CN103269160A - 一种三态直/直变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三态直/直变换器及其控制方法，该变换器其特征在于：由两只开关管VT₁和VT₂、两只二极管D₁和D₂、储能电感L、滤波电容C和各元器件之间的连接电路组成，所述的连接电路借助于两只开关管VT₁和VT₂的开通与关断组合出变换器电路三种工作模态，分别是电感电流线性上升模态、电感电流线性下降模态、电感电流惯性续流模态。本发明因为惯性模态的存在，变换器电路具有更大的灵活性，可以实现输入电压、电流的独立控制，获得变换器伪连续导电模式，取得优越的动态响应。该变换电路除可应用到一般的直/直变换控制系统中，实施直流到直流的变换，还可以应用到带功率因数校正的直/直变换电路中。

Description

一种三态直/直变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于伪连续导电模式变换电路技术领域，具体涉及一种三态直/直变换器及其控制方法。

背景技术

目前，在传统不控整流电路中，因为电网输入电流所存在谐波，对电力系统产生严重的污染，影响电力系统的稳定、高效运行。为了减小整流负载对电力系统产生的谐波污染，提高电力系统传输的电能质量，需要在整流电路后采用带功率因数校正的变换电路，或者直接采用具有功率因数调整的全控整流电路。但不论如何，不控整流电路因其结构简单、工作可靠、构成成本低廉而深受公众的喜爱，使用也十分广泛。

功率因数校正广泛使用的变换电路主要以Boost升压变换电路为主，兼而有两管Back-Boost变换电路实现输入电路的功率因数校正。其中，平均电流控制的Boost变换器因其具有良好的稳定性能以及对噪声的不敏感，已经成为功率因数校正的首选结构。在功率因数校正控制过程中，电流的控制方式有电流连续模式（CCM）、电流断续模式（DCM）、伪连续导电模式（PCCM）。与DCM变换器相比，PCCM变换器有较大的带载能力，优于CCM和DCM的动态响应速度。因此，伪连续导电模式得到大家的关注。

文献1[具有快速动态响应的三态功率因数校正变换器，电机与控制学报，2011年1月，Vol.15No.1:13-19]介绍了Boost三态升压变换应用于整流电路的功率因数校正，文献2[两开关伪连续导电模式Back-Boost功率因数校正变换器，中国电机工程学报，2012年3月，Vol.32No.9:56-64]介绍了两开关Back-Boost变换电路实现整流电路的功率因数校正。

发明内容

发明目的：针对现有技术中存在的不足，本发明的目的是提供一种三态直/直变换器，通过伪连续导电模式变换电路实现整流电路的功率因数校正。本发明的另一目的是提供一种上述三态直/直变换器的控制方法。

技术方案：为了实现上述发明目的，本发明采用的技术方案如下：

一种三态直/直变换器，由两只开关管VT₁和VT₂、两只二极管D₁和D₂、储能电感L、滤波电容C和各元器件之间的连接电路组成，所述的连接电路借助于两只开关管VT₁和VT₂的开通与关断组合出变换器电路三种工作模态，分别是电感电流线性上升模态、电感电流线性下降模态、电感电流惯性模态。

所述的连接电路具体为：输入电路正极与开关管VT₁集电极相连，开关管VT₁的发射极与二极管D₁的阴极相连，二极管D₁的阳极与输出端负极相连；输入电路负极与二极管D₂的阳极相连，二极管D₂的阴极与输出电路正极相连；储能电感L的一端连接在开关管VT₁发射极与二极管D₁阴极的共同端，另一端连接在输入电路负极与二极管D₂阳极的共同端；滤波电容C连接在输出电路的正极和负极之间；开关管VT₂的发射极连接在二极管D₁阳极与滤波电容C的共同端，开关管VT₂的集电极连接在二极管D₂阳极与输入电路负极的共同端。

所述的连接电路具体为：输入电路正极与开关管VT₁集电极相连，开关管VT₁的发射极与二极管D₁的阴极相连，二极管D₁的阳极与输出端负极相连；输入电路负极与输出电路正极相连；储能电感L的一端连接在开关管VT₁发射极与二极管D₁阴极的共同端，另一端连接在输入电路负极；滤波电容C连接在输出电路的正极和负极之间；开关管VT₂的集电极连接在储能电感L与滤波电容C的共同端，开关管VT₂的发射极与二极管D₂阳极相连，二极管D₂阴极连接在开关管VT₁的发射极与二极管D₁阴极的共同端。

