素子で，機能上は前段はいわゆるチョッパー
回路を構成し，後段はこのチョッパー回路の出力コンデ
ンサの蓄積エネルギーをを受けて高周波でスイッチング
するコンバータとを形成するものである。前段のチョッ
パー回路の入力電流波形は正弦波たる入力電圧に近い波
形で動作する。そして上記の第１の手段によれば，伝達
エネルギーの大きいときは並列共振回路はほとんど容量
性となり，等価的にはチョッパー回路への充電エネルギ
ーの制限はなく，反対に伝達エネルギーの小さいときは
並列共振回路のインピーダンスは大きくなり等価的には
チョッパー回路への充電エネルギーの制限をする。そし
て第２の手段によれば，平滑用コンデンサの電圧の上昇
に応じて周波数が低くなり，そのチョッパー回路への充
電回数の減少により入力電流も対応して制限される。ま
た第３の手段によれば，入力電圧の平均値の上昇に応じ
てスイッチング素子のオンオフ駆動信号が逓減するの
で，結局はチョッパー動作としての回路の電圧をほぼ一
定に保つよう作用する。いずれの手段によっても平滑用
コンデンサの充電エネルギーの過不足をさらに補正する
よう作用し，したがって入力交流電流の歪みを少なくす
るよう働く。
イッチング素子で，機能上は前段はいわゆるチョッパー
回路を構成し，後段はこのチョッパー回路の出力コンデ
ンサの蓄積エネルギーをを受けて高周波でスイッチング
するコンバータとを形成するものである。前段のチョッ
パー回路の入力電流波形は正弦波たる入力電圧に近い波
形で動作する。そして上記の第１の手段によれば，伝達
エネルギーの大きいときは並列共振回路はほとんど容量
性となり，等価的にはチョッパー回路への充電エネルギ
ーの制限はなく，反対に伝達エネルギーの小さいときは
並列共振回路のインピーダンスは大きくなり等価的には
チョッパー回路への充電エネルギーの制限をする。そし
て第２の手段によれば，平滑用コンデンサの電圧の上昇
に応じて周波数が低くなり，そのチョッパー回路への充
電回数の減少により入力電流も対応して制限される。ま
た第３の手段によれば，入力電圧の平均値の上昇に応じ
てスイッチング素子のオンオフ駆動信号が逓減するの
で，結局はチョッパー動作としての回路の電圧をほぼ一
定に保つよう作用する。いずれの手段によっても平滑用
コンデンサの充電エネルギーの過不足をさらに補正する
よう作用し，したがって入力交流電流の歪みを少なくす
るよう働く。
【０００７】
【実施例】図１により，本発明にかかるＡＣ／ＤＣコン
バータを説明する。構成は図１に示すように，商用交流
電源Eiを入力端子X1,X2 を介してブリッジ型の整流回路
RC1 に接続する。整流回路RC1 の直流出力端子はチョー
クコイルL1とダイオードD1とを介して平滑用のコンデン
サC1に供給される。そしてチョークコイルL1とダイオー
ドD1との接続点には，コンデンサC3とチョークコイルL3
との並列回路とダイオードD4とを介して電界効果トラン
ジスタQ1のドレイン電極が接続され，そのソース電極は
コンデンサC1のマイナス電極に接続される。電界効果ト
ランジスタQ1のゲート電極はスイッチングレギュレータ
用の制御回路U1によって商用交流入力電源Eiの周波数よ
り充分高い周波数例えば100kHz程度の高周波でオンオフ
駆動される。ここでコンデンサC1の端子電圧は検出・比
較回路DET2の入力端子に接続されて，その中ではコンデ
ンサC1の端子電圧を基準電圧と比較してその誤差電圧が
増幅して出力される。この検出・比較回路DET2の出力電
圧は抵抗器R1を介して制御回路U1の端子６に接続され
る。ここで制御回路U1は普及しているスイッチング電源
用集積回路であるテキサスインストルメント社のTL494
または相当品に出力電流増幅回路と若干の補助部品を追
加して構成される一般的な回路である。制御回路U1の端
子６は内部の弛張発振回路の充電率を設定する端子であ
り，この端子に注入される電圧が高くなると充電周期が
長くなり，発振周波数は 80kHzに低下し，逆に注入され
る電圧が低くなると発振周波数は120kHz程度まで高くな
るように設定してある。
バータを説明する。構成は図１に示すように，商用交流
電源Eiを入力端子X1,X2 を介してブリッジ型の整流回路
RC1 に接続する。整流回路RC1 の直流出力端子はチョー
クコイルL1とダイオードD1とを介して平滑用のコンデン
サC1に供給される。そしてチョークコイルL1とダイオー
ドD1との接続点には，コンデンサC3とチョークコイルL3
との並列回路とダイオードD4とを介して電界効果トラン
ジスタQ1のドレイン電極が接続され，そのソース電極は
コンデンサC1のマイナス電極に接続される。電界効果ト
ランジスタQ1のゲート電極はスイッチングレギュレータ
用の制御回路U1によって商用交流入力電源Eiの周波数よ
り充分高い周波数例えば100kHz程度の高周波でオンオフ
