KR20010112593A - 복합공진 디시-디시컨버터와 복수의 주파수 영역에서구동되는 고전압발생회로 - Google Patents

복합공진 디시-디시컨버터와 복수의 주파수 영역에서구동되는 고전압발생회로 Download PDF

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KR20010112593A
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타카하마마사노부
나가하라키요카즈
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이데이 노부유끼
소니 가부시끼 가이샤
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Abstract

DC-DC컨버터는 한 쌍의 스위칭장치나 또는 트랜지스터를 갖는 스위칭유니트와, 커패시터, 인덕터 및, 인덕터로서 기능을 하는 컨버터변압기의 1차코일로 구성되는 공진회로와, 2차측의 부하에 연결되는 평활정류회로와, 출력전압에 대한 오차증폭기와, 오차전압에 따라 스위칭주파수를 변화시키기 위한 가변발진기를 포함한다. 가변 발진기회로의 출력이 평활정류회로로부터 안정된 출력전압을 제공하기 위해 스위칭장치에 공급된다. 경부하 동안의 스위칭주파수는 2차코일의 인덕턴스와 권선간 커패시턴스에 의해 주로 정의되는 공진주파수보다 더 큰 주파수에서 설정된다. 경부하 동안에 출력전압을 안정시키기 위한 스위칭주파수는 중부하 동안의 그것보다 훨씬 더 높으며, 경부하 동안의 여기전류성분을 상당히 감소시켜 경부하 동안에 에너지변환효율을 향상시킨다.

Description

복합공진 디시-디시컨버터와 복수의 주파수 영역에서 구동되는 고전압발생회로{Complex resonant DC-DC converter and high voltage generating circuit driven in a plurality of frequency region}
본 발명은 일반적으로 음극선관(CRTs)의 고전압발생회로를 통합한 브리지DC-DC컨버터에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 경부하(light loading)시 출력전압을 안정화시키기 위한 스위칭주파수가, 컨버터변압기의 1차코일의 인덕턴스와 2차코일의 권선간 커패시턴스로서 정의되는, 공진주파수 보다 큰 주파수에서 설정되어, 경부하시의 스위칭주파수가 중부하(heavy loading)시의 그것보다 상당히 높도록 될 수 있고, 그것에 의해 1차코일로 흐르는 여기전류성분이 경부하시에 에너지변환효율을 현저히 향상시키도록 감소되는, 브리지DC-DC컨버터에 관한 것이다.
최근에, 음극선관(CRT)의 양극에 가해지는 고전압을 발생하기 위한 고전압발생회로로서, 스위칭주파수로서 수평주사주파수와 비동기인 주파수를 사용하는 비동기의 고전압발생회로를 사용하기 위해 시도들이 행해져 왔다.
이것은 수평주사 주파수보다 훨씬 높은 스위칭주파수를 사용하는 비동기의 고전압발생회로가 수평주사 주파수와 동기의 스위칭주파수를 사용하는 고전압발생회로와 비교하여 몇몇의 장점들을 가지기 때문이다. 즉, 비동기의 고전압발생회로를 구성하는 회로성분이 간결하게 될 수 있고, 전체회로의 비용이 감소될 수 있다. 게다가, 스위칭주파수가 높을수록, 필요한 여기전류가 낮아진다. 그러므로, 에너지변환효율이 향상될 수 있다.
그러한 비동기의 고전압발생회로는 종종, 예를 들어, 반(half)브리지DC-DC컨버터에 의해 실현된다. 도 6은 반브리지DC-DC컨버터(10)의 개념적 구성을 나타낸다. DC전원(12)이 한 쌍의 스위칭장치를 갖는 스위칭유니트(14)에 접속되고, 스위칭유니트(14)는 커패시터(Cr), 인덕터(Lr)와, 공진회로(20)를 형성하는, 변압기(22)의 1차코일(22a)로 구성되는 직렬회로에 접속된다.
변압기(22)의 2차코일(22b)은 평활정류회로(24)를 거쳐서 부하(26)에 접속된다. 그 부하(26)는 CRT일 수 있다. 그 부하(26)가 CRT일 때, 평활정류회로(24)는, 20∼30kV 정도의 고전압이 CRT의 양극단자에 인가되는, 전압 증배기(multiplier) 정류회로에 의해 실현된다.
고출력전압이 오차검출기(28)에 공급되고, 거기서 기준전압과 비교되고 오차전압에 응한 발진주파수를 출력하기 위해 오차전압은 스위칭신호로서 가변발진기(30)에 공급된다. 발진주파수는 드라이버(32)를 거쳐서 스위칭유니트(14)에 공급된다. 그러므로, 부하에 따라 가변 되도록 된 스위칭주파수는 안정화된 출력전압을 얻는다.
이 구성에서는, 공진회로(20)의 공진은 소정의 고출력전압(HV)을 제공하기 위해 전자기에너지를 변압기(22)의 2차측에 전달하는데 이용된다. 여기서, 1차코일(22a)에 있는 2차코일(22b)의 권선간 커패시턴스(Cs)는 1차코일(22a)에 병렬로 된다. 1차측에 있는 권선간 커패시턴스는 도 6에서 Cp로 나타낸다.