本发明借助于两只开关管、两只二极管、储能电感及滤波电容构成三态直直变换器，实现输入电压的上升、下降变换，电压的输出极性与输入电压极性相反。有三个工作模态，分别是电感电流线性上升、电感电流线性下降、电感电流惯性续流3个模态。当输入开关管导通，输入电源施加在电感的两端，在输入电源电压激励下，储能电感的电流线性增长。输出负载电压由输出端电容电压维持，向负载供电。在本模态中，控制储能电感惯性维持的开关管不论是处于导通还是关断状态，该变换器储能电感电流线性增长的工作状态不变。当输入开关管关断，控制储能电感惯性维持的开关管关断，储能电感中电能通过两个二极管续流，向负载供电，同时给输出滤波电容充电。随着电感向负载释放能量，电感电流按线性规律下降。当输入开关管关断，控制储能电感惯性维持的开关管导通，变换器进入电感电流惯性续流（维持）模态。

本发明中，输入开关管关断，控制储能电感惯性维持的开关管导通，电感电流通过该导通的开关管及二极管续流，因回路阻抗很小，电感电流惯性维持。输出负载电压由输出滤波电容电压维持，向负载供电。

一种所述三态直/直变换器的控制方法，包括以下：

1）变换器设定的输出电压和实际输出电压之间的偏差值，经过电压调节器输出控制电压，该控制电压与三角波信号比较得到VT₁的控制信号，经过驱动电路给VT₁以驱动；

2）变换器控制电流设定值与电感电流经过滞环比较器输出VT₂的控制信号，经过驱动电路给以VT₂驱动；比较器设置滞环，目的是提高电路工作可靠性。

3）VT₂驱动信号需要和VT₁的工作周期同步，以保证两开关管协调控制；使用VT₁的驱动信号作为VT₂控制信号的门控信号，当VT₁处于关断情况下开放VT₂的驱动信号；

4）在每个开关周期内，只要VT₁一开通，VT₂便关断，续流过程结束，电感电流在输入电源电压作用下上升；VT₂的再次开通，是电感电流低于设定电流的时刻，此时电感电流续流过程开始。

设定的电感电流下限在半个工频周期内按正弦规律变化，输入电压也按照正弦规律变化，每个控制周期内，电感电流达到的峰值亦按正弦规律变化，电感电流的平均值自然也按正弦规律变化。

本发明中，若控制变换器惯性维持电流及输入电压在半个工频周期内按照正弦规律变化，电感电流亦按照正弦半波规律变化。因此，该变换电路除可应用到一般的直/直变换控制系统中实施直流/直流变换，还可以应用到带功率因数校正的直/直变换电路中。

本发明与升降压直流/直流变换器相比，因为惯性模态的存在，该变换电路具有更大的灵活性，可以实现输入电压、电流的独立控制，获得变换器的伪连续导电模式，可应用于带功率因数校正的直/直变换电路中。

有益效果：与现有技术相比，本发明的三态直/直变换器及其控制方法，本发明因为惯性模态的存在，变换器电路具有更大的灵活性，可以实现输入电压、电流的独立控制，获得变换器伪连续导电模式，取得优越的动态响应。设定惯性模态续流电流按正弦规律变化，可获得电感电流的正弦变化规律。因此，该变换电路除可应用到一般的直/直变换控制系统中，实施直流到直流的变换，还可以应用到带功率因数校正的直/直变换电路中。

附图说明

图1是三态直流变换器第一种原理图；

图2是VT₁导通、VT₂关断区间（0～t₁）示意图；

图3是VT₁、VT₂关断区间（t₁～t₂）示意图；

图4是VT₁关断、VT₂导通区间（t₂～T）示意图；

图5是电路工作波形图；

图6是三态直流变换器第二种原理图；

图7是三态直流变换器控制电路图；

图8是三态直流变换器控制信号图；

图9是三态直流变换器各元件电压电流波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步的说明。

如图1所示，三态直流变换器，由两只开关管VT₁和VT₂、两只二极管D₁和D₂、储能电感L及滤波电容C和它们之间的连接电路组成。图中，VT₁、L、D₁、C构成升降压斩波电路，VT₂提供电感电流续流的惯性回路，D₂阻止电感电流续流过程中电容的短路放电，根据VT₁、VT₂的开通、关断组合，构成变换器电路的四种工作组合，分别是：

