CN104953842B - 电流谐振型电源装置 - Google Patents

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Abstract

提供电流谐振型电源装置，在小负载时能够稳定地控制输出电压。该装置具有由变压器(T)的一次绕组(P)和电容器(C2)形成的串联电路，该串联电路与第1开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)的连接点以及直流电源的一端连接，第1开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)串联连接在直流电源(RC1)的两端；整流平滑电路(D1、D2、C3)，对在变压器的二次绕组(S)产生的电压进行整流和平滑，取出直流电压；控制电路(CM1)，使第1开关元件和第2开关元件交替地导通/截止；电压检测部(R10、R11)，检测直流电源的电压；以及占空比控制部(G11)，在小负载时，随着由电压检测部检测出的电压的值变大，使第1开关元件和第2开关元件的占空比接近50％。

Description

电流谐振型电源装置
技术领域
本发明涉及电流谐振型电源装置，尤其涉及电流谐振型电源装置的小负载时的输出电压控制。
背景技术
图16是示出现有的电流谐振型电源装置的电路图。在图16中，在对交流电压进行整流的全波整流电路RC1的输出两端连接有平滑电容器C1，并且连接有由MOSFET构成的开关元件Q1和开关元件Q2的串联电路。开关元件Q1和开关元件Q2交替地导通/截止。在开关元件Q2的两端连接有谐振电抗器Lr、变压器T的一次绕组P与电流谐振电容器C2的串联电路。
变压器T的二次绕组S1与二次绕组S2串联连接，在二次绕组S1的一端连接着二极管D1的阳极，在二次绕组S2的一端连接着二极管D2的阳极。二极管D1的阴极以及二极管D2的阴极与平滑电容器C3的一端连接，平滑电容器C3的另一端连接于二次绕组S1的一端与二次绕组S2的一端之间的连接点。平滑电容器C3的两端连接有检测器11。此外，也可以用谐振电抗器Lr替代变压器T的漏感。
检测器11检测平滑电容器C3的输出电压，输出到振荡器13。振荡器13根据平滑电容器C3的输出电压，生成使振荡频率可变的频率信号。在来自振荡器13的频率信号为由电阻R1和电阻R2对电源Vcc的电压进行分压后的分压电压以上的情况下，比较器CM1输出高电平，在来自振荡器13的频率信号小于由电阻R1和电阻R2对电源Vcc的电压进行分压后的分压电压的情况下，比较器CM1输出低电平。
反相器IN1使来自比较器CM1的输出反转，通过反转输出，使开关元件Q2导通/截止。高侧(high side)驱动器12通过来自比较器CM1的输出使开关元件Q1导通/截止。
接着，说明如上构成的现有的电流谐振型电源装置的动作。首先，在开关元件Q1导通后，在RC1→Q1→Lr→P→C2→RC1的路径中流过电流。该电流是在变压器T的1次侧的励磁电感Lp中流过的励磁电流与经由一次绕组P、二次绕组S2、二极管D2、电容器C3而从输出端子OUT提供给负载的负载电流的合成电流。前者的电流为(电抗器Lr+励磁电感Lp)与电流谐振电容器C2的正弦波状的谐振电流，其谐振频率低于开关元件Q1的导通期间，因而正弦波的一部分作为三角波状的电流被观测到。后者的电流为体现电抗器Lr与电流谐振电容器C2的谐振要素的正弦波状的谐振电流。
开关元件Q1截止后，通过蓄积于变压器T的励磁电流的能量，产生基于(电抗器Lr+励磁电感Lp)、电流谐振电容器C2以及开关元件Q2的两端具有的电压谐振电容器Crv(未图示)的电压伪谐振。此时，电容较小的电压谐振电容器Crv的谐振频率作为开关元件Q1以及开关元件Q2的两端电压被观测到。即，开关元件Q1的电流在开关元件Q1截止的同时转移到电压谐振电容器Crv。若电压谐振电容器Crv放电至零伏，则电流转移到开关元件Q2的内部二极管。此时，蓄积于变压器T中的励磁电流的能量经由开关元件Q2的内部二极管对电流谐振电容器C2进行充电。通过在该期间内使开关元件Q2导通，能够实现开关元件Q2的零电压开关动作。
开关元件Q2导通后，以电流谐振电容器C2为电源，在C2→P→Lr→Q2→C2的路径中流过电流。该电流是在变压器T的励磁电感Lp中流过的励磁电流与经由一次绕组P、二次绕组S1、二极管D1、平滑电容器C3从输出端子OUT提供给负载的负载电流的合成电流。前者的电流为(电抗器Lr+励磁电感Lp)与电流谐振电容器C2的正弦波状的谐振电流，其谐振频率低于开关元件Q2的导通期间，因而正弦波的一部分作为三角波状的电流被观测到。后者的电流为显现电抗器Lr与电流谐振电容器C2的谐振要素的正弦波状的谐振电流。
在开关元件Q2截止后，通过蓄积于变压器T的励磁电流的能量，产生基于(电抗器Lr+励磁电感Lp)、电流谐振电容器C2以及电压谐振电容器Crv的电压伪谐振。此时，电容较小的电压谐振电容器Crv的谐振频率作为开关元件Q1以及开关元件Q2的两端电压被观测到。即，开关元件Q2的电流在开关元件Q2截止的同时转移到电压谐振电容器Crv。若电压谐振电容器Crv被充电至全波整流电路RC1的输出电压，则电流转移到开关元件Q1的内部二极管。此时，蓄积于变压器T的励磁电流的能量经由开关元件Q1的内部二极管而在全波整流电路RC1中再生。通过在该期间内使开关元件Q1导通，能够实现开关元件Q1的零电压开关动作。
