CN1329388A

CN1329388A - 综合谐振dc－dc变频器和在多个频率区域激励的高电压生成电路

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Publication number: CN1329388A
Application number: CN01121488A
Authority: CN
Inventors: 高滨昌信; 永原清和
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-06-12
Filing date: 2001-06-12
Publication date: 2002-01-02
Anticipated expiration: 2021-06-12
Also published as: US20020012257A1; US6418038B2; KR20010112593A; CN1175551C; IDP000010570A; EP1164690A3; TW529229B; JP2001359279A; EP1164690A2

Abstract

一种DC－DC变频器,包括:转换装置,其具有一对转换设备或晶体管;一个谐振电路,包括一个电容器、一个电感,以及用作电感的变频器变压器的初级线圈;一个滤波和整流电路连接次级的负载;一个输出电压的误差放大器,以及一个可变振荡器,用于根据误差电压改变转换频率。可变振荡器电路的输出提供给转换装置,以从滤波和整流电路提供一个稳定的输出电压。轻载期间的转换频率设置为大于谐振频率的频率,谐振频率主要是由次级线圈的电感和绕组间电容定义的。

Description

综合谐振DC-DC变频器和在多个频率区域激励的高电压生成电路

本发明一般涉及综合阴极射线管(CRT)高电压生成电路的桥式DC-DC变频器。本发明尤其涉及桥式DC-DC变频器，其中在轻载期间用于稳定输出电压的转换频率设置为一个大于谐振频率的频率，谐振频率是由初级线圈的电感和变频器变压器次级线圈的绕组间电容决定的，这样轻载期间的转换频率可远高于重载期间的转换频率，从而流向初级线圈的激励电流分量减小，以大大增强轻载期间的能量转换效率。

近些年来，随着产生高电压的高电压生成电路应用于阴极射线管(CRT)的阳极，已尝试使用异步高电压生成电路，这种电路采用与水平扫描频率异步的频率作为转换频率。

这是因为采用转换频率远高于水平扫描频率的异步高电压生成电路，相比采用转换频率与水平扫描频率同步的高电压生成电路有几个优点。即，构成异步高电压生成电路的电路元件可能更紧凑，而且可减小整个电路的成本。此外，转换频率越高，所要求的激励电流越低。因此可增强能量转换效率。

这种异步高电压生成电路通常例如通过半桥DC-DC变频器实现。图6示意了半桥DC-DC变频器10的原理结构。直流电源12连接有一对转换设备的转换单元14，而且转换单元14连接一个包括电容Cr、电感Lr以及变压器22的初级线圈22a的串联电路，这个串联电路形成谐振电路20。

变压器22的次级线圈22b通过一个滤波和整流电路24连接一个负载26。负载26可为一个CRT。当负载26为CRT时，滤波和整流电路24可通过一个电压放大器整流电路实现，在此一个数量级为20～30kV的高电压施加到CRT的阳极终端。

该高输出电压提供给一个误差检测器28，在此它与一个基准电压相比较，而且误差电压作为开关信号提供给可变振荡器30，以输出一个对应该误差电压的振荡频率。该振荡频率通过驱动器32提供给转换单元14。因此，根据负载而改变的转换频率将实现一个稳定的输出电压。

在这种结构中，谐振电路20的谐振用于传送电磁能量到变压器22的次级，以提供一个预定的高输出电压HV。在此，存在于初级线圈22a的次级线圈22b的绕组间电容Cs将与初级线圈22a并联。存在于初级的绕组间电容由图6的Cp指示。

当绕组间电容Cs存在于初级时的谐振特性与转换频率之间的关系如图7所示。在图6中，由于有绕组间电容Cs，谐振电路20将为一个复合谐振电路，其中包括电容Cr、电感Lr以及初级线圈22a的电感Lp的串联谐振部分与包括电感Lr、电感Lp以及电容Cp的并联谐振部分组合。