①VT₁：ON，VT₂：ON；

②VT₁：ON，VT₂：OFF；

③VT₁：OFF，VT₂：ON；

④VT₁：OFF，VT₂：OFF；

在这四种工作组合中，①和②两种工作组合电路的工作模式一样，将其归于一种工作模式，即电感电流线性上升模态。在该阶段，输入电源通过导通的开关管VT₁向电感提供能源，电感电流增加，因回路阻抗小，变换器电路工作频率较高，电感电流近乎按照线性规律上升，可称为电感电流线性增长阶段。在该阶段，负载电压由电容维持，电容向负载放电。

工作组合④中，为电感电流线性下降模态，输入端VT₁管关断。电感电流通过D₁、D₂续流，向负载供电的同时，给输出滤波电容充电。随着电感向负载供电、向电容充电过程的进行，电感电流按指数规律减小。因回路时间常数较大（电容较大），电路开关工作频率较高，电感电流近乎按照线性规律减小，可称为电感电流线性下降阶段。

工作组合③中，为电感电流惯性续流模态，输入端VT₁管关断。电感电流通过D₁、VT₂续流，因回路阻抗较小，电感电流基本不变。在该阶段，输出端负载电压由电容维持，电容向负载放电。

本发明根据电路工作模式，分析了变换器电路输入输出之间的关系如下式：

$\frac{U_o}{U_i}=-\frac{I_{\mathrm{in}}}{I_o}=-\frac{d_1}{d_2}=-\frac{d_1}{1-d_1-d_3}$

式中：U_o、U_i为变换器电路输入、输出电压，I_in、I_o为变换器电路输入、输出电流，d₁、d₂、d₃为变换器电路处于电流上升、下降、惯性维持三个区间的时间与控制周期的比值。

根据变换器电路工作原理，电路的控制是这样进行的。变换器设定的输出电压和实际输出电压的偏差值，经过电压调节器输出控制电压，该控制电压与三角波信号比较得到VT₁的控制信号，该信号的宽度取决于设定输出电压与实际输出电压的偏差程度。VT₁控制信号经过驱动电路给VT₁以驱动。变换器控制电流设定值与电感电流经过滞环比较器输出VT₂的控制信号，经过驱动电路给VT₂以驱动。比较器设置滞环，目的是提高电路工作可靠性。VT₂驱动信息需要和VT₁工作周期同步，保证两开关管协调控制。

为实现VT₂与VT₁控制的周期同步，使用VT₁的驱动信号作为VT₂控制信号的门控信号，当VT₁处于关断情况下才开放VT₂的驱动信号。在每个开关周期内，只要VT₁一开通，VT₂便关断，续流过程结束，电感电流在输入电源电压作用下上升。VT₂的再次开通，是电感电流低于设定电流的时刻，此时电感电流续流过程开始。

倘若设定的下限电流在半个工频周期内按照正弦规律变化，输入电压也按照正弦规律变化，每个控制周期内，电感电流达到的峰值亦按正弦规律变化，电感电流的平均值自然也按正弦规律变化。则在实际控制过程中，将参考电流设置为正弦半波，其控制的最终结果是，工频半周期内，电感电流亦按照正弦半波规律变化。因此，该变换电路除可应用到一般的直/直变换控制系统中，实施直流到直流的变换，还可以应用到带功率因数校正的直/直变换电路中。

实施例1三态直流变换器的构成及工作原理

三态直流变换器原理图如图1所示，变换器工作模式如图2、3、4所示，其驱动及电感电压、电流工作波形见图5所示。

图1中，VT₁和VT₂按照一定的工作组合，可以实现输入、输出电压的变换，其组合方式可有：

①VT₁：OFF，VT₂：OFF；

②VT₁：ON，VT₂：OFF；

③VT₁：OFF，VT₂：ON；

④VT₁：ON，VT₂：ON；

图2对应工作组合方式②。在此方式中，VT₁导通将输入电路接通，电源给电感以激励增磁，电感电能增加，输出电压由电容维持，向负载提供电能，电路处于电感电流上升模态。该工作组合方式中，当VT₁导通时，VT₂导通或者关断，其电路工作状态一样，因此，④和②两种模式相同。处于该阶段时，电感电流线性上升。