图17示出现有的电流谐振型电源装置的小负载时的各部分的波形。在图17中，Id(Q1)表示开关元件Q1的漏极电流，I(P)表示在一次绕组P中流过的电流，V(C2)表示电流谐振电容器C2的两端电压，Vds(Q2)表示开关元件Q2的漏极/源极间的电压，V(P)表示一次绕组P的两端电压，V(D1)表示二极管D1的两端电压，V(D2)表示二极管D2的两端电压。
此外，在现有的电流谐振型电源装置中，开关元件Q1和开关元件Q2以占空比50％交替地重复导通/截止，控制开关频率，从而控制输出电压。此时，如图17所示，电流谐振电容器C2的电压V(C2)以平滑电容器C1的电压V(C1)的两端电压的1/2电压为中心重复进行上下对称的充放电。由此，一次绕组P产生电压V(P)，二次绕组S1、S2产生电压，通过二极管D1、D2对该电压进行整流，从而可获得输出电压。
另外，作为现有技术的关联技术，已知例如专利文献1～专利文献4所记载的电流谐振型电源装置。
专利文献1：日本特开2013-78228号公报
专利文献2：日本特开平7-135769号公报
专利文献3：美国专利2005-0157522号公报
专利文献4：美国专利8213189B2号公报
但是，在现有的电流谐振型电源装置中，在为了提高小负载的效率以改变占空比的方式进行控制时，在小负载时，如果输入电压变大，则在1个周期内向2次侧传送的能量变大，因此，进行间歇动作。在进行该间歇动作时，会超过输出电压的恒压控制范围。
发明内容
本发明提供即使在小负载时也能够稳定地控制输出电压的电流谐振型电源装置。
为了解决上述问题，本发明是如下电流谐振型电源装置，其特征在于，具有：第1开关元件和第2开关元件，它们串联连接在直流电源的两端；串联电路，其由变压器的一次绕组和电容器串联连接而成，该串联电路与所述第1开关元件和所述第2开关元件之间的连接点以及所述直流电源的一端连接；整流平滑电路，其对在所述变压器的二次绕组上产生的电压进行整流和平滑，取出直流电压；控制电路，其使所述第1开关元件和所述第2开关元件交替地导通/截止；电压检测部，其检测所述直流电源的电压；以及占空比控制部，在小负载时，随着由所述电压检测部检测出的电压的值变大，该占空比控制部使所述第1开关元件和所述第2开关元件的占空比接近50％。
发明效果
根据本发明，在电压检测部检测出直流电源的电压时，在小负载时，随着由电压检测部检测出的电压的值变大，占空比控制部使第1开关元件和第2开关元件的占空比接近50％，因此，即使在小负载时也能够稳定地控制输出电压。
附图说明
图1是本发明实施例1的电流谐振型电源装置的电路图。
图2是示出在本发明的实施例1的电流谐振型电源装置中，低侧(low side)的开关元件的导通时间、高侧(high side)的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系的图。
图3是本发明的实施例2的电流谐振型电源装置的电路图。
图4是示出在本发明的实施例2的电流谐振型电源装置中，低侧的开关元件的导通时间、高侧的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系的图。
图5是本发明的实施例3的电流谐振型电源装置的电路图。
图6是示出在本发明的实施例3的电流谐振型电源装置中，低侧的开关元件的导通时间、高侧的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系的图。
图7是示出本发明的实施例3的电流谐振型电源装置的大负载时的各部的波形的图。
图8是示出本发明的实施例3的电流谐振型电源装置的中负载时的各部的波形的图。
图9是示出本发明的实施例3的电流谐振型电源装置的小负载时的各部的波形的图。
图10是本发明的实施例4的电流谐振型电源装置的电路图。
图11是示出在本发明的实施例4的电流谐振型电源装置中，低侧的开关元件的导通时间、高侧的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系的图。
图12是本发明的实施例5的电流谐振型电源装置的电路图。
图13是示出现有的电流谐振电源在导通占空比50％控制下从大负载变化到小负载时的Ve波形和在实施例5的控制下从大负载变化到小负载时的Ve波形的图。
图14是示出在本发明的实施例5的电流谐振型电源装置中，低侧的开关元件的导通时间、高侧的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系的图。
图15是示出本发明的实施例5的电流谐振型电源装置的小负载时的各部的波形的图。
图16是示出现有的电流谐振型电源装置的电路图。
图17是示出现有的电流谐振型电源装置的小负载时的各部的波形的图。
标号说明