권선간 커패시턴스(Cs)가 1차측에 있을 때 공진특성과 스위칭주파수의 관계는 도 7에 나타나 있다. 도 6에서와 같이, 권선간 커패시턴스(Cs)를 고려하면, 공진회로(20)는 커패시터(Cr), 인덕터(Lr)와, 1차코일(22a)의 인덕턴스(Lp)로 이루어지는 직렬공진부가 인덕터(Lr), 인덕턴스(Lp)와, 커패시터(Cp)로 이루어지는 병렬공진부와 겸한 복합공진회로로 된다.
공진특성은 직렬공진부에 의해 제공된 제 1피크, 즉, 직렬공진점(Ps)을 갖는 공진곡선이, 병렬공진부에 의해 제공된 제 2피크, 즉, 병렬공진점(Pp)을 갖는 공진곡선과 결합된다는 것이다. 부하(26)가 경부하일 때 고출력전압 프로파일이 더 높고, 반면에 부하가 중부하일 때 고출력전압 프로파일이 더 낮아서, 그러므로, 부하, 즉, 중부하인지 혹은 경부하인지에 따라 다른 공진특성을 제공한다. 즉, 경부하 동안의 공진특성은 곡선(La)으로 나타내고, 반면에 중부하 동안의 공진특성은 곡선(Lb)으로 나타낸다. 공진곡선은 부하값에 따라 La와 Lb 사이에서 변화하고, 그것에 의해 안정된 출력전압을 제공한다.
만일 안정화를 위한 전압이 도 7에 나타낸 바와 같이 결정되면, 그러면, 소정의 전압에 대응하는 스위칭주파수(f2,f4)가, 각각, 직렬공진주파수(fs)보다 높고 병렬공진주파수(fp)보다 낮은 주파수 영역과, 병렬공진주파수보다 높은 주파수 영역에서 경부하동안 얻어진다. 스위칭주파수(f1,f3)는, 각각, 전자와 후자의 주파수 영역에서 중부하 동안 얻어진다.
반브리지DC-DC컨버터(10)의 스위칭주파수는 일반적으로 직렬공진점(Ps)에 대응하는 공진주파수(fs)보다 더 높게 설정된다. 이 경우에는, 그러므로, f1∼f2 범위의 주파수영역(Wa)이나 또는 f3∼f4 범위의 주파수영역(Wb) 중 어느 한쪽의 범위 내에서 선택된다. 예를 들어, 스위칭주파수는 주파수영역(Wa) 내로 되도록 선택된다.
도 6에 나타낸 공진회로(20)의 공진커패시터(Cr)와 공진인덕터(Lr)로 흐르는 전류는 2차측에 전달된 전류성분과 1차코일에만 흐르는 전류성분, 즉, 여기전류성분의 결합이다. 여기전류성분은 전자기에너지 전달에 기여하지 않는 전류성분이다. 스위칭주파수를 낮출 수록, 여기전류성분의 진폭이 높아지고, 따라서 관련 기술에 알려진 바와 같이 에너지 소실이 증가한다.
도 7에 도시된 바와 같이, 종래의 DC-DC컨버터(10)에서는, 스위칭주파수가 직렬공진주파수(fs)보다 더 높은 주파수영역(Wa)에서 실시 가능하다. 여기서, 경부하 동안의 스위칭주파수(f2)와 중부하 동안의 스위칭주파수(f1) 사이에는 근소한 차이만 있을 뿐이다.
특히, 예를 들어, 만일 필요한 고출력전압이 32kV이면, 이 전압은 안정화를 위한 소정의 전압에 부합하고, 거기서 2차코일(22b)의 감은수가 500T에서 설정될 때, 컨버터변압기(22)에서 1차코일(22a)의 감은수는 30T이다. 본 예에서, fs, f1, fp와 f2는 각각 50kHz, 60kHz, 65kHz와, 260kHz이다. 그러므로, 소정의 전압에서 안정화를 제공하기 위한 경부하 동안의 스위칭주파수는, 중부하 동안 60kHz의 스위칭주파수와 상당히 다르지 않은, 65kHz이다.
물론, 만일 희망하는 스위칭주파수가 병렬공진주파수(fp)보다 더 높은 주파수영역(Wb) 내에 있도록 설정되면, 경부하 및 중부하 동안의 스위칭주파수는 상당히 다르지 않다.
경부하 동안의 스위칭주파수가 중부하 동안에 관련하여 높지 않기 때문에, DC-DC컨버터(10)는 큰 여기전류성분으로 구동되고, DC-DC컨버터(10)의 에너지변환효율이 개선되지 않는다는 것에서 문제가 발생한다. 이 문제는 전브리지DC-DC컨버터에서뿐만 아니라 반브리지DC-DC컨버터에서도 발생한다.