图3对应工作组合方式①。在此方式中，VT₁和VT₂均关断，电感电流通过D₁、D₂续流，向电容及负载提供电流，电感电流一部分提供给负载，一部分给电容充电，电路处于电感电流下降模态。处于该阶段时，电感电流线性下降。

图4对应工作组合方式③。在此方式中，VT₁关断，VT₂导通，电感电流续流，电路进入电感电流惯性模态。处于该阶段时，电感电流维持不变。

说明：电路处于图2的电感电流上升阶段及图3的电感电流下降阶段，其电感电流均应按指数规律上升、下降，但因变换器工作频率较高，回路电阻值较小，为分析方便，在开关控制周期内，电感电流的变化可按线性规律分析。

观察图5波形，电路工作的三段时间分别为d₁T、d₂T、d₃T，彼此之间的关系如下：

d₁+d₂+d₃=1

d₁=t₁/T

d₂=(t₂-t₁)/T

d₃=(T-t₂)/T             （0）

将图中元件视为理想元件，则在0～t₁区间，VT₁导通，VT₂关断，电源对电感充电，输出电容对负载放电。在电源电压作用下，电感电流增加，从i_Lmin增加至i_Lmax。电路工作状态如图2所示。输入电路电压方程为：

$u_i=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}---\left(1\right)$

在t₁～t₂区间，VT₁关断，VT₂关断，电感通过二极管D₁、D₂放电，其放电电流一部分给电容充电，一部分给负载供电，电感电流逐步下降。电路工作状态如图3所示。输出电路电压方程为：

$u_o=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

随着放电的进行，电感电流逐步减小。当电感电流减小到i_Lmin时，控制电路驱动VT₂导通，电感电流通过VT₂、D续流，区间为t₂～T。该区间中，电感电流不变，电路工作状态如图4所示，输出电压由电容维持。

假定输入、输出电压u_i=U_i、u_o=U_o不变，忽略变换器输入电路、输出电路电阻，则电感电流在上升、下降两个阶段将按照线性规律变化。对方程（1）有：

$U_i=L\frac{i_{L\max }-i_{L\min }}{d_{1}T}---\left(3\right)$

对方程（2）有：

$U_o=-L\frac{i_{L\max }-i_{L\min }}{d_{2}T}---\left(4\right)$

由方程（3）、（4）得：

$\frac{U_o}{U_i}=-\frac{d_1}{d_2}=-\frac{d_1}{1-d_1-d_3}---\left(5\right)$

按照图5中电感电压以周平均值为零，同样可以得到公式（5）。计算方式如下：

$U_L=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{u}_L\mathrm{dt}=\frac{1}{T}({\∫}_0^{t_1}{U}_i\mathrm{dt}+{\∫}_{t_1}^{t_2}{U}_o\mathrm{dt}+{\∫}_{t_2}^{T}0\mathrm{dt})$

U_L=U_id₁+U_od₂=0

即得（5）式。

实施例2三态直流变换器输入、输出电流特性分析

1、时间平均等效法

按照时间平均等效方法，假定电感电流、电容电压在开关过程中保持不变（该假定要求电感、电容的数值较大），分别计算输入电流的时间平均值、电容电流平均值，可以得到：

$I_{\mathrm{in}}=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{i}_{\mathrm{in}}\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{T}({\∫}_0^{d_{1}T}{i}_L\mathrm{dt}+{\∫}_{d_{1}T}^{(d_1+d_2)T}0\mathrm{dt}+{\∫}_{(d_1+d_2)T}^{T}0\mathrm{dt})$

I_in=d₁I_L                        （7）

$I_C=\frac{1}{T}{\∫}_0^T{i}_C\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{T}({\∫}_0^{d_{1}T}{-i}_o\mathrm{dt}+{\∫}_{d_{1}T}^{(d_1+d_2)T}(i_L-i_o)\mathrm{dt}+{\∫}_{(d_1+d_2)T}^T-i_o\mathrm{dt})$

I_C=d₂I_L-I_o                     （8）

当电路稳定工作时，电容电流平均值为零。由（7）、（8）式得：

$\frac{I_o}{I_{\mathrm{in}}}=\frac{d_2}{d_1}---\left(9\right)$

$\frac{U_o}{U_i}=-\frac{I_{\mathrm{in}}}{I_o}=-\frac{d_1}{d_2}=-\frac{d_1}{1-d_1-d_3}---\left(10\right)$