RC1全波整流电路；Q1、Q2、Q3、Q4开关元件；Lr谐振电抗器；T变压器；P一次绕组；S1、S2二次绕组；D1～D4二极管；C1、C3平滑电容器；C2电流谐振电容器；C4、C5、C7、C8电容器；R1～R5、R10～R14、R16～R20电阻；CM1比较器；G11、G12运算放大器；IN1反相器；SW1开关；BF1、BF2缓冲器；FF1触发电路；I1、I2电流源；10、16、17、18、19、20加法器；11检测器；12高侧驱动器；13振荡器；14、14a、15V/I；V1基准电源；ZD1齐纳二极管。
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的电流谐振型电源装置的几个实施方式。
[实施例1]
图1是本发明实施例1的电流谐振型电源装置的电路图。图1所示的本发明的实施例1的电流谐振型电源装置具有控制电路，该控制电路将开关元件Q1的第1导通时间和开关元件Q2的第2导通时间设定为相同的规定时间而使开关元件Q1和开关元件Q2交替地导通/截止。即，将占空比设定为50％。
相对于图16所示的现有的电流谐振型电源装置的结构，实施例1的电流谐振型电源装置具有第1导通时间控制部，该第1导通时间控制部具有电容器C4、C5、电阻R3、R4、开关SW1、二极管D3。
该第1导通时间控制部根据通过电容器C4检测出的电流的值，在小负载时，使开关元件Q1的第1导通时间Tho和开关元件Q2的第2导通时间Tlo中的一个导通时间短于规定的时间，使第1导通时间Tho和第2导通时间Tlo中的另一个导通时间长于规定的时间。
电容器C4的一端与变压器T的一次绕组P的一端以及电容器C2的一端连接，构成电流检测部，该电流检测部检测在变压器T的一次绕组P中流过的电流。电容器C4的另一端与电阻R4的一端以及开关SW1的一端连接，电阻R4的另一端接地。
开关SW1的另一端与电阻R3的一端连接，电阻R3的另一端与电容器C5的一端以及二极管D3的阴极连接，电容器C5的另一端接地。二极管D3的阳极与电阻R2的一端、电阻R1的一端以及比较器CM1的反相输入端子连接。比较器CM1的输出端子与反相器IN1的输入端子连接，与开关元件Q2的栅极连接。反相器IN1的输出端子与高侧驱动器12连接。
此外，平滑电容器C1的一端以及全波整流电路RC1的输出端与电阻R10的一端连接，电阻R10的另一端与电阻R11的一端以及运算放大器G11的同相输入端子连接。电阻R10和电阻R11构成检测作为直流电源的平滑电容器C1的电压的电压检测部。
电阻R11的另一端接地，运算放大器G11的反相输入端子与电阻R12的一端以及电阻R13的一端连接。电阻R13的另一端接地，电阻R12的另一端与运算放大器G11的输出端子以及电阻R14的一端连接，电阻R14的另一端与电容器C5的一端连接。
运算放大器G11对分压电压以及电阻R13的两端电压进行比较，将输出电压输出到电容器C5，该分压电压是与由电阻R10和电阻R11对平滑电容器C1的电压进行分压而得到的。即，在小负载时，随着由电阻R10和电阻R11检测出的平滑电容器C1的输入电压的值变大，运算放大器G11向电容器C5输出更大的输出电压，由此，使电容器C5的电压上升，从而构成使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％的占空比控制部。
另外，开关元件Q1对应于第1开关元件，开关元件Q2对应于第2开关元件。二极管D1、D2和平滑电容器C3构成整流平滑电路，该整流平滑电路对变压器T的二次绕组S1、S2产生的电压进行整流和平滑，获取直流电压。
接下来，参照图1和图2，对这样构成的实施例1的电流谐振型电源装置的动作进行详细说明。图2示出在实施例1的电流谐振型电源装置中，低侧的开关元件的导通时间、高侧的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系。图2的(a)示出输入电压较低的情况，图2的(b)示出输入电压中等的情况，图2的(c)示出输入电压较高的情况。在图2中，FB量为反馈量，VC5为电容器C5的电压。
首先，在开关元件Q1导通时，电流流过变压器T的一次绕组P，因此，电容器C4检测流过变压器T的一次绕组P的电流，输出到电阻R4。
此外，在开关元件Q1导通时，从反相器IN1输出高电平，因此，开关SW1接通。因此，在电阻R4上产生的电压通过电阻R3和电容器C5的积分电路进行积分，从而在电容器C5的两端获得电流的平均值。电流的平均值在小负载时较小，在大负载时较大。
因此，在小负载时，电阻R1与电阻R2之间的连接点处的基准电压小于大负载时的基准电压。比较器CM1在来自振荡器13的三角波信号为基准电压以上时向开关元件Q2输出高电平而使其导通，在三角波信号小于基准电压时向开关元件Q2输出低电平而使其截止。在小负载时，基准电压小于大负载时的基准电压，因此高电平期间变长，如图2的(a)、图2的(b)所示，在输入电压为较低和中等的情况下，开关元件Q2的导通时间Tlo变长。