따라서, 본 발명의 목적은 특히 경부하 동안 안정된 전압을 제공하기 위한 스위칭주파수가 종래의 것에서의 그것보다 훨씬 높은 현저히 개선된 에너지변환효율을 갖는 브리지 DC-DC컨버터를 제공하는 것이다.
이 때문에, 본 발명의 한 관점에 따르면, 브리지 DC-DC컨버터는 브리지를 형성하기 위해 직렬로 연결된 한 쌍의 스위칭장치를 갖는 스위칭유니트와, 스위칭유니트의 스위칭동작에 의해 1차코일에 제공된 스위칭출력을 2차코일에 전달시키기 위해 소정의 권선비로 감긴 1차코일과 2차코일을 갖는 컨버터변압기와, 스위칭장치 쌍 사이의 노드(node)에 직렬로 연결된 커패시터, 인덕터 및, 인덕터로서 기능하는 1차코일을 가지며 제 1공진주파수에서 공진되는 직렬공진회로와, 적어도 2차코일의 권선간 커패시턴스에 맞먹는 1차코일에서의 등가 커패시턴스와, 1차코일의 인덕턴스를 갖고, 제 1공진주파수보다 더 높은 제 2공진주파수에서 공진되는 병렬공진회로와, 부하에 출력전압을 공급하기 위해 2차코일에 연결된 전압원과, 전압원으로부터 출력된 전압에서의 변화에 따라 스위칭유니트의 스위칭주파수를 변화시키기 위한 스위칭제어유니트를 포함하고, 그것에 의해 고전압원으로부터 안정된 출력전압이 얻어진다.
본 발명의 또 다른 관점에 따르면, 고전압발생회로는 브리지를 형성하기 위해 직렬로 연결된 한 쌍의 스위칭장치를 갖는 스위칭유니트와, 스위칭유니트의 스위칭동작에 의해 1차코일에 제공된 스위칭출력을 복수의 2차코일에 전달시키기 위해 소정의 권선비로 감긴 1차코일과 복수의 2차코일을 갖는 컨버터변압기와, 커패시터, 인덕터 및, 스위칭장치 쌍 사이의 노드에 직렬로 연결된 인덕터로서 기능하는 1차코일을 가지며 스위칭동작에 전류공진을 제공하기 위한 제 1공진주파수에서 공진되는 직렬공진회로와, 적어도 복수의 2차코일의 권선간 커패시턴스의 조합에 맞먹는 1차코일에서 등가 커패시턴스와, 1차코일의 인덕턴스를 갖고, 제 1공진주파수보다 더 높은 제 2공진주파수에서 공진되는 병렬공진회로와, 전압증배기정류회로를 복수의 2차코일의 각각에 연결하여 그것들이 직렬로 연결되게 되고 그래서 부하에 고전압이 공급되도록 하기 위한 고전압원과, 고전압원으로부터 출력된 고전압에서의 변화에 따라 스위칭유니트의 스위칭주파수를 변화시키기 위한 스위칭제어유니트를 포함하고, 그것에 의해 고전압출력이 안정된다.
가급적이면, 중부하 동안에 스위칭주파수가 직렬공진주파수로부터 병렬공진주파수까지의 범위로 되고, 경부하 동안에 병렬공진주파수를 초과하도록 2차코일에 대한 1차코일의 권선비가 선택된다.
게다가, 부가 커패시터가 2차코일에 병렬로 연결될 수 있고, 그중 커패시터가 선택되어, 스위칭주파수가 설정될 수 있다.
이러한 방식으로 경부하 동안에 공진특성을 결정함으로써, 경부하 동안의 스위칭주파수가 병렬공진주파수 보다 더 높은 주파수 영역에서 설정될 수 있다.
그 결과, 경부하 동안의 여기전류의 진폭을 감소하기 위해 경부하 동안 스위칭주파수는 상당히 높을 수 있고, 그러므로 에너지변환효율이 개선된다.
본 발명에 따른 브리지DC-DC컨버터는 부하가 화상의 용량에 의존하여 중부하에서 경부하의 영역에서 항상 변화할 수 있는 CRTs에서 이용하기 위한 고전압발생회로로서 매우 적절히 실현될 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 브리지DC-DC컨버터의 회로도이다.
도 2는 CRT에 연결된 전압증배기 정류회로가 컨버터변압기의 2차측에 제공된 본 발명의 실시예에 따른 브리지DC-DC컨버터의 회로도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 파형도이다.
도 4a와 도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 공진주파수와 출력전압 사이의 관계를 나타낸 그래프이다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 브리지DC-DC컨버터의 계략도이다.
도 6은 종래의 브리지DC-DC컨버터의 회로도이다.
도 7은 종래의 브리지DC-DC컨버터의 공진특성을 나타내는 그래프이다.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10. 반브리지DC-DC컨버터 14. 스위칭유니트
20. 공진회로 22. 컨버터변압기
22a. 1차코일 22b,22c. 2차코일
24. 평활정류회로 26. 부하
28. 오차검출기 30. 가변발진기
32. 드라이버 Q1,Q2. 스위칭트랜지스터
본 발명에 따른 브리지DC-DC컨버터가 그 실례가 되는 실시예에 관련하여 설명된다.