从这里的分析可知，该三态直流变换器可以实现输入电压、电流变换，具有直流变压器的性质，但是，因为VT₂的作用，即电感惯性模态的存在，使得电感的充电模态与电容充电模态（电感放电模态）之间分开，在控制周期确定后，电感的充电模态与电容充电模态之间可以独立控制。

2、电感电流按照线性变化规律分析法

考虑实际情况，不失一般性，作如下分析。

如果分析时考虑输出大滤波电容的存在，在开关周期内视输出电流为恒定值，电感电流按照图5所示变化，即在电感电流上升阶段电流按照线性规律增加，在电感电流下降阶段电流按照线性规律减小。假定，电感电流初始值为I_x，则在0～t₁区间，电感电流线性增加，其斜率为

在t₁～t₂区间，电感电流线性减小，其斜率为

有（注：以下公式，所有符号量均按其数值代入，极性在公式中已经考虑）：

$i_L=\left\{\begin{array}{cc}{I}_x+\frac{U_i}{L}t& 0\≤t\≤d_{1}T\\ I_x+\frac{U_i}{L}{d}_{1}T-\frac{U_o}{L}(t-d_{1}T)& d_{1}T\≤t\≤(d_1+d_2)T\\ I_x& (d_1+d_2)T\≤t\≤T\end{array}\right.---\left(11\right)$

在0～t₁区间，电源向电感提供电能，t₁～t₂～T区间VT₂关断，输入电流为零，输入电流的平均值为：

$I_{\mathrm{in}}=\frac{1}{T}{\∫}_0^{d_{1}T}{i}_L\mathrm{dt}=\frac{1}{T}{\∫}_0^{d_{1}T}(I_x+\frac{U_i}{L}t)\mathrm{dt}$

$=d_1{I}_x+\frac{U_i{d}_1^{2}T}{2L}---\left(12\right)$

在0～t₁区间，输出端电压由电容维持并输出电流；在t₁～t₂区间电感放电电流一部分给电容充电，一部分提供给负载；在t₂～T区间，电感续流，输出电压由电容维持并输出电流。电容电流表示为：

$i_C=\left\{\begin{array}{cc}-I_o& 0\≤t\≤d_{1}T\\ I_x+\frac{U_i}{L}{d}_{1}T-\frac{U_o}{L}(t-d_{1}T)& d_{1}T\≤t\≤(d_1+d_2)T\\ -I_o& (d_1+d_2)T\≤t\≤T\end{array}\right.---\left(13\right)$

假定在整个工作区间，输出电压维持不变，则可以表示出电容电流平均值：

$I_C=\frac{1}{T}[{\∫}_0^{d_{1}T-}{I}_o\mathrm{dt}+{\∫}_{d_{1}T}^{(d_1+d_2)T}(I_x+\frac{U_i}{L}{d}_{1}T-\frac{U_o}{L}(t-d_{1}T)-I_o)\mathrm{dt}+{\∫}_{(d_1+d_2)T}^T-I_o\mathrm{dt}]$

$I_C=\frac{1}{T}[-d_{1}T{I}_o-d_{3}T{I}_o-d_{2}T{I}_o+d_{2}T{I}_x+\frac{U_i}{L}{d}_1{d}_2{T}^2-\frac{U_o}{2L}{d}_2^2{T}^2]---\left(14\right)$

电容电流平均值在一周内应为零，得：

$(d_1+d_2+d_3)I_o=d_2{I}_x+\frac{U_i}{L}{d}_1{d}_{2}T-\frac{U_o}{2L}{d}_2^{2}T---\left(15\right)$

由（0）、（12）、（15）式，并考虑（5）式（输入、输出电压按数值计）得：

$d_{\text{1}}{I}_o-d_2{I}_{\mathrm{in}}=\frac{d_1{d}_2}{2L}(U_i{d}_1-U_o{d}_2)=0$