另一方面，反相器IN1使比较器CM1的输出反转，在来自振荡器13的三角波信号小于基准电压时向开关元件Q1输出高电平而使其导通，在三角波信号为基准电压以上时向开关元件Q1输出低电平而使其截止。因此，在小负载时，基准电压小于大负载时的基准电压，因此，高电平期间变短，如图2的(a)、图2的(b)所示，开关元件Q1的导通时间Tho变短。
因此，电流谐振电容器C2以平滑电容器C1的两端电压或接近OV的电压为中心而进行充电/放电，由此，即使充电/放电电流较小，也能够对一次绕组P施加足够的电压。
即，在小负载时改变开关元件Q1和开关元件Q2的导通/截止的时间，使其从占空比50％起发生变化，从而能够减小电流谐振电容器C2的充放电电流和损耗并提升效率。
但是，在小负载时，由于在输入电压变大时会超过恒压控制范围，因此，需要恢复为接近占空比50％的控制，利用电阻R10和电阻R11检测来自平滑电容器C1的输入电压。在小负载时，随着由电阻R10和电阻R11检测出的平滑电容器C1的输入电压的值变大，运算放大器G11向电容器C5输出更大的输出电压。
因此，电容器C5的电压VC5上升，因此，如图2的(c)所示，小负载时的电容器C5的电压VC5和电阻R1与电阻R2之间的连接点处的基准电压Vi为大致相同电压。因此，在小负载时且输入电压较大时，如图2的(c)所示，能够使开关元件Q1的导通时间Tho和开关元件Q2的导通时间Tlo为相同时间。即，能够使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％，因此，在小负载时，能够使输出电压的恒压精度变得稳定。
[实施例2]
图3是本发明的实施例2的电流谐振型电源装置的电路图。图3所示的实施例2的电流谐振型电源装置具有控制电路，该控制电路将开关元件Q1的第1导通时间和开关元件Q2的第2导通时间设定为相同规定时间而使开关元件Q1和开关元件Q2交替地导通/截止。即，将占空比设定为50％。
该控制电路具有电流源I1、加法器16、电容器C7、MOSFET Q3、缓冲器BF1、触发电路FF1，作为用于设定开关元件Q1的第1导通时间Tho的电路。
控制电路具有电流源I2、电容器C8、MOSFET Q4、缓冲器BF2、触发电路FF1，作为用于设定开关元件Q2的第2导通时间Tlo的电路。
此外，基于由检测器11检测出的直流电压，在反馈量(FB量)较大的小负载时，加法器16将电流源I1的电流与更大的反馈电流IFB相加，由此，使电流I6增大，使开关元件Q1的第1导通时间Tho短于规定的时间。电流源I1和加法器16构成第2导通时间控制部。
接着，说明控制电路的连接结构。电源Vcc与电流源I1的一端连接，电流源I1的另一端经由加法器16与电容器C7的一端、MOSFET Q3的漏极以及缓冲器BF1的输入端连接。电容器C7的另一端以及MOSFET Q3的源极接地。MOSFET Q3的栅极与触发电路FF1的反相输出端子Qb以及低侧的开关元件Q2的栅极连接。缓冲器BF1的输出端子与触发电路FF1的复位端子R连接。
加法器16将电流源I1的电流和对应于由检测器11检测出的反馈量FB的反馈电流IFB相加，利用相加后的电流对电容器C7进行充电。
电流源I2的一端与电源Vcc连接，电流源I2的另一端与电容器C8的一端、MOSFETQ4的漏极以及缓冲器BF2的输入端连接。电容器C8的另一端以及MOSFET Q4的源极接地。MOSFET Q4的栅极与触发电路FF1的输出端子Q以及高侧驱动器12连接。缓冲器BF2的输出端子与触发电路FF1的置位端子S连接。
电阻R10、R11、R12、R13、R14与运算放大器G11的连接如在图1中说明的那样，因此，此处省略其说明。
V/I电路14将来自电阻R14的电压转换为电流I14而输出到加法器10。加法器10从来自检测器11的反馈电流IFB减去来自V/I(电压电流转换器)14的电流I14，将其减法输出作为反馈电流IFB2输出到加法器16。
即，在输入较高时，随着由电阻R10和电阻R11检测出的平滑电容器C1的输入电压的值变大，加法器10向加法器16输出更小的输出电流，由此，降低加法器16的输出，构成使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％的占空比控制部。
接下来，参照图3和图4，对这样构成的实施例2的电流谐振型电源装置的动作进行详细说明。图4示出在实施例2的电流谐振型电源装置中，低侧的开关元件的导通时间、高侧的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系。图4的(a)示出输入电压较低的情况，图4的(b)示出输入电压为中等的情况，图4的(c)示出输入电压较高的情况。在图4中，FB量为反馈量，I14为从VI14输出的电流。
首先，对大负载时的动作进行说明。最初，假设电容器C8正在被充电。此时，从缓冲器BF2向触发电路FF1的置位端子S输出高电平，因此，从触发电路FF1的输出端子Q向高侧驱动器12输出高电平。因此，开关元件Q1导通。
此时，从触发电路FF1的输出端子Q向MOSFET Q4的栅极输出高电平，因此MOSFETQ4导通。因此，电容器C8的电荷进行放电。此外，由于从触发电路FF1的输出端子Qb向MOSFETQ3的栅极输出低电平，因此MOSFET Q3截止。