駆動される。ここでコンデンサC1の端子電圧は検出・比
較回路DET2の入力端子に接続されて，その中ではコンデ
ンサC1の端子電圧を基準電圧と比較してその誤差電圧が
増幅して出力される。この検出・比較回路DET2の出力電
圧は抵抗器R1を介して制御回路U1の端子６に接続され
る。ここで制御回路U1は普及しているスイッチング電源
用集積回路であるテキサスインストルメント社のTL494
または相当品に出力電流増幅回路と若干の補助部品を追
加して構成される一般的な回路である。制御回路U1の端
子６は内部の弛張発振回路の充電率を設定する端子であ
り，この端子に注入される電圧が高くなると充電周期が
長くなり，発振周波数は 80kHzに低下し，逆に注入され
る電圧が低くなると発振周波数は120kHz程度まで高くな
るように設定してある。
【０００８】これらの部分は整流チョッパ回路である。
すなわち入力の商用交流電源Ei（100V 50Hz)を整流回路
RC1 で整流してチョークコイルL1と，コンデンサC3とチ
ョークコイルL3との並列回路と，ダイオードD4とを経由
して 80kHz乃至120kHzの高周波で電界効果トランジスタ
Q1はオンオフを繰り返す。ここでチョークコイルL1は約
60μH,チョークコイルL2は約65μH,コンデンサC3は0.07
μF,コンデンサC1は200 μF に選んである。まず電界効
果トランジスタQ1がオンしているときはチョークコイル
L1から，コンデンサC3とチョークコイルL3とからなる並
列共振回路ＺLCを充電する電流がダイオードD4を通して
流れる。この電流は並列共振回路ＺLCの端子電圧がコン
デンサC1の電圧に達するまでの期間流れて，これらチョ
ークコイルL1と並列共振回路ＺLCにはエネルギーが蓄積
される。つぎに電界効果トランジスタQ1がオフしたとき
にはチョークコイルL1に蓄えられた電流エネルギーはダ
イオードD1をとおしてコンデンサC1を充電する。コンデ
ンサC1の静電容量は十分大きい値であるので，定常状態
ではほぼ一定の直流電圧Ebを保つ。入力交流電流は必ず
チョークコイルL1を経由するので，電流は連続する。並
列共振回路ＺLCはダイオードD4が遮断することにより自
由振動による電流が流れ続け極性が反転して，次のサイ
クルでは同じ初期状態から動作が開始する。
すなわち入力の商用交流電源Ei（100V 50Hz)を整流回路
RC1 で整流してチョークコイルL1と，コンデンサC3とチ
ョークコイルL3との並列回路と，ダイオードD4とを経由
して 80kHz乃至120kHzの高周波で電界効果トランジスタ
Q1はオンオフを繰り返す。ここでチョークコイルL1は約
60μH,チョークコイルL2は約65μH,コンデンサC3は0.07
μF,コンデンサC1は200 μF に選んである。まず電界効
果トランジスタQ1がオンしているときはチョークコイル
L1から，コンデンサC3とチョークコイルL3とからなる並
列共振回路ＺLCを充電する電流がダイオードD4を通して
流れる。この電流は並列共振回路ＺLCの端子電圧がコン
デンサC1の電圧に達するまでの期間流れて，これらチョ
ークコイルL1と並列共振回路ＺLCにはエネルギーが蓄積
される。つぎに電界効果トランジスタQ1がオフしたとき
にはチョークコイルL1に蓄えられた電流エネルギーはダ
イオードD1をとおしてコンデンサC1を充電する。コンデ
ンサC1の静電容量は十分大きい値であるので，定常状態
ではほぼ一定の直流電圧Ebを保つ。入力交流電流は必ず
チョークコイルL1を経由するので，電流は連続する。並
列共振回路ＺLCはダイオードD4が遮断することにより自
由振動による電流が流れ続け極性が反転して，次のサイ
クルでは同じ初期状態から動作が開始する。
【０００９】つぎにコンデンサC1のプラス端子は変圧器
Tr1 の１次巻線n1を介して電界効果トランジスタQ1のド
レインに接続される。変圧器Tr1 の２次巻線n2は整流用
のダイオードD2と平滑用のチョークコイルL2とを介して
平滑用のコンデンサC2に接続されるとともに直流出力端
子Y1,Y2 にも接続される。この直流出力端子Y1,Y2 には
検出・比較回路DET1が接続され，その出力はフォトカプ
ラQ2を介して制御回路U1の検出入力端子に接続される。
ここで検出・比較回路DET1は抵抗分圧器と定電圧ダイオ
ードで構成される。そしてフォトカプラQ2は商用交流電
源Eiを絶縁するに充分な耐圧を選定する。
Tr1 の１次巻線n1を介して電界効果トランジスタQ1のド
レインに接続される。変圧器Tr1 の２次巻線n2は整流用
のダイオードD2と平滑用のチョークコイルL2とを介して
平滑用のコンデンサC2に接続されるとともに直流出力端
子Y1,Y2 にも接続される。この直流出力端子Y1,Y2 には
検出・比較回路DET1が接続され，その出力はフォトカプ