도 1은, 도 6에 나타낸 종래의 예에서와 같이, 본 발명에 따른 반브리지DC-DC컨버터를 나타낸다.
스위칭유니트(14)는 반브리지DC-DC컨버터(10)내의 컨버터변압기(22)의 1차측에 배치된다.
스위칭유니트(14)는 한쌍의 스위칭장치나, 혹은 본 실시예에서는, MOS 트랜지스터(Q1,Q2)를 포함하고, 그것들은 직렬로 연결되고, 교대로 반전된 스위칭신호(Sa,Sb)가, 후술할, 드라이버(32)로부터 그들 각각의 게이트(gate)에 공급된다. 게이트-소스(source)전압은 각각 도 3a 및 도 3b에 도시된다.
DC전원(12)으로부터의 구동전압이 트랜지스터(Q1,Q2) 쌍에 공급된다. 공진전류를 정류하기 위한 다이오드(D1,D2)가, 트랜지스터(Q1,Q2) 쌍의 드레인(drain)과 소스 사이에 각각 연결된다. 컨버터변압기(22)의 1차코일(22a)은 공진회로성분을 거쳐서 트랜지스터(Q1,Q2) 쌍 사이의 노드(q)에 연결된다.
특히, 공진회로(20)를 구성하는, 공진커패시터(Cr), 공진인덕터(Lr)와, 1차코일(22a)의 인덕턴스(Lp)로 구성되는 직렬공진회로는, 노드(q)와 1차코일(22a) 사이에 형성된다. 스위칭트랜지스터(Q2)의 맞은편에 연결된 커패시터(Cx)는 충전/방전 커패시터이고, 스위칭 트랜지스터(Q1,Q2)가 온 되거나 오프될 때 부분 공진용으로 이용된다.
평활정류회로(24)를 형성하기 위해, 직렬로 연결된 한 쌍의 2차코일(22b,22c)은 컨버터변압기(22)의 2차측에 감기고, 한 쌍의 전파(full-wave)정류다이오드(D3,D4)에 각각 연결되고, 다음에 평활커패시터(Co)가 연결된다. 본 실시예에서 평활정류회로(24)의 출력전압은 부하(26)에 공급된다.
만일, 부하(26)가 CRT의 양극 전극이면, 도 2에 도시된 바와 같이, 당 기술에서 알려진 바와 같이 양극전압이 20kV∼32kV전압의 고전압을 유지하도록 다수의 2차코일(22b∼22e) 세트와 직렬로 연결된 전압증배기 정류회로가 제공된다. 2차코일(22b∼22e)에 제공된 전압은 전압증배기 정류회로에 의해 정류되고, 고출력전압(HV)을 출력하도록 전압을 올리기 위해 결과전압이 축적된다.
이 경우에, 2차코일(22b∼22e)들은, 각각, 기생적으로 권선간 커패시턴스(Cs1∼Cs4)를 포함한다.
저출력전압은, 도 1에 도시된 바와 같이, 기준전압(29)과 비교하기 위해 연산증폭기에 의해 형성된 오차증폭기(28)에 직접 공급된다. 고출력전압은 한 쌍의 전압분배저항기(R1,R2)를 거쳐서 오차증폭기(28)에 공급되고, 도 2에 도시된 바와 같이, 거기서 그 다음에 기준전압(29)과 비교된다. 비교전압인 오차전압은입력오차전압에 따라 발진신호의 주파수 제어용 가변발진기(30)를 위한 주파수제어전압으로서 공급된다. 본 실시예에서, 발진주파수는 100kHz∼260kHz의 범위에서 변할 수 있다. 발진신호는 드라이버(32)에 공급되고, 한 쌍의 스위칭트랜지스터(Q1,Q2)를 적절히 스위칭하기 위해, 교대로 반전된, 한 쌍의 스위칭신호(Sa,Sb)로서 분배된다. 한 쌍의 스위칭신호(Sa,Sb)는, 각각, 스위칭트랜지스터(Q1,Q2)의 게이트에 공급된다.
도 3은 도 1에 도시된 성분들의 동작을 나타낸 파형도이고, 그 안에 대략 50%의 듀티(duty)를 갖는 한 쌍의 스위칭신호(Sa,Sb)는 한 쌍의 트랜지스터(Q1,Q2)가 반복적으로 온/오프되도록 허용한다. 스위칭신호(Sa,Sb)에 응하여, 제 1스위칭트랜지스터(Q1)의 드레인-소스전압은 도 3c에 나타낸 파형을 보이고, 그리고, 따라서, 도 3d 및 도 3e에 나타낸 전류(Id)는 스위칭트랜지스터(Q1,Q2)에 각각 교대로 공급된다. 도 3f의 실선으로 나타낸 공진전류(Ii)는 결국 공진인덕터(Lr)로 흐른다.