接下来，在通过加法器16相加后的电流源I1的电流和反馈电流IFB2流过电容器C7时，电容器C7被充电，电压上升。
如果电容器C7的电压超过规定值，则缓冲器BF1向触发电路FF1的复位端子R输出高电平，因此，从触发电路FF1的反相输出端子Qb向开关元件Q2的栅极输出高电平。因此，开关元件Q2导通。此外，由于从触发电路FF1的反相输出端子Qb向MOSFET Q3的栅极输出高电平，因此，MOSFET Q3导通。因此，电容器C7进行放电。
此外，由于从触发电路FF1的输出端子Q向MOSFET Q4的栅极输出低电平，因此，MOSFET Q4截止。因此，电容器C8的电压上升。
此外，从触发电路FF1的输出端子Q向高侧驱动器12输出低电平，因此，开关元件Q1截止。
如图4所示，在大负载时，由于反馈量较小，因此，反馈电流IFB也较小，电容器C7的电压达到规定值所需的充电时间变得较长。
另一方面，如图4所示，在小负载时，由于反馈量较大，因此，反馈电流IFB也较大，电容器C7的电压达到规定值所需的充电时间变得较短。因此，如图4所示，开关元件Q1的导通时间Tho在大负载时较长，在小负载时较短。
另一方面，开关元件Q2的导通时间Tlo是由恒流源I2、电容器C8、元件Q8、缓冲器BF2、触发电路FF1决定的，不受来自检测器11的反馈电流及来自V/I 14的电流的影响，因此，如图4所示，与负载的状态无关，而为固定时间。
此外，在小负载时，由于在输入电压变大时会超过恒压控制范围，因此，需要恢复为接近占空比50％的控制，利用电阻R10和电阻R11检测来自平滑电容器C1的输入电压。在小负载时，随着由电阻R10和电阻R11检测出的平滑电容器C1的输入电压的值变大，运算放大器G11经由电阻R14、V/I 14，向加法器10输出更大的输出电压。
加法器10从来自检测器11的反馈电流IFB减去来自V/I 14的电流I14，将其作为IFB2输出。因此，在小负载时，加法器10的输出电流IFB2小于输入电压(低)和输入电压(中)时的输出，因此，从加法器10向加法器16输入更小的输出。因此，开关元件Q1的导通时间Tho变长。
因此，在小负载时且输入电压较大时，如图4的(c)所示，能够使开关元件Q1的导通时间Tho和开关元件Q2的导通时间Tlo为大致相同时间。即，能够使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％，因此，在小负载时，能够使输出恒压精度变得稳定。
[实施例3]
图5是本发明的实施例3的电流谐振型电源装置的电路图。相对于图3所示的实施例2的电流谐振型电源装置，图5所示的实施例3的电流谐振型电源装置的特征在于具有第3导通时间控制部，该导通时间控制部去除了加法器10，此外，具有加法器17、电容器C4、C5、电阻R3、R4、开关SW1、齐纳二极管ZD1。
该第3导通时间控制部基于由电容器C4检测出的电流的平均值，在开关元件Q1的平均电流值较小时即在小负载时，使开关元件Q2的第2导通时间Tlo长于规定时间，在开关元件Q1的平均电流值较大时即在大负载时，使开关元件Q2的第2导通时间Tlo短于规定时间。
电容器C4的一端与变压器T的一次绕组P的一端以及电容器C2的一端连接，从而构成电流检测部，该电流检测部检测在变压器T的一次绕组P中流过的电流。电容器C4的另一端与电阻R4的一端、开关SW1的一端连接，电阻R4的另一端接地。
开关SW1的另一端与电阻R3的一端连接，电阻R3的另一端与电容器C5的一端、V/I14的输入端子连接，电容器C5的另一端接地。电容器C5的两端与齐纳二极管ZD1连接。V/I14的输出端子与加法器17连接。加法器17将来自电流源I2的电流与来自V/I 14的电流相加，对电容器C8进行充电。
电阻R14的另一端与电容器C5的一端、V/I 14的输入侧连接。随着由电阻R10和电阻R11检测出的平滑电容器C1的输入电压的值变大，运算放大器G11向电容器C5输出更大的输出电压，由此，在小负载时，使电容器C5的电压上升，从而构成使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％的占空比控制部。
接下来，参照图5～图9，对这样构成的实施例3的电流谐振型电源装置的动作进行详细说明。图6示出在实施例3的电流谐振型电源装置中，低侧的开关元件的导通时间、高侧的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系。图6的(a)示出输入电压较低的情况，图6的(b)示出输入电压为中等的情况，图6的(c)示出输入电压较高的情况。在图6中，FB量为反馈量，VR14为运算放大器G11的输出电压。图7示出大负载时的各部的波形。图8示出中负载时的各部的波形。图9示出小负载时的各部的波形。
此外，在图7～图9中，Vb表示电阻R4的电压，Vc表示电阻R3的电压，VC5表示电容器C5的电压。此外，在图15和图16中，对电流谐振型电源装置的基本的电流谐振动作进行了说明，因此，省略其说明，此处，主要对第3导通时间控制部的动作进行说明。