ラQ2を介して制御回路U1の検出入力端子に接続される。
ここで検出・比較回路DET1は抵抗分圧器と定電圧ダイオ
ードで構成される。そしてフォトカプラQ2は商用交流電
源Eiを絶縁するに充分な耐圧を選定する。
【００１０】そして変圧器Tr1 の２次巻線n2の他方の端
子と，ダイオードD2とチョークコイルL2との接続点との
間にはフライホイル作用をするダイオードD3が接続され
る。この部分はいわゆるフォワード型コンバータといわ
れる機能である。電界効果トランジスタQ1がオンしてい
るときはコンデンサC1の蓄積電荷が変圧器Tr1 の１次巻
線n1とそれ以降の回路とを通して出力端子に電力を供給
し, 電界効果トランジスタQ1がオフするときは変圧器Tr
1 の１次巻線n1に流れていた電流のエネルギーは第３巻
線n3とダイオードD5の経路で流れて変圧器Tr1 のリセッ
トを行う。
子と，ダイオードD2とチョークコイルL2との接続点との
間にはフライホイル作用をするダイオードD3が接続され
る。この部分はいわゆるフォワード型コンバータといわ
れる機能である。電界効果トランジスタQ1がオンしてい
るときはコンデンサC1の蓄積電荷が変圧器Tr1 の１次巻
線n1とそれ以降の回路とを通して出力端子に電力を供給
し, 電界効果トランジスタQ1がオフするときは変圧器Tr
1 の１次巻線n1に流れていた電流のエネルギーは第３巻
線n3とダイオードD5の経路で流れて変圧器Tr1 のリセッ
トを行う。
【００１１】つぎにシミュレーション波形により動作を
詳細に説明する。ここで，スイッチング周波数は，入力
の商用交流電源Eiの周波数に対して十分高い高周波と仮
定し，電界効果トランジスタQ1の高周波スイッチングの
１周期では入力電圧は一定の直流電圧であるものと見な
して説明する。また，変圧器Tr1 の１次巻線n1と２次巻
線n2との巻数比は１：１とし，平滑用のチョークコイル
L2のインダクタンスは十分大きく，電流源として働き，
出力電圧Ｅo は一定と見なす。
詳細に説明する。ここで，スイッチング周波数は，入力
の商用交流電源Eiの周波数に対して十分高い高周波と仮
定し，電界効果トランジスタQ1の高周波スイッチングの
１周期では入力電圧は一定の直流電圧であるものと見な
して説明する。また，変圧器Tr1 の１次巻線n1と２次巻
線n2との巻数比は１：１とし，平滑用のチョークコイル
L2のインダクタンスは十分大きく，電流源として働き，
出力電圧Ｅo は一定と見なす。
【００１２】代表的な電界効果トランジスタQ1の１周期
間の各部波形は図２に示すようになり，等価回路は図３
に示すように４つの区間毎に大別できる。ここで図２
(a) はチョークコイルL1の電流ＩL1の波形を示し，同
(b) は電界効果トランジスタQ1の電流ＩQ1の波形を示
し，同(c) は電界効果トランジスタQ1の電圧ＶQ1の波形
を示し，同(d) は並列共振回路ＺLCの電流ＩZLC の波形
を示し，同(e) は並列共振回路ＺLCの電圧ＶZLC の波形
を示し，同(f) は変圧器Tr1 の一次巻線n1の電流Ｉn1の
波形を示し，同(g) は変圧器Tr1 の一次巻線n2の電流Ｉ
n2の波形を示す。以下，各区間毎に動作説明を行う。
間の各部波形は図２に示すようになり，等価回路は図３
に示すように４つの区間毎に大別できる。ここで図２
(a) はチョークコイルL1の電流ＩL1の波形を示し，同
(b) は電界効果トランジスタQ1の電流ＩQ1の波形を示
し，同(c) は電界効果トランジスタQ1の電圧ＶQ1の波形
を示し，同(d) は並列共振回路ＺLCの電流ＩZLC の波形
を示し，同(e) は並列共振回路ＺLCの電圧ＶZLC の波形
を示し，同(f) は変圧器Tr1 の一次巻線n1の電流Ｉn1の
波形を示し，同(g) は変圧器Tr1 の一次巻線n2の電流Ｉ
n2の波形を示す。以下，各区間毎に動作説明を行う。
【００１３】区間１（０≦ｔ＜τ1 ）： 図１におい
て，コンデンサC1は，昇圧電圧Ｅb に，並列共振回路Ｚ
LCは負の電位にそれぞれ充電されているとする。時刻０
で，スイッチング素子である電界効果トランジスタQ1を
オンさせると，それまでEi→L1→D1→C1→Eiの閉ループ
に流れていた入力電流ＩL1は，並列共振回路ＺLCおよび
ダイオードD4を通して電界効果トランジスタQ1に流れ込
む。同時に変圧器Tr1 の１次巻線n1にはコンデンサC1の
電圧Ｅb が印加され，変圧器Tr1 の２次巻線n2に電圧が
発生する。したがって，平滑用チョークコイルL2に流れ
ていた電流は全て２次巻線n2へ転流し，変圧器Tr1 の１
次巻線n1の電流は時刻０でフライホイール・ダイオード
D3に流れていた電流のステップ変化となる。また，電界
効果トランジスタQ1の電流ＩQ1は１次巻線n1の電流Ｉn1