공진전류(Ii)를 이용하여, 전자기에너지는 스위칭트랜지스터(Q1)가 온 될 때 도 3g에 도시된 전류(Ia)가 다이오드(D3)로 흐르고, 스위칭트랜지스터(Q2)가 온 될 때 도 3h에 도시된 전류(Ib(=Ia))가 다이오드(D4)로 흐르도록 컨버터변압기(22)의 2차측에 전달된다. 전류(Ia,Ib)는 평활정류회로(24)로부터 소정의 정류된 전압(HV)을 출력하기 위해 평활되고 정류된다.
도 3f에 도시된 공진전류(Ii)는, 점선으로 도시된 여기전류성분과 실선으로 도시된 공진전류성분의 결합, 즉 2차측에 전달된 성분을 나타내는 그 사이에 정의된 음영부분이다. 후술할 바와 같이, 여기전류성분이 작을수록, 2차측으로의 전송효율이 높아지고, 그러므로 에너지변환효율이 개선된다.
중부하 동안에, 양극 전류가 증가함에 따라, 고출력전압(HV)이 감소되고, 발진주파수를 낮추도록 귀환제어가 실행된다. 이것은 저스위칭주파수가 스위칭트랜지스터(Q1,Q2) 쌍에 가해지도록 허용하고, 그러므로 보다 많은 전자기에너지가 컨버터변압기(22)의 2차측에 전달된다. 고에너지 전달은 고출력전압(HV)을 증가시켜, 고출력전압(HV)이 중부하 동안에 안정될 수 있다.
적은 부하가 부과되는 경부하모드에서는, 반대로, 양극전류가 감소하고 고출력전압(HV)이 증가한다. 고출력전압(HV)에서의 증가는 오차전압을 높게 만들고, 그러므로 발진주파수가 증가하도록 제어한다. 그러므로, 스위칭주파수가 증가한다. 스위칭주파수에서의 증가는 컨버터변압기(22)의 2차측에 전달되는 전자기에너지의 감소로 되고, 고출력전압(HV)을 낮추게 한다. 그러므로, 고출력전압(HV)에서 안정화가 이루어진다.
전압안정화를 위한 기본적인 동작을 실행하는 반브리지DC-DC컨버터(10)에서, 컨버터변압기(22)가 고전압 변환변압기로서 이용될 때, 각각의 2차코일(22b,22c)은 1차코일(22a)보다 더 많이 감길 필요가 있다. 그러므로, 2차코일(22b,22c)은 각각 기생적으로 권선간 커패시턴스(Cs1,Cs2)를 포함한다.
당 기술에서 알수 있듯이, 1차측에서, 권선간 커패시턴스나 혹은 기생 커패시턴스(Cs1,Cs2)는 1차코일(22a)에 병렬로 연결된 권선간 커패시턴스와 등가이다. 도 1에서 점선으로 도시되고 Cp로 나타낸 등가 커패시턴스는 인덕터(Lp)에 병렬로연결된다. 따라서, 공진회로(20)의 공진특성은 커패시터(Cr) 및 인덕터(Lr,Lp)로 구성되는 직렬공진부의 직렬공진특성과 인덕터(Lr,Lp) 및 등가커패시턴스(Cp)로 구성되는 병렬공진부의 병렬공진특성의 결합이다.
도 4a에 도시된 바와 같이, 스위칭주파수와 평활정류회로(24)의 출력전압간의 공진특성은 제 1공진점(Ps)을 갖는 직렬공진곡선이 제 2공진점(Pp)을 갖는 병렬공진곡선과 결합되는 쌍피크 관계를 제공한다. 도 4a에서, 곡선(Lc)은 경부하 동안의 공진특성을 나타내고, 곡선(Ld)은 중부하 동안의 공진특성을 나타낸다.
만일, 안정화를 위한 출력전압(HV)이 도 4a에 도시된 소정의 전압에서 설정되면, 각각, 소정의 전압과 공진곡선(Lc,Ld) 사이의 교점에 해당하는 스위칭주파수(f1,f2)는, 출력전압(HV)이 안정될 때 동작 주파수가 된다. 부하가 변할 때, 공진곡선은 부하 변화에 따라 Lc∼Ld의 범위에서 변한다. 그러므로, 바람직하게, 출력전압을 안정시키기 위한 스위칭주파수는 f1∼f2의 범위에서 변한다.
본 발명에서, 경부하 동안에 안정된 출력전압을 제공하기 위한 스위칭주파수는 병렬공진주파수(fp) 이상의 주파수(f2)에서 설정된다. 특히, 2차코일(22b,22c)의 권선간 커패시턴스(Cs1,Cs2), 즉, 등가 커패시턴스(Cp)는, 출력전압이 안정될 때 스위칭주파수가 권선간 커패시턴스(Cs1,Cs2) 등으로 정의되는 병렬공진주파수(fp) 이상의 주파수(f2)에서 설정되도록 선택된다. 병렬공진점(Pp)이나 혹은 병렬공진주파수는 등가 커패시턴스(Cp)에 의존하여 변하고, 그것의 값이 증가함에 따라, 병렬공진곡선이 변화한다. 그러므로, 직렬공진곡선과 병렬공진곡선에서의 변화는 또한 최저 부근의 곡선에 영향을 끼친다.