此外，在实施例2的电流谐振型电源装置的动作中，对开关元件Q1的导通/截止动作进行了说明，因此，省略其说明。此外，向加法器16输入恒流源I1的电流和来自检测器11的反馈电流IFB。如图6所示，负载越小，则反馈量FB越大，因此，负载越小，则开关元件Q1的导通时间Tho越短。
接下来，对开关元件Q2的导通/截止动作进行说明。首先，在开关元件Q1导通时，电流经由开关元件Q1流过变压器T的一次绕组P，因此，电容器C4检测流过变压器T的一次绕组P的电流，将其输出到电阻R4。
此外，在开关元件Q1导通时，从触发电路FF1的同相输出端子输出高电平，因此开关SW1接通。因此，在电阻R4上产生的电压通过电阻R3和电容器C5的积分电路进行积分，从而在电容器C5的两端可获得电流的平均值。平均电流在小负载时较小，在大负载时较大。
此外，V/I 14将电容器C5的电压转换为电流，将转换后的电流I14输入到加法器17。因此，在小负载时，加法器17使较小的电流流过电容器C8，在大负载时，使较大的电流流过电容器C8。因此，在小负载时，电容器C8的充电电压平缓地上升。因此，如图6所示，在小负载时，能够延长开关元件Q2的导通时间。此外，在大负载时，电流的平均值较大，因此，能够缩短开关元件Q2的导通时间Tlo。
因此，在小负载时，如图9所示，电流谐振电容器C2的电压V(C2)以接近OV的电压为中心而上下变动。即，在小负载时改变开关元件Q1和开关元件Q2的导通/截止的时间，使其从占空比50％起发生变化，从而能够减小电流谐振电容器的充放电电流和损耗并提升效率。
但是，在小负载时，由于在输入电压变大时会超过恒压控制范围，因此，需要恢复为接近占空比50％的控制，利用电阻R10和电阻R11检测来自平滑电容器C1的输入电压。随着由电阻R10和电阻R11检测出的平滑电容器C1的输入电压的值变大，运算放大器G11向电容器C5输出更大的输出电压，因此，在小负载时，使电容器C5的电压上升。
因此，如图6的(c)所示，在小负载时且输入电压较大的情况下，能够使开关元件Q1的导通时间Tho和开关元件Q2的导通时间Tlo为大致相同时间。即，能够使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％，因此，在小负载时，能够使输出电压的恒压精度变得稳定。
[实施例4]
图10是本发明的实施例4的电流谐振型电源装置的电路图。相对于图5所示的实施例3的电流谐振型电源装置的结构，图10所示的本发明的实施例4的电流谐振型电源装置的特征在于，去除了齐纳二极管ZD1，此外，具有基准电源V1、V/I 14a、加法器18、19、20。
基准电源V1、电容器C5的电压VC5、加法器20、V/I 14、14a构成设定负载状态的负载状态设定部，该负载状态用于使开关元件Q1的第1导通时间Tho和开关元件Q2的第2导通时间Tlo的占空比从50％切换为50％以外。
随着从由负载状态设定部设定的负载状态变为小负载，所述第3导通时间控制部使开关元件Q2的第2导通时间Tlo逐渐长于规定时间。所述第3导通时间控制部的特征在于，具有第4导通时间控制部，随着从由负载状态设定部设定的负载状态变为小负载，该第4导通时间控制部使开关元件Q1的第1导通时间Tho逐渐短于规定时间。
加法器20从基准电源V1的电压中减去电容器C5的电压VC5，向V/I 14、14a输出减法输出电压。V/I 14、14a在基准电源V1的电压超过电容器C5的电压VC5时、即减法输出为正电压时，将电压转换为电流并输出。
加法器19从来自检测器11的FB电流IFB中减去V/I 14的输出电流I14，将相减得到的电流作为电流I19输出到加法器17。加法器17将来自加法器19的电流I19和电流源I2的电流相加，利用相加后的电流I7对电容器C8进行充电。
加法器18将来自V/I 14a的电流I14a与反馈电流IFB相加，将相加后的电流作为I18输出到加法器16。加法器16将来自加法器18的电流I18和电流源I1的电流相加，利用相加后的电流I6对电容器C7进行充电。
接下来，参照图11，对这样构成的实施例4的电流谐振型电源装置的动作进行说明。
首先，如图11的(b)所示，基准电源V1的电压被设定为中等负载级别的负载状态。在电容器C5的电压VC5为基准电源V1的电压以上的情况下，V/I 14、14a不进行动作。因此，从大负载到中等负载级别为止，不从V/I 14、14a向加法器18、19输出电流。因此，通过仅利用通常的FB量的控制，确定开关元件Q1的导通时间Tho、开关元件Q2的导通时间Tlo。此时，以50％占空比进行动作。
另一方面，随着从中等负载级别变为小负载时，电压VC5降低，因而，电压V20的相减结果为正，因此，电流从V/I 14、14a被输出至加法器18、19，所以，对通常的FB量加上来自V/I 14、14a的电流。因此，在电容器C7中，流过来自加法器18的电流I18和电流I1，在电容器C8中，流过来自加法器19的电流I19和电流I2。因此，从中等负载级到小负载时，开关元件Q1的导通时间Tho短于规定时间，开关元件Q2的导通时间Tlo长于规定时间。