と，並列共振回路ＺLCに流れ込むＩZLC との和になる。
て，コンデンサC1は，昇圧電圧Ｅb に，並列共振回路Ｚ
LCは負の電位にそれぞれ充電されているとする。時刻０
で，スイッチング素子である電界効果トランジスタQ1を
オンさせると，それまでEi→L1→D1→C1→Eiの閉ループ
に流れていた入力電流ＩL1は，並列共振回路ＺLCおよび
ダイオードD4を通して電界効果トランジスタQ1に流れ込
む。同時に変圧器Tr1 の１次巻線n1にはコンデンサC1の
電圧Ｅb が印加され，変圧器Tr1 の２次巻線n2に電圧が
発生する。したがって，平滑用チョークコイルL2に流れ
ていた電流は全て２次巻線n2へ転流し，変圧器Tr1 の１
次巻線n1の電流は時刻０でフライホイール・ダイオード
D3に流れていた電流のステップ変化となる。また，電界
効果トランジスタQ1の電流ＩQ1は１次巻線n1の電流Ｉn1
と，並列共振回路ＺLCに流れ込むＩZLC との和になる。
【００１４】区間２（τ1 ≦ｔ＜τ2 ）： 時刻τ
1 で，並列共振回路ＺLCの両端電圧ＶZLC がコンデンサ
C1の電圧Ｅb に等しくなると，並列共振回路ＺLCに流れ
ていた入力電流すなわちチョークコイルL1の電流ＩL1は
ダイオードD1を介してコンデンサC1に転流する。したが
って，電界効果トランジスタQ1の電流ＩQ1はＩZLC の成
分がなくなり，図２(b) に示すようにＩn1のみが引き続
き流れる。並列共振回路ＺLC内は，ダイオードD4が時刻
τ1 で電流を遮断することにより，自由振動による電流
が流れ続け，図２(e) に示すように並列共振回路ＺLCの
両端電圧ＶZLCはさらに上昇を続ける。チョークコイルL
1の電流ＩL1は図２(a) に示すようにコンデンサC1への
放電のため減少し始める。並列共振回路ＺLC内の振動電
流がゼロとなる時点で，並列共振回路ＺLCの両端電圧Ｖ
ZLC は最大となるが，ダイオードD4が電流を遮断し続け
ることにより，自由振動は継続し，コンデンサC3は負方
向に充電される。出力へは，コンデンサC1より変圧器Tr
1 を介して出力電流ＩO の供給を続ける。
1 で，並列共振回路ＺLCの両端電圧ＶZLC がコンデンサ
C1の電圧Ｅb に等しくなると，並列共振回路ＺLCに流れ
ていた入力電流すなわちチョークコイルL1の電流ＩL1は
ダイオードD1を介してコンデンサC1に転流する。したが
って，電界効果トランジスタQ1の電流ＩQ1はＩZLC の成
分がなくなり，図２(b) に示すようにＩn1のみが引き続
き流れる。並列共振回路ＺLC内は，ダイオードD4が時刻
τ1 で電流を遮断することにより，自由振動による電流
が流れ続け，図２(e) に示すように並列共振回路ＺLCの
両端電圧ＶZLCはさらに上昇を続ける。チョークコイルL
1の電流ＩL1は図２(a) に示すようにコンデンサC1への
放電のため減少し始める。並列共振回路ＺLC内の振動電
流がゼロとなる時点で，並列共振回路ＺLCの両端電圧Ｖ
ZLC は最大となるが，ダイオードD4が電流を遮断し続け
ることにより，自由振動は継続し，コンデンサC3は負方
向に充電される。出力へは，コンデンサC1より変圧器Tr
1 を介して出力電流ＩO の供給を続ける。
【００１５】区間３（τ2 ≦ｔ＜τ3 ）： 時刻τ
2 で，制御回路U1からのパルス幅変調の制御信号により
電界効果トランジスタQ1をオフさせると，１次巻線n1の
電流Ｉn1は図２(f) に示すように遮断され，その巻線間
電圧の極性が反転する。そのため，２次巻線n2の巻線電
流Ｉn2はダイオードD2により遮断され（図２(g) 参
照），チョークコイルL2の電流はダイオードD3を介して
流れ続ける。変圧器Tr1 の励磁エネルギーはリセット用
の巻線n3からn3→C1→D5→n3の閉ループにより放出され
る。また，並列共振回路ＺLC内は引き続き自由振動によ
る電流が流れ続け，入力電流すなわちチョークコイルL1
の電流ＩL1も図２(a) に示すように減少しながらコンデ
ンサC1に流れ続ける。
2 で，制御回路U1からのパルス幅変調の制御信号により
電界効果トランジスタQ1をオフさせると，１次巻線n1の
電流Ｉn1は図２(f) に示すように遮断され，その巻線間
電圧の極性が反転する。そのため，２次巻線n2の巻線電
流Ｉn2はダイオードD2により遮断され（図２(g) 参
照），チョークコイルL2の電流はダイオードD3を介して
流れ続ける。変圧器Tr1 の励磁エネルギーはリセット用
の巻線n3からn3→C1→D5→n3の閉ループにより放出され
る。また，並列共振回路ＺLC内は引き続き自由振動によ
る電流が流れ続け，入力電流すなわちチョークコイルL1
の電流ＩL1も図２(a) に示すように減少しながらコンデ
ンサC1に流れ続ける。
【００１６】区間４（τ3 ≦ｔ＜Ｔ）： 時刻τ3 で，
並列共振回路ＺLCの両端電圧ＶZLCが変圧器Tr1 の１次