등가커패시턴스(Cp)가 도 4a에 도시된 상태로부터 점차 증가함에 따라, 공진특성곡선(Lc)은, 도 4b에 도시된 바와 같이, 공진특성의 최저나, 혹은 주파수(fa)가 위로 이동되고 소정의 전압(HV)을 초과하는 것을 보인다. 이 변화 때문에, 공진특성곡선(Lc)과 소정의 전압(HV) 사이의 교점에 해당하는 단 하나의 주파수가 있어서, 전술한 바와 같이, 병렬공진주파수(fp) 이상의 주파수(f2)가 출력전압을 안정시키기 위한 스위칭주파수로서 이와같이 설정될 수 있다.
등가 커패시턴스(Cp)에서의 변화에 따라, 중부하 동안의 공진특성은 또한 도 4a에 도시된 곡선(Ld)으로부터 도 4b에 도시된 곡선(Ld)까지와 같이 변한다. 그러므로, 중부하 동안에 출력전압을 안정시키기 위한 스위칭주파수(f1)는 또한 더 높은 주파수 영역으로 이동된다.
2차코일(22b,22c)의 권선간 커패시턴스(Cs1,Cs2)가 1차측에 존재하면, 등가 커패시턴스(Cp)는 1차측에 존재하고, 2차코일(22b,22c)에 대한 1차코일(22a)의 권선비에 의존한다.
예를 들어, 고출력전압이 소정의 전압(HV)인 32kV로 설정되고, 스위칭주파수는 100kHz∼260kHz의 범위에서 가변성을 나타낸다. 만일 2차코일(22b,22c)의 총 감은수가 500T이고, 1차코일(22a)의 감은수가 30T이면, 그러면, 도 4a에 도시된 바와 같이 곡선(Lc,Ld)을 갖는 공진특성이 얻어진다.
한편, 1차코일(22a)의 감은수가 원래의 반일 때, 즉, 15T일 때, 공진특성은 도 4b와 같다. 원래의 반만큼 1차코일(22a)의 감은수를 줄이는 것은 본질적으로등가 커패시턴스(Cp)가 대체로 두배가 됨을 의미한다. 이 경우에, 그러므로, 공진특성은 경부하 동안의 곡선(Lc)으로 나타낸 프로파일을 가지고, 공진특성은 중부하 동안 곡선(Ld)으로 나타낸 프로파일을 가진다. 따라서, 직렬공진점(Ps)과 병렬공진점(Pp)은 또한 더 높은 주파수 영역으로 이동된다. 한 실험은 공진주파수 fs, f1, fa, fp와 f2는, 도 4b에 도시된 바와 같이, 각각 65kHz, 110kHz, 155kHz, 190kHz와 260kHz라고 보고했다.
게다가, 도 4b에서 명백한 바와 같이, 공진곡선(Ld)이 소정의 전압(HV)을 교차할 때 중부하 동안의 스위칭주파수(f1)는 110kHz이고, 공진곡선(Lc)이 소정의 전압(HV)을 교차할 때 경부하 동안의 스위칭주파수(f2)는 260kHz이다. 도 4a에 도시된 그래프에서 스위칭주파수(f1,f2)는 각각 60kHz, 65kHz임을 유념해야 한다.
본 발명에 따라서, 그러므로, 경부하 동안의 출력전압을 안정시키기 위한 스위칭주파수(f2)는 평상시보다 더 상당히 증가될 수 있다.
한편, 1차코일(22a)에 흐르는 여기전류성분의 진폭(Irpp)은 다음과 같이 표현된다.
Irpp = HV / {2·f2·√(Lp·Ls1)}
여기서 Ls1은 2차코일(22b)의 인덕턴스를 나타낸다.
상술한 식에서 알수 있듯이, 여기전류의 진폭은 스위칭주파수(f2)에 반비례한다.
그러므로, 만일 스위칭주파수(f2)가, 260kHz와 같이, 더 높은 주파수 영역으로 이동되면, 여기전류성분은 스위칭주파수(f2)가 65kHz인 경우의 약 1/4로 감소될수 있다.
그 결과, 컨버터변압기(22)의 에너지변환효율은, 실험에서 관찰된 바와 같이, 6∼7W 정도로 종래보다 더 상당히 개선된다.
공진곡선(Lc,Ld)을 정의하는 성분들은 도 1에 도시된 직렬공진커패시터(Cr), 공진인덕터(Lr,Lp), 등가커패시터(Cp)를 포함하고, 등가커패시터(Cp) 만이 변경될 수 있거나, 아니면, 그 외 다른 성분들의 값이 도 4b에 도시된 공진특성을 얻도록 변경될 수 있다.