这样，基于基准电源V1、电容器C5的电压VC5、V/I 14、14a，设定用于将开关元件Q1的第1导通时间Tho与开关元件Q2的第2导通时间Tlo的占空比从50％切换为50％以外的负载状态。在该例子中，如图11的(b)所示，将基准电源V1的电压设定为中等负载级别的负载状态，在基准电源V1的电压超过电容器C5的电压VC5时，使V/I 14、14a进行动作，从而能够将占空比从50％切换为50％以外。
即，能够将用于把占空比从50％切换为50％以外的负载状态设定为大负载、中等负载、小负载中的某一个最佳的负载，因此，能够使得电流谐振型电源装置的效率良好。
另外，对于设定将占空比从50％以外切换为50％的负载状态的情况，也与设定将占空比从50％切换为50％以外的负载状态的情况相同。
此外，在小负载时，由于在输入电压变大时会超过恒压控制范围，因此，需要使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％。随着由电阻R10和电阻R11检测出的平滑电容器C1的输入电压的值变大，运算放大器G11向加法器20输出更大的输出电压VR14，因此，加法器20的输出电压成为更小的输出电压。
即，在从基准电源V1的电压减去来自电阻R14的电压后的合计电压超过电容器C5的电压VC5时，使V/I 14、14a动作，由此，能够将占空比从50％切换为50％以外。在输入电压较大的情况下，加法器20的输出电压为较小的电压，因此，V/I 14、V/I 14a不动作，占空比为50％。
因此，如图11的(c)所示，在小负载时且输入电压较大的情况下，能够使开关元件Q1的导通时间Tho和开关元件Q2的导通时间Tlo在大负载、中负载、小负载时成为大致相同时间。即，能够使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％，因此，在小负载时，能够使恒压精度变得稳定。
因此，在实施例4的电流谐振型电源装置中，与实施例2的电流谐振型电源装置效果的效果相比，能够进行更优化的设定，所以能够进行更有效的调整。
[实施例5]
图12是本发明的实施例5的电流谐振型电源装置的电路图。相对于图1所示的实施例1的电流谐振型电源装置的结构，图12所示的实施例5的电流谐振型电源装置的特征在于，具有第5导通时间控制部，该第5导通时间控制部还具有R16～R20、二极管D4、运算放大器G12。
该第5导通时间控制部根据由电容器C2检测出的电压的值，在小负载时，使开关元件Q1的第1导通时间Tho和开关元件Q2的第2导通时间Tlo中的一个导通时间短于规定的时间，使第1导通时间Tho和第2导通时间Tlo中的另一个导通时间长于规定的时间。
电容器C2的一端以及一次绕组P的一端与电阻R17的一端连接，电阻R17的另一端与电阻R20的一端以及运算放大器G12的同相输入端子连接。运算放大器G12的反相输入端子与电阻R16的一端以及电阻R19的一端连接，电阻R16的另一端与电源Vcc连接，电阻R19的另一端接地。
在运算放大器G12的反相输入端子与输出端子之间连接有由电阻R18和二极管D4形成的串联电路。运算放大器G12的输出端子与电阻R3的一端以及二极管D4的阳极连接。电阻R3的另一端与电容器C5的一端以及二极管D3的阳极连接。二极管D3的阴极与电阻R1的一端以及电阻R2的一端连接，电容器C5的另一端接地。
接下来，参照图12～图14，对这样构成的实施例5的电流谐振型电源装置的动作进行详细说明。
首先，在开关元件Q1导通时，电流经由开关元件Q1流过变压器T的一次绕组P，因此，电容器C2被充电，经由电阻R17在电阻R20上产生电压Ve。运算放大器G12对分压电压Vd和电阻R20的两端电压进行比较，该分压电压Vd是通过电阻R16和电阻R19对电源Vcc的电压进行分压而得到的。
图13的(a)示出现有的电流谐振电源在导通占空比50％的控制下从大负载变化到小负载时的Ve波形，图13的(b)示出在实施例5的控制下从大负载变化到小负载时的Ve波形。
图14示出在实施例5的电流谐振型电源装置中，低侧的开关元件的导通时间、高侧的开关元件的导通时间、反馈量、负载的状态与小负载时的输入电压之间的关系。图14的(a)示出输入电压较低的情况，图14的(b)示出输入电压为中等级别的情况，图14的(c)示出输入电压较高的情况。首先，对图14的(a)所示的输入电压较低的情况、图14的(b)所示的输入电压为中等级别的情况下的动作进行说明。
此处，从运算放大器G12的输出起，经由二极管D4将电阻R18与运算放大器G12的反相端子连接，因此，如图14的(c)所示，初始设定的电压超过同相端子电压Ve，从而经由电阻R18将运算放大器G12的输出电压施加于反相端子，增益由电阻R18、电阻R16以及电阻R19的常数确定。相当于图13的(c)的比Vd线靠小负载侧的Vf特性。电压Vd为Vd＝Vcc×R19/(R16+R19)。Vcc为电源电压。
此处，在同相端子电压Ve小于初始设定的电压的情况下，二极管D4被反向偏置而截止，因此，运算放大器G12的动作成为开环增益，输出零伏。此时，经由电阻R3，对电容器C5的电荷进行放电。