巻線n1の巻線電圧よりも低くなるとダイオードD4は導通
し，ＺLC→D4→n1→D1→ＺLCの閉ループにＶZLC の変化
と共に電流が流れ始める。電界効果トランジスタQ1の電
圧ＶQ1は，Eb−ＶZLC （ＶZLC は負の電位）となる。時
刻Ｔで，再び電界効果トランジスタQ1はオンし時刻０か
らの動作を繰り返す。
並列共振回路ＺLCの両端電圧ＶZLCが変圧器Tr1 の１次
巻線n1の巻線電圧よりも低くなるとダイオードD4は導通
し，ＺLC→D4→n1→D1→ＺLCの閉ループにＶZLC の変化
と共に電流が流れ始める。電界効果トランジスタQ1の電
圧ＶQ1は，Eb−ＶZLC （ＶZLC は負の電位）となる。時
刻Ｔで，再び電界効果トランジスタQ1はオンし時刻０か
らの動作を繰り返す。
【００１７】以上の説明では入力電圧は一定の直流電圧
であるものと仮定して説明してきたが，つぎに商用交流
電源１周期における波形および動作について説明する。
本回路の前段部分はいわゆる昇圧チョッパ回路を構成し
ており，交流入力電圧の瞬時値が高く，チョークコイル
L1がカット・オフしない範囲では，入力電流は連続して
流れる。時刻０〜τ1 では，入力電流は電界効果トラン
ジスタQ1のオン期間で並列共振回路ＺLCをコンデンサC1
の電圧Ebまで充電しながらチョークコイルL1にエネルギ
ーを蓄える。並列共振回路ＺLCをEbに充電後，および電
界効果トランジスタQ1のオフ時に，チョークコイルL1に
蓄えられたエネルギーと入力電圧との和でコンデンサC1
を充電する。
であるものと仮定して説明してきたが，つぎに商用交流
電源１周期における波形および動作について説明する。
本回路の前段部分はいわゆる昇圧チョッパ回路を構成し
ており，交流入力電圧の瞬時値が高く，チョークコイル
L1がカット・オフしない範囲では，入力電流は連続して
流れる。時刻０〜τ1 では，入力電流は電界効果トラン
ジスタQ1のオン期間で並列共振回路ＺLCをコンデンサC1
の電圧Ebまで充電しながらチョークコイルL1にエネルギ
ーを蓄える。並列共振回路ＺLCをEbに充電後，および電
界効果トランジスタQ1のオフ時に，チョークコイルL1に
蓄えられたエネルギーと入力電圧との和でコンデンサC1
を充電する。
【００１８】ここで，交流入力電圧の瞬時値が比較的高
い区間では，電界効果トランジスタQ1のオン時に並列共
振回路ＺLCをコンデンサC1の電圧Ebまで充電するため，
入力電圧の瞬時値の変化に対して共振回路ＺLCへの充電
エネルギーは一定となり，チョークコイルL1に蓄えられ
るエネルギーも一定になる。また，交流入力電圧の瞬時
値が比較的低い区間では，並列共振回路ＺLCをEbまで充
電する前に電界効果トランジスタQ1がオフとなるため，
並列共振回路ＺLCへの充電エネルギーは入力電圧の瞬時
値が低くなる程減少する。
い区間では，電界効果トランジスタQ1のオン時に並列共
振回路ＺLCをコンデンサC1の電圧Ebまで充電するため，
入力電圧の瞬時値の変化に対して共振回路ＺLCへの充電
エネルギーは一定となり，チョークコイルL1に蓄えられ
るエネルギーも一定になる。また，交流入力電圧の瞬時
値が比較的低い区間では，並列共振回路ＺLCをEbまで充
電する前に電界効果トランジスタQ1がオフとなるため，
並列共振回路ＺLCへの充電エネルギーは入力電圧の瞬時
値が低くなる程減少する。
【００１９】一方，時刻τ1 〜ＴのチョークコイルL1の
リセット区間では，全範囲において入力電圧eiとコンデ
ンサC1の電圧Ebとの電圧差（Eb−ei）でリセット量が決
まるため，入力電圧の瞬時値が低い程，入力電流は減少
する。したがって，商用交流電源Eiの周波数の１周期間
における入力電流のシミュレーション波形は図４とな
る。この波形は力率0.98程度に対応する。
リセット区間では，全範囲において入力電圧eiとコンデ
ンサC1の電圧Ebとの電圧差（Eb−ei）でリセット量が決
まるため，入力電圧の瞬時値が低い程，入力電流は減少
する。したがって，商用交流電源Eiの周波数の１周期間
における入力電流のシミュレーション波形は図４とな
る。この波形は力率0.98程度に対応する。
【００２０】ここで負荷変動に対する，チョッパー出力
コンデンサC1の電圧値Ebの変化特性について説明する。
本回路では，スイッチング素子の電界効果トランジスタ
Q1の時比率は出力電圧安定化制御でのみ決定されるた
め，軽負荷時においても，同じ時比率のためコンデンサ
C1の電圧値Ebは上昇してしまう。しかし，このコンデン
サC1の電圧値Ebは，機能上本回路後段に形成されたフォ
ワード・コンバータの入力電圧となるため，電界効果ト
ランジスタQ1の時比率は小さくなる。一方，並列共振回
路ＺLCの共振周波数は一定のため，電界効果トランジス
タQ1の時比率が小さくなったことにより，共振電流の振