这种谐振特性为：串联谐振部分提供的第一峰值(即，有一个串联谐振点Ps的谐振曲线)与并联谐振部分提供的第二峰值(即，有一个并联谐振点Pp的谐振曲线)组合。当负载26为轻载时高输出电压分布曲线较高，而当它为重载时高输出电压分布曲线较低，因此根据负载情况(即重载还是轻载)可提供不同的谐振特性。即，谐振特性在轻载期间是由曲线La表示的，而谐振曲线在重载期间是由曲线Lb表示的。谐振曲线根据负载值在La和Lb之间变化，从而提供一个稳定的输出电压。

如果用于稳定的电压已如图7所示确定，那么对应该预定电压的转换频率f2和f4轻载期间是在高于串联谐振频率fS且低于并联谐振频率fp的频率区域，以及一个高于并联谐振频率的频率区域分别获得的。转换频率f1和f3重载期间也是分别在前一和后一频率区域获得的。

半桥DC-DC变频器10的转换频率通常设置为高于对应串联谐振点Ps的谐振频率fS。在这种情况下，因此，应在从f1到f2的频率区域Wa或从f3到f4的频率区域Wb内选择转换频率。例如，在频率区域Wa内选择转换频率。

流向谐振电路20的谐振电容Cr和谐振电感Lr的电流如图6所示为，传输到次级的电流分量和仅流向初级的电流分量(即激励的电流分量)的组合。激励的电流分量是不影响电磁能量转换的电流分量。从技术上可了解到，转换频率越低，激励电流分量的幅度越大，由此能量耗散增加。

在如图7所示的常规DC-DC变频器10中，转换频率工作于高于串联谐振频率fS的频率区域Wa。在此，轻载期间的转换频率f2和重载期间的转换频率f1之间仅有一些差异。

准确地说，例如，如果要求的高输出电压为32kV，这个电压对应一个用于稳定的预定电压，此时变频器变压器22的次级线圈22b的匝数设为500，初级线圈22a的匝数设为30。在这个例子中，fS，f1，fp和f2分别为50kHZ，60kHZ，65kHZ和260kHZ。因此轻载期间用于在预定电压提供稳定的转换频率为65kHZ，这与重载期间60kHZ的转换频率没有太大差异。

当然，如果预期的转换频率设置在高于并联谐振频率fp的频率区域Wb，那么轻载和重载期间的转换频率不会相差太大。

由于轻载期间的转换频率相对于重载期间不算太高，因此利用大的激励电流分量来激励DC-DC变频器10，但出现一个问题，即DC-DC变频器10的能量转换效率没有得到提高。这种问题发生在半桥DC-DC变频器以及全桥DC-DC变频器。

因此，本发明的一个目的是提供一种能大为提高能量转换效率的桥式DC-DC变频器，其中尤其在轻载期间用于提供稳定电压的转换频率远高于常规情况下的转换频率。

为此，根据本发明一方面，桥式DC-DC变频器包括一个转换单元，其具有一对串联的转换设备，以形成一个桥；一个变频器变压器，其初级线圈和次级线圈以预定匝数比缠绕，用于通过转换单元的转换操作向次级线圈传送为初级线圈提供的转换输出；一个串联谐振电路，其一个电容、一个电感以及用作电感的初级线圈串联连接这对转换设备之间的节点，该串联谐振电路在第一谐振频率谐振；一个并联谐振电路，其在初级至少有一个等效于次级线圈绕组间电容的等效电容，以及初级线圈的电感，该并联谐振电路在高于第一谐振频率的第二谐振频率谐振；一个连接次级线圈的电压源，用于为负载提供一个输出电压；以及一个转换控制单元，用于根据从电压源输出的电压变化改变转换单元的转换频率，由此从高电压源可获得一个稳定的输出电压。

根据本发明另一方面，一个高电压生成电路包括一个转换单元，其具有一对串联的转换设备，以形成一个桥；一个变频器变压器，其一个初级线圈和多个次级线圈以预定匝数比缠绕，用于通过转换单元的转换操作向多个次级线圈传送为初级线圈提供的转换输出；一个串联谐振电路，其电容、电感以及用作电感的初级线圈串联连接这对转换设备之间的节点，该串联谐振电路在第一谐振频率谐振以为转换操作提供电流谐振；一个并联谐振电路，其在初级有至少一个等效于多个次级线圈的绕组间电容之和的等效电容，以及初级线圈的电感，该并联谐振电路在高于第一谐振频率的第二谐振频率谐振；一个高电压源，用于使电压放大器整流电路与每个次级线圈耦合，以便使它们串联，这样就能为负载提供一个高电压；以及一个转换控制单元，用于根据从高压源输出的高电压变化改变转换单元的转换频率，从而稳定高电压输出。