在大负载时，放电大于来自运算放大器G12的充电，图13的(c)的比Vd线靠大负载侧的Vf特性变为零伏。此外，如图13的(b)所示，在小负载时，在电阻R20上产生的波形的波谷电压高于电阻R19的电压Vd，成为对电容器C5进行充电的状态，经由二极管D3而使比较器CM1的反相端子电压上升。
在小负载时，在电阻R20上产生的波形的波谷电压大于大负载时的波形的波谷电压，因此，小负载时的运算放大器G12的输出大于大负载时的输出。因此，小负载时的电容器C5的电压也变大，经由二极管D3使电阻R1与电阻R2之间的连接点处的基准电压上升。
比较器CM1在来自振荡器13的三角波信号为基准电压以上时，向开关元件Q1输出高电平。在小负载时，基准电压比大负载时高，因此，高电平的时间变短，开关元件Q1的导通时间Tho变短。
另一方面，反相器IN1使比较器G11的输出反转，因此，在来自振荡器13的三角波信号小于基准电压时，向开关元件Q2输出高电平。即，在小负载时，基准电压比大负载时高，因此，开关元件Q2的导通时间Tlo变长。
接下来，对图14的(c)的输入电压较大的情况进行说明。在小负载时，由于在输入电压变大时会超过恒压控制范围，因此，需要恢复为接近占空比50％的控制，利用电阻R10和电阻R11检测来自平滑电容器C1的输入电压。在小负载时，随着由电阻R10和电阻R11检测出的平滑电容器C1的输入电压的值变大，运算放大器G11向电容器C5输出更大的输出电压，因此，使电容器C5的电压上升。
因此，在小负载时，如图14的(c)所示，也能够使开关元件Q1的导通时间Tho和开关元件Q2的导通时间Tlo为相同时间。即，能够使开关元件Q1和开关元件Q2的占空比接近50％，因此，在小负载时，能够使输出电压的恒压精度变得稳定。
因此，实施例5的电流谐振型电源装置也能够获得与实施例1的电流谐振型电源装置的效果同样的效果。图15示出小负载时的各部的波形。
另外，本发明不限于实施例1至5的电流谐振型电源装置。在实施例5的电流谐振型电源装置中是从电源Vcc提供电阻R16的电源，但例如也可以将电阻R16的一端与平滑电容器C1的一端以及全波整流电路RC1的输出端连接，从平滑电容器C1向电阻R16提供电源。这样也能获得与实施例5的效果同样的效果。
此外，也可以组合实施例1～5的电流谐振型电源装置中的两个以上的实施例来构成。这样，可以得到多个实施例的效果。
产业上的可利用性
本发明能够用于开关电源装置。

Claims (5)

1.一种电流谐振型电源装置，其特征在于，其具有：
第1开关元件和第2开关元件，它们串联连接在直流电源的两端；
串联电路，其由变压器的一次绕组和电容器串联连接而成，该串联电路与所述第1开关元件和所述第2开关元件之间的连接点以及所述直流电源的一端连接；
整流平滑电路，其对在所述变压器的二次绕组上产生的电压进行整流和平滑，取出直流电压；
控制电路，其使所述第1开关元件和所述第2开关元件交替地导通/截止；
电压检测部，其检测所述直流电源的电压；以及
占空比控制部，在小负载时，随着由所述电压检测部检测出的电压的值变大，该占空比控制部使所述第1开关元件和所述第2开关元件的占空比接近50％，
电流检测部，其检测流过所述变压器的一次绕组的电流；以及
第1导通时间控制部，其基于由所述电流检测部检测出的电流的值，在小负载时，使所述第1开关元件的第1导通时间和所述第2开关元件的第2导通时间中的一方的导通时间短于所述占空比为50％的规定时间，使所述第1导通时间和所述第2导通时间中的另一方的导通时间长于所述规定时间。
2.根据权利要求1所述的电流谐振型电源装置，其特征在于，其具有：
检测器，其检测所述整流平滑电路的直流电压；以及
第2导通时间控制部，其基于由所述检测器检测出的直流电压，在小负载时，使所述第1开关元件的第1导通时间和所述第2开关元件的第2导通时间中的一方的导通时间短于所述占空比为50％的规定时间。
3.根据权利要求2所述的电流谐振型电源装置，其特征在于，其具有：
电流检测部，其检测流过所述变压器的一次绕组的电流；以及
第3导通时间控制部，其基于由所述电流检测部检测出的电流的值，在小负载时，使所述第1开关元件的第1导通时间和所述第2开关元件的第2导通时间中的另一方的导通时间长于所述规定时间。
4.根据权利要求3所述的电流谐振型电源装置，其特征在于，其具有：
负载状态设定部，其设定用于使所述第1开关元件的第1导通时间和所述第2开关元件的第2导通时间的占空比从50％切换为50％以外的负载状态；以及
第4导通时间控制部，随着从由所述负载状态设定部设定的负载状态变为小负载，第4导通时间控制部使所述第1导通时间和所述第2导通时间中的一方的导通时间逐渐短于所述规定时间。
5.根据权利要求1所述的电流谐振型电源装置，其特征在于，其具有：
第2电压检测部，其检测所述电容器的电压；以及
第5导通时间控制部，其基于由所述第2电压检测部检测出的电压的值，在小负载时，使所述第1导通时间和所述第2导通时间中的一方的导通时间短于所述规定时间，使所述第1导通时间和所述第2导通时间中的另一方的导通时间长于所述规定时间。
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