動幅が減少し，チョークコイルL1の蓄積エネルギーも減
少する。また，チョークコイルL1のリセット区間では，
コンデンサC1の電圧値Ebが上昇することにより，入力電
流の減少率が増大する。したがって軽負荷時における，
チョッパー出力コンデンサC1の電圧値Ebの上昇率を抑え
ることができる。
コンデンサC1の電圧値Ebの変化特性について説明する。
本回路では，スイッチング素子の電界効果トランジスタ
Q1の時比率は出力電圧安定化制御でのみ決定されるた
め，軽負荷時においても，同じ時比率のためコンデンサ
C1の電圧値Ebは上昇してしまう。しかし，このコンデン
サC1の電圧値Ebは，機能上本回路後段に形成されたフォ
ワード・コンバータの入力電圧となるため，電界効果ト
ランジスタQ1の時比率は小さくなる。一方，並列共振回
路ＺLCの共振周波数は一定のため，電界効果トランジス
タQ1の時比率が小さくなったことにより，共振電流の振
動幅が減少し，チョークコイルL1の蓄積エネルギーも減
少する。また，チョークコイルL1のリセット区間では，
コンデンサC1の電圧値Ebが上昇することにより，入力電
流の減少率が増大する。したがって軽負荷時における，
チョッパー出力コンデンサC1の電圧値Ebの上昇率を抑え
ることができる。
【００２１】次に商用交流電源Eiの実効値の変動および
負荷の変動に対して，チョッパー出力コンデンサC1の電
圧値Ebの変動率を制御する第２の手段としては，チョッ
パー動作としての回路への充電回数の変化を利用する手
段がある。この充電回数を変化させるためには，スイッ
チング素子たるQ1の駆動周波数を変化させる。そのため
の構成として，平滑用のコンデンサC1の端子電圧が検出
・比較回路DET2の入力端子に接続されて，その中ではコ
ンデンサC1の端子電圧を基準電圧と比較してその誤差電
圧が増幅して出力され，これが抵抗器R1を介して制御回
路U1の端子６に送られ，制御回路U1の内部発振周波数が
変化する。この第２の手段によれば，平滑用コンデンサ
C1の電圧の上昇に応じて制御回路U1の内部発振周波数が
低くなり，発振周波数の１周期中に並列共振回路ＺLCに
蓄えられるエネルギーは，入力の商用交流電源Eiの平均
値電圧の変動にはほぼ無関係に一定のため，入力の商用
交流電源Eiの１周期中のチョークコイルL1の蓄積エネル
ギーは減少する。これによりチョークコイルL1からコン
デンサC1への放電エネルギー量が減少し，コンデンサC1
の電圧上昇を抑制する。尚，周波数を変化させる場合
に，オン・オフ比率を一定に保ちながら制御することに
より，このコンバータの出力端子Y1,Y2 の電圧は一定に
保たれる。
負荷の変動に対して，チョッパー出力コンデンサC1の電
圧値Ebの変動率を制御する第２の手段としては，チョッ
パー動作としての回路への充電回数の変化を利用する手
段がある。この充電回数を変化させるためには，スイッ
チング素子たるQ1の駆動周波数を変化させる。そのため
の構成として，平滑用のコンデンサC1の端子電圧が検出
・比較回路DET2の入力端子に接続されて，その中ではコ
ンデンサC1の端子電圧を基準電圧と比較してその誤差電
圧が増幅して出力され，これが抵抗器R1を介して制御回
路U1の端子６に送られ，制御回路U1の内部発振周波数が
変化する。この第２の手段によれば，平滑用コンデンサ
C1の電圧の上昇に応じて制御回路U1の内部発振周波数が
低くなり，発振周波数の１周期中に並列共振回路ＺLCに
蓄えられるエネルギーは，入力の商用交流電源Eiの平均
値電圧の変動にはほぼ無関係に一定のため，入力の商用
交流電源Eiの１周期中のチョークコイルL1の蓄積エネル
ギーは減少する。これによりチョークコイルL1からコン
デンサC1への放電エネルギー量が減少し，コンデンサC1
の電圧上昇を抑制する。尚，周波数を変化させる場合
に，オン・オフ比率を一定に保ちながら制御することに
より，このコンバータの出力端子Y1,Y2 の電圧は一定に
保たれる。
【００２２】いずれの手段によっても平滑用コンデンサ
の充電エネルギーの過不足をさらに補正するよう作用
し，したがって入力交流電流の歪みを少なくするよう働
く。この実施例においては，これら第１の手段と第２の
手段の両方を備えているが，どちらか一方の手段でも当
然作用するものである。
の充電エネルギーの過不足をさらに補正するよう作用
し，したがって入力交流電流の歪みを少なくするよう働
く。この実施例においては，これら第１の手段と第２の
手段の両方を備えているが，どちらか一方の手段でも当
然作用するものである。
【００２３】検出・比較回路DET1の接続場所は必ずしも
出力端子に限らず，遠隔地の負荷の両端に直接接続する
方法がある。あるいは変圧器Tr1 に電圧検出用の巻線を
設けて出力電圧を検出することができる。また変圧器Tr