컨버터변압기(22)의 1차코일(22a) 및 2차코일(22b,22c)은 느슨하게 결합될 수 있고, 누설인덕턴스가 공진인덕턴스(Lr)로서 사용될 수 있다.
도 5는 본 발명에 따른 브리지DC-DC컨버터(10)의 또 다른 실시예를 나타낸다.
이러한 방식으로, 경부하 동안의 동작주파수는, 컨버터변압기(22)의 1차코일(22a)의 인덕턴스(Lp)와, 2차코일(22b,22c)의 권선간 커패시턴스(Cs1,Cs2)로 주로 정의되는 공진주파수(fp) 이상의 주파수(f2)에서 설정된다. 하지만, 권선간 커패시턴스(Cs1,Cs2)는 충분한 커패시턴스를 제공하지 않을 수 있고, 최저 부근의 주파수(fa)에서 출력전압이 소정의 전압(HV)을 초과하는 공진특성이 기대되지 않을 수 있다. 이런 단점은 도 5를 참조하여 설명되는 실시예에 의해 극복된다.
도 5를 참조하면, 보조 커패시터(Cs3,Cs4)가 컨버터변압기(22)의 2차코일(22b,22c)에 각각 추가된다. 최저 주파수(fa)의 부근에서 출력전압레벨이 소정의 전압(HV)을 초과하는 도 4b의 곡선(Lc)으로 도시된 바와 같은 공진특성과 함께, 그러므로 1차측에 존재하는 등가 커패시턴스(Cp)가 증가한다. 다른 구성은 도 1에 도시된 것과 같고, 그러므로 그것의 설명은 생략한다.
평활정류회로(24)는 출력전압에 따라 형성될 수 있다. 그러므로, 반파정류회로나 또는 전압증배기 정류회로가 대안으로서 사용될 수 있다.
본 발명이 도시된 실시예에서 반브리지DC-DC컨버터로서 구현되었지만, 전브리지DC-DC컨버터로서도 또한 구현될 수 있다. 게다가, 전형적인 DC-DC컨버터가 본 발명에서 실시되지만, 해당 기술의 숙련자가 쉽게 예상할 수 있듯이, 본 발명은 CRT용 고전압 발생회로에도 또한 적용될 수 있다.
만일 CRT용 고전압 발생회로가 반브리지DC-DC컨버터와 같은 DC-DC컨버터 대신에 사용되면, 고출력전압을 안정화하기 위해 그것은 수평주사주파수와 비동기인 스위칭주파수를 사용하여, 출력전압의 리플(ripple)(스위칭주파수 성분)이 원치 않는 수평주름의 형태로 스크린에 나타난다. 하나의 가능한 해답은 출력전압의 전달 경로에 직렬로 리플을 억제하는데 유용한 저항기를 삽입하는 것이다.
경부하 동안의 스위칭주파수는 2차코일의 인덕턴스와 권선간 커패시턴스에 의해 주로 정의되는 공진주파수보다 더 큰 주파수에서 설정된다. 경부하 동안에 출력전압을 안정시키기 위한 스위칭주파수는 중부하 동안의 그것보다 더 많이 높으며, 경부하 동안의 여기전류성분을 상당히 감소시켜 경부하 동안에 에너지변환효율을 향상시킨다.

Claims (7)

  1. 브리지를 형성하기 위해 직렬로 연결된 한 쌍의 스위칭장치를 갖는 스위칭수단과,
    상기 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 1차코일에 제공된 스위칭출력을 2차코일에 전달시키기 위해 소정의 권선비로 감긴 1차코일과 2차코일을 갖는 컨버터변압기와,
    스위칭장치 쌍 사이의 노드에 직렬로 연결된 커패시터, 인덕터 및, 인덕터로서 기능하는 1차코일을 갖고, 제 1공진주파수에서 공진되는 직렬공진수단과,
    적어도 2차코일의 권선간 커패시턴스에 맞먹는 1차코일에서 등가 커패시턴스와, 1차코일의 인덕턴스를 갖고, 상기 제 1공진주파수보다 더 높은 제 2공진주파수에서 공진되는 병렬공진수단과,
    부하에 출력전압을 공급하기 위한 전원으로서 역할을 하는 2차코일에 연결된 전압공급수단과,
    상기 전압공급수단으로부터의 전압출력에서의 변화에 따라 상기 스위칭수단의 스위칭주파수를 변화시키기 위한 스위칭제어수단을 포함하는 DC-DC컨버터.