最好选择初级线圈对次级线圈的匝数比，以便重载期间转换频率在从串联谐振频率到并联谐振频率的范围内变化，并在轻载期间超过并联谐振频率。

另外，可对次级线圈并联一个附加电容器，选择该附加电容器的电容来设置转换频率。

通过在轻载期间以这种方式确定谐振特性，轻载期间的转换频率可在高于并联谐振频率的频率区域设置。

因此，轻载期间转换频率可足够高以减小轻载期间激励电流的幅度，由此能量转换效率得以提高。

根据本发明的桥式DC-DC变频器，非常适合应用在用于CRT的高电压生成电路，其中根据附图内容，负载可在从重载到轻载的范围内均匀变化。

图1为根据本发明一个实施例的桥式DC-DC变频器的电路图；

图2为根据本发明这个实施例的桥式DC-DC变频器的电路图，其中在变频器变压器的次级提供一个连接CRT的电压放大整流器电路；

图3为根据本发明这个实施例的波形图；

图4A和4B示出了根据本发明这个实施例的谐振频率和输出电压之间的关系；

图5为根据本发明另一实施例的桥式DC-DC变频器的原理图；

图6为常规桥式DC-DC变频器的电路图；以及

图7示出了常规桥式DC-DC变频器的谐振特性。

下面结合示意的实施例描述根据本发明的桥式DC-DC变频器。

图1示出了根据本发明、类似于图6所示常规变频器例子的半桥DC-DC变频器10。

在半桥DC-DC变频器10的变频器变压器22的初级配置一个转换单元14。

转换单元14包括一对串联的转换设备，或在本例中它们为MOS晶体管Q1和Q2，而且下面将描述，交替反相(inverted)的转换信号Sa和Sb从驱动器32提供给相应晶体管的栅极。栅-源电压分别在图3的(A)和(B)示意。

来自直流电压12的激励电压施加到这对晶体管Q1和Q2。用于传输谐振电流的二极管D1和D2分别在这对晶体管Q1和Q2的漏极和源极之间连接。变频器变压器22的初级线圈22a通过谐振电路元件连接这对晶体管Q1和Q2之间的节点q。

准确地说，包括形成谐振电路20的谐振电容Cr、谐振电感Lr以及初级线圈22a的电感Lp在内的串联谐振电路，在节点q和初级线圈22a之间形成。通过转换晶体管Q2连接的电容Cx为充/放电电容器，并在转换晶体管Q1和Q2被导通或截止时用作部分谐振。

彼此串联的一对次级线圈22b和22c缠绕在变频器变压器22的次级，并分别连接一对全波整流二极管D3和D4，接着连接一个滤波电容器Co，以形成一个滤波和整流电路24。该滤波和整流电路24的输出电压在本例中施加到负载26。

如果负载26为CRT的阳极，如图2所示提供多组次级线圈22b到22e和电压放大整流器电路彼此串联，这样在技术上就可保持阳极为20kV到32kV的高电压。提供给次级线圈22b到22e的电压被电压放大整流器整流电路整流，由此产生的电压累积起来提升电压，以便输出一个高输出电压HV。在这种情况下，次级线圈22b到22e寄生性地分别包含绕组间电容Cs1到Cs4。

如图1所示，一个低输出电压将直接提供给由运算放大器形成的误差放大器28，用于与基准电压29相比较。如图2所示，一个高输出电压将通过一对分压电阻R1和R2提供给误差放大器28，它在此接着与基准电压29相比较。作为比较电压的误差电压，提供作为可变振荡器30的频率控制电压，用于根据输入的误差电压控制振荡信号的频率。在这个实施例中，振荡频率可在100kHz到260kHz范围内变化。该振荡信号提供给驱动器32，并分配作为一对交替反相的转换信号Sa和Sb，用于适当地切换一对转换晶体管Q1和Q2。这对转换信号Sa和Sb分别施加给转换晶体管Q1和Q2的栅极。