1 に複数の２次巻線を設けてそれぞれに整流・平滑回路
と出力端子を設けることもできる。
出力端子に限らず，遠隔地の負荷の両端に直接接続する
方法がある。あるいは変圧器Tr1 に電圧検出用の巻線を
設けて出力電圧を検出することができる。また変圧器Tr
1 に複数の２次巻線を設けてそれぞれに整流・平滑回路
と出力端子を設けることもできる。
【００２４】チョッパー動作としての回路への充電回数
の変化をさせる手段として，上記の構成以外に，以下の
方法がある。すなわち整流回路RC1 の出力端子に抵抗器
分圧器を接続し，この分圧電圧をダイオードで整流し
て，コンデンサと抵抗器による回路を経ることにより，
商用交流電源Eiの平均値信号を得て，この平均値信号を
制御回路U1の端子６に供給する。商用交流電源Eiの平均
値信号により制御回路U1の内部発振周波数が変化する。
この第３の手段によれば，入力電圧の平均値の上昇に応
じてスイッチング素子の電界効果トランジスタQ1のオン
オフ駆動信号が逓減するので，結局はチョッパー動作と
しての回路の電圧をほぼ一定に保つよう作用する。
の変化をさせる手段として，上記の構成以外に，以下の
方法がある。すなわち整流回路RC1 の出力端子に抵抗器
分圧器を接続し，この分圧電圧をダイオードで整流し
て，コンデンサと抵抗器による回路を経ることにより，
商用交流電源Eiの平均値信号を得て，この平均値信号を
制御回路U1の端子６に供給する。商用交流電源Eiの平均
値信号により制御回路U1の内部発振周波数が変化する。
この第３の手段によれば，入力電圧の平均値の上昇に応
じてスイッチング素子の電界効果トランジスタQ1のオン
オフ駆動信号が逓減するので，結局はチョッパー動作と
しての回路の電圧をほぼ一定に保つよう作用する。
【００２５】
【第２の実施例】図５は本発明の第２の実施例の部分図
を示す。この実施例は図１に示す実施例と同様の構成で
あるが，構成上の相違点としては，変圧器Tr1 の接続極
性が図１の場合と逆極性になる点，２次側の整流回路が
ダイオードD2とコンデンサC2のみからなる半波整流回路
である点，および変圧器Tr1 の１次巻線n1に直列にダイ
オードD6が図示の極性で設けられている点である。そし
てこの構成上の相違点は，動作としては，コンバータ動
作の部分がいわゆるフォワード型からフライバック型に
置き換えられて対応する。それ以外の本発明の目的とす
る高力率を得る点については共通である。
を示す。この実施例は図１に示す実施例と同様の構成で
あるが，構成上の相違点としては，変圧器Tr1 の接続極
性が図１の場合と逆極性になる点，２次側の整流回路が
ダイオードD2とコンデンサC2のみからなる半波整流回路
である点，および変圧器Tr1 の１次巻線n1に直列にダイ
オードD6が図示の極性で設けられている点である。そし
てこの構成上の相違点は，動作としては，コンバータ動
作の部分がいわゆるフォワード型からフライバック型に
置き換えられて対応する。それ以外の本発明の目的とす
る高力率を得る点については共通である。
【００２６】この第２の実施例におけるダイオードD6は
必須の構成要素ではないので省くこともできるが，好ま
しい動作をさせるためにはダイオードD6は有効である。
一方，第１の実施例にはおいてはダイオードD6に相当す
る部品はないが，これに相当する構成要素を含んでも基
本的動作には変化ない。
必須の構成要素ではないので省くこともできるが，好ま
しい動作をさせるためにはダイオードD6は有効である。
一方，第１の実施例にはおいてはダイオードD6に相当す
る部品はないが，これに相当する構成要素を含んでも基
本的動作には変化ない。
【００２７】以上説明した実施例においては，スイッチ
ング素子として電界効果トランジスタを用いているが，
本発明においては当然バイポーラトランジスタ等の他の
スイッチング素子を使用することもできる。
ング素子として電界効果トランジスタを用いているが，
本発明においては当然バイポーラトランジスタ等の他の
スイッチング素子を使用することもできる。
【００２８】
【発明の効果】本発明は以上述べたような特徴を有し，
一つのスイッチング素子で出力電圧の安定化制御を行う
と同時に，交流入力電流の波形の改善ができ，力率は0.
98程度まで向上させることができる。またスイッチング
素子が一つであるので，従来の前置コンバータを設けた
場合に起こりうる相互干渉は存在しない。そして一次側
の電圧上昇を比較的低く抑制できるので，耐圧の低いコ
ンデンサ，スイッチング素子を用いることができ，経済
性が備わっている。以上述べたように本発明に係るＡＣ
／ＤＣコンバータは簡素な構成であって，小型軽量，高
力率，高効率の効果を有するものである。
一つのスイッチング素子で出力電圧の安定化制御を行う
と同時に，交流入力電流の波形の改善ができ，力率は0.