  2. 브리지를 형성하기 위해 직렬로 연결된 한 쌍의 스위칭장치를 갖는 스위칭수단과,
    상기 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 1차코일에 제공된 스위칭출력을 2차코일에 전달시키기 위해 소정의 권선비로 감긴 1차코일과 2차코일을 갖는 컨버터변압기와,
    스위칭장치 쌍 사이의 노드에 직렬로 연결된 커패시터, 인덕터 및, 인덕터로서 기능하는 1차코일을 갖고, 제 1공진주파수에서 공진되는 직렬공진수단과,
    적어도 2차코일의 권선간 커패시턴스에 맞먹는 1차코일에서 등가 커패시턴스와, 1차코일의 인덕턴스를 갖고, 상기 제 1공진주파수보다 더 높은 제 2공진주파수에서 공진되는 병렬공진수단과,
    부하에 출력전압을 공급하기 위한 전원으로서 역할을 하는 2차코일에 연결된 전압공급수단과,
    상기 전압공급수단으로부터의 출력전압의 변화를 검출하기 위한 오차검출수단과,
    상기 검출된 변화에 따라 상기 스위칭수단의 스위칭주파수를 변화시키기 위한 가변발진수단과,
    상기 스위칭주파수에 따라 스위칭장치 쌍을 교대로 온 및 오프시키기 위한 스위칭구동수단을 포함하고,
    그 것에 의해 출력전압이 안정되는 DC-DC컨버터.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    출력전압을 안정화시키기 위해, 중부하 동안에 스위칭주파수가 제 1공진주파수로부터 제 2공진주파수까지의 범위로 되고, 경부하 동안에 제 2공진주파수를 초과하도록 2차코일에 대한 1차코일의 권선비가 선택되는 DC-DC컨버터.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 2차코일에 병렬로 연결된 커패시터를 더 포함하고, 상기 스위칭주파수가 상기 커패시터의 커패시턴스와 상기 2차코일에 대한 상기 1차코일의 상기 권선비를 변경함으로써 규정되는 DC-DC컨버터.
  5. 브리지를 형성하기 위해 직렬로 연결된 한 쌍의 스위칭장치를 갖는 스위칭수단과,
    상기 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 1차코일에 제공된 스위칭출력을 복수의 2차코일에 전달시키기 위해 소정의 권선비로 감긴 1차코일과 복수의 2차코일을 갖는 컨버터변압기와,
    스위칭장치 쌍 사이의 노드에 직렬로 연결된 커패시터, 인덕터 및, 인덕터로서 기능하는 1차코일을 갖고, 스위칭동작을 위한 전류공진을 제공하기 위해 제 1공진주파수에서 공진되는 직렬공진수단과,
    적어도 복수의 2차코일의 권선간 커패시턴스의 조합에 맞먹는 1차코일에서의 등가 커패시턴스와, 1차코일의 인덕턴스를 갖고, 상기 제 1공진주파수보다 더 높은 제 2공진주파수에서 공진되는 병렬공진수단과,
    전압증배기정류회로를 복수의 2차코일의 각각에 연결하여 그것들이 직렬로 연결되게 되고 그래서 부하에 고전압이 공급되도록 하기 위한 고전압공급수단과,
    상기 고전압공급수단으로부터의 고전압출력에서의 변화에 따라 상기 스위칭수단의 스위칭주파수를 변화시키기 위한 스위칭제어수단을 포함하고,
    그것에 의해 고전압출력이 안정되는 고전압 발생회로.
  6. 브리지를 형성하기 위해 직렬로 연결된 한 쌍의 스위칭장치를 갖는 스위칭수단과,
    상기 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 1차코일에 제공된 스위칭출력을 복수의 2차코일에 전달시키기 위해 소정의 권선비로 감긴 1차코일과 복수의 2차코일을 갖는 컨버터변압기와,
    스위칭장치 쌍 사이의 노드에 직렬로 연결된 커패시터, 인덕터 및, 인덕터로서 기능하는 1차코일을 갖고, 스위칭동작을 위한 전류공진을 제공하기 위해 제 1공진주파수에서 공진되는 직렬공진수단과,
    적어도 복수의 2차코일의 권선간 커패시턴스의 조합에 맞먹는 1차코일에서의 등가 커패시턴스와, 1차코일의 인덕턴스를 갖고, 상기 제 1공진주파수보다 더 높은 제 2공진주파수에서 공진되는 병렬공진수단과,
    전압증배기정류회로를 복수의 2차코일의 각각에 연결하여 그것들이 직렬로 연결되게 되고 그래서 부하에 고전압 출력이 공급되도록 하기 위한 고전압공급수단과,
    상기 고전압공급수단으로부터의 고전압출력의 변화를 검출하기 위한 오차검출수단과,
    상기 검출된 변화에 따라 상기 스위칭수단의 스위칭주파수를 변화시키기 위한 가변발진수단과,
    상기 스위칭주파수에 따라 스위칭장치 쌍을 구동하기 위한 스위칭구동수단을 포함하고,
    그것에 의해 고전압출력이 안정되는 고전압발생회로.
  7. 제 5항 또는 제 6항에 있어서,
    고전압출력을 안정화시키기 위해, 중부하 동안에 스위칭주파수가 제 1공진주파수로부터 제 2공진주파수까지의 범위로 되고, 경부하 동안에 제 2공진주파수를 초과하도록 복수의 2차코일에 대한 1차코일의 권선비가 선택되는 고전압발생회로.
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