图3为示意图1所示元件的操作的波形图，其中分别工作约50％的这对转换信号Sa和Sb使这对晶体管Q1和Q2重复导通/截止。第一转换晶体管Q1的漏-源电压响应转换信号Sa和Sb的波形如(C)所示，因此，如(D)和(E)所示的电流Id分别交替提供给转换晶体管Q1和Q2。由实线(F)指示的谐振电流Ii最终流向谐振电感Lr。

利用谐振电路Ii，电磁能量传送到变频器变压器22的次级，这样如(G)所示的电流Ia在转换晶体管Q1导通时流向二极管D3，而且如(H)所示的电流Ib(＝Ia)在转换晶体管Q2导通时流向二极管D4。电流Ia和Ib被滤波和整流，以从滤波和整流电路24输出一个预定的整流电压HV。

如(F)所示的谐振电路Ii为由虚线所示的激励电流分量和由实线所示的谐振电路分量的组合，它们之间所确定的阴影部分表示传送到次级的分量。之后将要描述，激励电流分量越少，传送到次级的效率越高，而且由此能提高能量转换效率。

在重载期间，随着阳极电流的增加，高输出电压HV减小，而且在此进行反馈控制以降低振荡频率。这使得一个较低的转换频率施加到这对转换晶体管Q1和Q2，而且由此有更多的电磁能量传送到变频器变压器22的次级。高能量转换提高了高输出电压HV，这样在重载期间就能稳定该高输出电压HV。

相反，在所加负载较低的轻载模式下，阳极电流减小而高输出电压HV增大。高输出电压HV的增大使得误差电压变大，由此提供一个控制以便振荡频率可以增大。因此，转换频率也增大。转换频率的增大导致传送到变频器变压器22次级的电磁能量减小，以及高输出电压HV降低。因此能实现稳定的高输出电压HV。

在执行稳压基本操作的半桥DC-DC变压器10中，当变频器变压器22用作高电压转换变压器时，每个次级线圈22b和22c的匝数需大于初级线圈22a的匝数。因此，次级线圈22b和22c分别寄生性地包含绕组间电容Cs1和Cs2。

在技术上了解到，在初级，绕组间电容或寄生电容Cs1和Cs2将等效于并联初级线圈22a的绕组间电容。由图1中虚线所示的等效电容Cp表示的等效电容将并联电感Lp。因此，谐振电路20的谐振特性为包括电容Cr、电感Lr和Lp的串联谐振部分的串联谐振特性与包括电感Lr和Lp以及等效电容Cp的并联谐振部分的并联谐振特性的组合。

如图4A所示，滤波和整流电路24的转换频率与输出电压之间的谐振特性提供了一种双峰关系，其中具有第一谐振点Ps的串联谐振曲线与具有第二谐振点Pp的并联谐振曲线组合。在图4A中，曲线Lc表示轻载期间的谐振特性，而曲线Ld表示重载期间的谐振特性。

如果用于稳定的输出电压HV设置为图4A所示的预定电压，那么，对应预定电压与谐振曲线Lc和Ld之交点的转换频率f1和f2，在输出电压HV稳定时成为工作频率。当负载改变时，谐振曲线根据负载变化在Lc到Ld的范围内变化。因此，稳定输出电压的理想转换频率在f1到f2的范围内。

在本发明中，用于在轻载期间提供稳定输出电压的转换频率设置为大于并联谐振频率fp的频率f2。准确地说，应选择次级线圈22b和22c的绕组间电容Cs1和Cs2，即等效电容Cp，以便输出电压稳定时，转换频率设置为大于并联谐振频率fp的频率f2，fp是由绕组间电容Cs1和Cs2等确定的。并联谐振点Pp或并联谐振频率根据等效电容Cp改变，而且随着其值的增大，并联谐振曲线发生变化。因此，串联谐振曲线以及并联谐振曲线的变化也影响底部附近的曲线。

随着等效电容Cp从图4A所示的状态逐渐增加，如图4B所示，谐振特性曲线显示，谐振特性的底部或频率fa上移并超出预定电压HV。由于频率上移，因此只有一个频率对应谐振特性曲线Lc和预定电压HV之交点，这样如前所述，大于并联谐振频率fp的频率f2由此可设置为稳定输出电压的转换频率。