98程度まで向上させることができる。またスイッチング
素子が一つであるので，従来の前置コンバータを設けた
場合に起こりうる相互干渉は存在しない。そして一次側
の電圧上昇を比較的低く抑制できるので，耐圧の低いコ
ンデンサ，スイッチング素子を用いることができ，経済
性が備わっている。以上述べたように本発明に係るＡＣ
／ＤＣコンバータは簡素な構成であって，小型軽量，高
力率，高効率の効果を有するものである。
【図１】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの第１の
実施例の構成を示す図である。
実施例の構成を示す図である。
【図２】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの動作を
説明するための波形図である。
説明するための波形図である。
【図３】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの区間毎
の等価回路である。
の等価回路である。
【図４】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの交流入
力電流波形図である。
力電流波形図である。
【図５】本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータの第２の
実施例の構成を示す部分図である。
実施例の構成を示す部分図である。
【図６】従来のＡＣ／ＤＣコンバータの構成の一例を示
す図である。
す図である。
【図７】従来のＡＣ／ＤＣコンバータの交流入力電流波
形図である。
形図である。
Co,C1,C2,C3 …コンデンサ D1,D2,D3,D4 …ダイオ
ード DET1,DET2 …比較検出回路 Ei…商用交流電源 L1,L2,L3 …チョークコイル ＺLC…並列共振回路 Q1…電界効果トランジスタ Q2…フォトカプラ Ro,R1 …抵抗器 RC1,RC2 …整流回路 Tr1 …変圧器 U1…制御回路 X1,X2 …入力端子 Y1,Y2 …出力端子
ード DET1,DET2 …比較検出回路 Ei…商用交流電源 L1,L2,L3 …チョークコイル ＺLC…並列共振回路 Q1…電界効果トランジスタ Q2…フォトカプラ Ro,R1 …抵抗器 RC1,RC2 …整流回路 Tr1 …変圧器 U1…制御回路 X1,X2 …入力端子 Y1,Y2 …出力端子
Claims (6)
- 【請求項１】商用交流電源に接続されるべき一対の入力
端子と, 一対の交流入力端子と一対の直流出力端子とを備えたブ
リッジ型の整流回路であって，その整流回路の交流入力
端子が前記一対の入力端子に接続されるブリッジ型の整
流回路と， このブリッジ型の整流回路の出力端子に接続される，互
いに直列接続されたチョークコイルとダイオードとコン
デンサと， 前記商用交流電源の周波数に比較して十分高い周波数の
オンオフ駆動信号を発生する制御回路と， 一対の主電極と制御端子とを備えたスイッチング素子で
あって，その制御端子が前記制御回路によってオンオフ
駆動されるとともに，その主電極の一端は，第２のコン
デンサと第２のチョークコイルとからなる並列回路と第
２のダイオードとの直列回路を介して，前記チョークコ
イルと前記ダイオードとの接続点に接続され，主電極の
他の一端は前記コンデンサの一端に接続されるスイッチ
ング素子と， 少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えた変圧器であっ
て，その１次巻線が前記コンデンサと前記ダイオードと
の接続点と前記スイッチング素子の主電極との間に接続
される変圧器と， この変圧器の２次巻線に接続された整流手段と， この整流手段に接続された出力端子とからなるＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項２】商用交流電源に接続されるべき一対の入力
端子と, 一対の交流入力端子と一対の直流出力端子とを備えたブ
リッジ型の整流回路であって，その整流回路の交流入力
端子が前記一対の入力端子に接続されるブリッジ型の整
流回路と， このブリッジ型の整流回路の出力端子に接続される，互
いに直列接続されたチョークコイルとダイオードとコン
デンサと， 前記商用交流電源の周波数に比較して十分高い周波数で
あって，前記コンデンサの端子電圧の上昇に応じて低く
なる周波数のオンオフ駆動信号を発生する制御回路と， 一対の主電極と制御端子とを備えたスイッチング素子で
あって，その制御端子が前記制御回路によってオンオフ
駆動されるとともに，その主電極の一端は，第２のコン
デンサと第２のチョークコイルとからなる並列回路と第
２のダイオードとの直列回路を介して，前記チョークコ
イルと前記ダイオードとの接続点に接続され，主電極の
他の一端は前記コンデンサの一端に接続されるスイッチ
ング素子と， 少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えた変圧器であっ
て，その１次巻線が前記コンデンサと前記ダイオードと
の接続点と前記スイッチング素子の主電極との間に接続
される変圧器と， この変圧器の２次巻線に接続された整流手段と， この整流手段に接続された出力端子とからなるＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項３】請求項２において， 前記商用交流電源の周波数に比較して十分高い周波数で
あって，前記コンデンサの端子電圧の上昇に応じて低く
なる周波数のオンオフ駆動信号を発生する制御回路に代
えて， 前記商用交流電源の周波数に比較して十分高い周波数で
あって，入力電圧の平均値の上昇に応じて逓減する周波
数のオンオフ駆動信号を発する制御回路を有することを
特徴とする請求項２記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】前記変圧器の２次巻線に接続された整流手
段が，前記スイッチング素子のオン時に対応してエネル
ギー伝達することを特徴とする請求項１または請求項２
または請求項３記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】前記変圧器の２次巻線に接続された整流手
段が，前記スイッチング素子のオフ時に対応してエネル
ギー伝達することを特徴とする請求項１または請求項２
または請求項３記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】前記変圧器の１次巻線に直列にダイオード
が接続されることを特徴とする請求項１または請求項２
または請求項３または請求項４または請求項５記載のＡ
Ｃ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06924093A JP3194550B2 (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06924093A JP3194550B2 (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06261543A true JPH06261543A (ja) | 1994-09-16 |
| JP3194550B2 JP3194550B2 (ja) | 2001-07-30 |
Family
ID=13397037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06924093A Expired - Lifetime JP3194550B2 (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3194550B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102064722A (zh) * | 2010-08-13 | 2011-05-18 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 单级交流/直流变换器 |
| WO2019159902A1 (ja) * | 2018-02-14 | 2019-08-22 | 日本電産株式会社 | 電力変換回路、ｄｃ－ｄｃコンバータ、及びａｃ－ｄｃコンバータ |
-
1993
- 1993-03-04 JP JP06924093A patent/JP3194550B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102064722A (zh) * | 2010-08-13 | 2011-05-18 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 单级交流/直流变换器 |
| WO2019159902A1 (ja) * | 2018-02-14 | 2019-08-22 | 日本電産株式会社 | 電力変換回路、ｄｃ－ｄｃコンバータ、及びａｃ－ｄｃコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3194550B2 (ja) | 2001-07-30 |
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