根据等效电容Cp的变化，重载期间的谐振特性也从图4A所示的曲线Ld变为图4B所示的曲线Ld。因此，重载期间用于稳定输出电压的转换频率f1也移动到一个较高的频率区域。

假定次级线圈22b和22c的绕组间电容Cs1和Cs2存在于初级，等效电容Cp取决于初级线圈22a与次级线圈22b和22c的匝数比。

例如，假定高输出电压设置为预定电压HV，即32kV，而且转换频率在100kHz到260kHz的范围内变化。如果次级线圈22b和22c的总匝数为500匝，以及初级线圈22a的匝数为30匝，那么可获得如图4A所示具有曲线Lc和Ld谐振特性。

如果初级线圈22a的匝数为原来的一半，即15匝，其谐振特性如图4B所示。将初级线圈22a的匝数减为原来一半，意味着等效电容Cp基本上增加一倍。在这种情况下，谐振特性在轻载期间具有如曲线Lc所示的分布，而且谐振特性在重载期间具有如曲线Ld所示的分布。因此，串联谐振点Ps和并联谐振点Pp也移动到较高的频率区域。据实验报道，如图4B所示，谐振频率fs、f1、fa、fp和f2分别为65kHz、110kHz、155kHz、190kHz和260kHz。

此外，从图4B可看出，当谐振曲线Ld与预定电压HV相交时，重载期间的转换频率f1为110kHz，而当谐振曲线Lc与预定电压HV相交时，轻载期间的转换频率f2为260kHz。应注意，转换频率f1和f2在图4A中分别为60kHz和65kHz。

因此根据本发明，用于在轻载期间稳定输出电压的转换频率f2比常规情况大为提高。

其中，流向初级线圈22a的激励电流分量幅度Irpp表示如下：

Irpp = HV / {2 \cdot f 2 \cdot \sqrt{LP \cdot Ls 1}

}

其中Ls1表示次级线圈22b的电感。从上述公式可看出，激励电流的幅度与转换频率f2成反比。

因此，如果转换频率f2移动到一个更高的频率区域，如260kHz，那么激励电流分量可减小到转换频率f2为65kHz情况下的大约1/4。

因此，在实验中可观察到，变频器变压器22的能量转换效率大为提高，超出通常的6～7W。

确定谐振曲线Lc和Ld的元件包括图1所示的串联谐振电容Cr、谐振电感Lr和Lp、以及等效电容Cp，而且只有等效电容Cp可以改变，或者可改变其它任何元件的值以得到图4B所示的谐振特性。

变频器变压器22的初级线圈22a以及次级线圈22b和22c可疏耦合，使用的漏感作为谐振电感Lr。

图5示出了根据本发明的另一桥式DC-DC变频器10的实施例。

通过这种方式，轻载期间的工作频率可设置为大于谐振频率fp的频率f2，谐振频率fp主要由初级线圈22a的电感Lp、以及变频器变压器22的次级线圈22b和22c的绕组间电容Cs1和Cs2确定。然而，绕组间电容Cs1和Cs2可能无法提供足够的电容，而且可能得不到频率fa时的输出电压在底部附近超过预定电压HV的谐振特性。通过参考图5所示的实施例可克服这一不利情况。

参考图5，在变压器22的次级线圈22b和22c分别添加辅助电容Cs3和Cs4。存在于初级的等效电容Cp将由此增加，提供图4B的曲线Lc描绘的谐振特性，即底部频率fa附近的输出电平超出预定电压HV。图5中的其它结构类似于图1所示结构，因此不在此描述。

滤波和整流电路24可根据输出电压配置。因此，半波整流电路或电压放大器整流电路可用作替代电路。

尽管本发明在示意的实施例中表现为半桥DC-DC变频器，但它也可为全桥DC-DC变频器。此外，尽管在本发明中使用的是一种典型的DC-DC变频器，但本领域的技术人员知道，本发明也可应用在用于CRT的高电压生成电路。

如果采用的是用于CRT的高电压生成电路，而不是诸如半桥DC-DC变频器的DC-DC变频器，那么它可采用与水平扫描频率异步的转换频率来稳定高输出电压，这样，输出电压的波纹(转换频率分量)能以不想要的水平边纹形式出现在屏幕上。在输出电压的传送路径上串联插入一个用于抑制波纹的电阻是一种可能的技术解决方案。

Claims

1.一种DC-DC变频器，包括：

转换装置，其具有一对串联的转换设备，以形成一个桥；

一个变频器变压器，其一个初级线圈和一个次级线圈缠绕成预定匝数比，用于通过所述转换装置的转换操作，向次级线圈传送为初级线圈提供的转换输出；

串联谐振装置，其一个电容器、一个电感，以及用作电感的初级线圈串联连接到这对转换装置之间的节点，所述串联谐振装置在第一谐振频率谐振；

并联谐振装置，其在初级至少有一个等效于次级线圈绕组间电容的等效电容，以及初级线圈的电感，所述并联谐振装置在高于第一谐振频率的第二谐振频率谐振；

连接次级线圈的电压源装置，用作电压源向负载提供输出电压；以及

转换控制装置，用于根据从所述电压源输出的电压变化来改变所述转换单元的转换频率。

2.一种DC-DC变频器，包括：

转换装置，其具有一对串联的转换设备，以形成一个桥；

连接次级线圈的电压源装置，用作电压源向负载提供输出电压；

误差检测装置，用于检测来自所述电压源装置的输出电压的变化；

可变振荡装置，用于根据所检测的变化来改变所述转换装置的转换频率；以及

转换激励装置，用于根据转换频率交替导通和截止这对转换装置，

从而稳定该输出电压。

3.根据权利要求1或2的DC-DC变频器，其中初级线圈与次级线圈的匝数比的选择，使得转换频率重载期间在第一谐振频率到第二谐振频率的范围内，而且在轻载期间超过第二谐振频率，以便稳定输出电压。

4.根据权利要求3的DC-DC变频器，还包括一个与次级线圈并联的电容器，其中通过改变所述电容器的电容以及初级线圈与次级线圈的匝数比来定义转换频率。

5.一种高电压生成电路，包括：

转换装置，其具有一对串联的转换设备，以形成一个桥；

一个变频器变压器，其一个初级线圈和多个次级线圈缠绕成预定的匝数比，用于通过所述转换单元的转换操作，向多个次级线圈传送为初级线圈提供的转换输出；

串联谐振装置，其一个电容、一个电感以及用作电感的初级线圈串联连接到这对转换设备之间的节点，所述串联谐振装置在第一谐振频率谐振，以向转换操作提供电流谐振；

并联谐振装置，其在初级至少有一个等效于多个次级线圈的绕组间电容之和的等效电容，以及初级线圈的电感，所述并联谐振装置在高于第一谐振频率的第二谐振频率谐振；

高电压源装置，用于使电压放大器整流电路与每个次级线圈耦合，以便它们彼此串联，从而向负载提供一个高电压；以及

转换控制装置，用于根据从所述高电压源装置输出的高电压的变化来改变所述转换装置的转换频率，

从而稳定该高电压输出。

6.一种高电压生成电路，包括：

转换装置，其具有一对串联的转换设备，以形成一个桥；

串联谐振装置，其一个电容、一个电感以及用作电感的初级线圈串联连接到这对转换设备之间的节点，所述串联谐振装置在第一谐振频率谐振以为转换操作提供电流谐振；

并联谐振装置，其在初级至少有一个等效于多个次级线圈的绕组间电容之和的等效电容，以及初级线圈的电感，所述并联谐振装置在高于第一谐振频率的第二谐振频率上谐振；

高电压源装置，用于使电压放大器整流电路与每个次级线圈耦合，以便它们彼此串联，这样就能为负载提供一个高电压；

误差检测装置，用于检测从所述高电压源装置输出的高电压的变化；

转换激励装置，用于根据转换频率来激励这对转换设备，

从而稳定该高电压输出。

7.根据权利要求5或6的高电压生成电路，其中初级线圈与多个次级线圈的匝数比的选择，使得转换频率重载期间在第一谐振频率到第二谐振频率的范围内，并在轻载期间超过第二谐振频率，从而稳定该高电压输出。