输入电流和输出电流之间有关系：

$\frac{I_o}{I_{\mathrm{in}}}=\frac{d_2}{d_1}---\left(16\right)$

该式与（9）式相同。

图1电路也可以采用图6形式，电感的充电阶段相同，与图1不同的是，图6的电感放电阶段路线为：电源―→D₁→L→电源+，电流续流阶段的路线为：L→VT₂→D₂→L，电感放电阶段的电流路经只有一个二极管压降，D₁不参与续流过程。由于在电感放电阶段的电流较大，在图1中D₁、D₂均参与，而图6中只有D₁参与；在电感电流续流阶段，D₁参与，D₂不参与。因此，图1的总体损耗要比图6大，但他们的控制过程一样。

实施例3三态直流变换器的控制

为了实现三态直流变换器的控制，设计系统控制电路图如图7所示。图中，u_ref、u_o为变换器设定的输出电压和实际输出电压，Δu为u_ref和u_o的偏差值，经过电压调节器输出控制电压u_k，该控制电压与三角波信号比较得到VT₁的控制信号，经过驱动电路给VT₁以驱动。i_ref为变换器控制电流设定值，它与电感电流经过滞环比较器输出VT₂的控制信号，经过驱动电路给以VT₂驱动。比较滞环的设置目的，是为了减小电流控制过程中，当电感电流接近I_x时控制开关VT₂的高频动作，提高电路的工作可靠性。VT₂的驱动电路需要和VT₁的工作周期同步，保证两开关管协调控制。其控制信号如图8所示。

实际控制过程中，为实现VT₂与VT₁控制的周期同步，使用VT₁的驱动信号作为VT₂控制信号的门控信号，当VT₁处于关断情况下才开放VT₂的驱动信号。则在每个开关周期内，只要VT₁一开通，VT₂便关断，续流过程结束，电感电流在输入电源电压作用下上升。VT₂的再次开通，是电感电流低于I_x的时刻，此时，电感电流续流过程开始。虽然VT₁开通和VT₂关断是每个控制周期的时间起点，电路进入电感电流增加阶段，两开关管因为开通、关断均需要时间，彼此之间会有共同导通的重叠区，但电路的结构保证，即便是VT₁、VT₂两管同时导通，电路仍然进入电感电流增加阶段，正如该电路原理分析时所说明的一样。

前面的分析是假定I_x为恒定情况下所得的结论，倘若I_x在半个工频周期内按照正弦规律变化，即：

I_x=|I_m|sinωt                      （17）

变换电路工作稳定后，在一个开关周期内VT₁开通，经过d₁T时间，电感电流到达本周期的峰值，其数值在第i个开关周期的电流峰值可表示为：

$I_{\mathrm{mi}}=I_{\mathrm{xi}}+\frac{u_i}{L}{d}_{1}T=\left|I_m\right|\sin \mathrm{\ω}{t}_i+\frac{u_i}{L}{d}_{1}T---\left(18\right)$

倘若输入电压u_i也按照正弦规律变化，每个控制周期内，电感电流达到的峰值亦按正弦规律变化，电感电流的平均值自然也按正弦规律变化。则在实际控制过程中，将参考电流设置为正弦半波，其控制的最终结果是电感电流亦按照正弦半波规律变化。因此，该变换电路除可应用到一般的直/直变换控制系统中，实施直流到直流的变换，还可以应用到带功率因数矫正的直/直变换电路中。

实施例4三态直流变换器的参数确定

变换器各元件工作中流过的电流、两端所承受的电压见图9所示。根据图9各元件的工作情况，可以确定各元件的额定参数。

VT₁：I_c1=(1.5～2)I_m，U_ce1=(2～3)×(U_im+U_om)；

VT₂：I_c2=(1.5～2)I_x，U_ce2=(2～3)×U_om；

D₁：I_D1=(1.5～2)I_m,U_D1=(2～3)×U_im；

D₂：I_D2=(1.5～2)I_m,U_D2=(2～3)×U_om；

L：I_Lm≥I_m；

C：U_Cm≥U_om。

Claims (8)

1.一种三态直/直变换器，其特征在于：由两只开关管VT₁和VT₂、两只二极管D₁和D₂、储能电感L、滤波电容C和各元器件之间的连接电路组成，所述的连接电路借助于两只开关管VT₁和VT₂的开通与关断组合出变换器电路三种工作模态，分别是电感电流线性上升模态、电感电流线性下降模态、电感电流惯性续流模态。

2.根据权利要求1所述的三态直/直变换器，其特征在于：所述的连接电路具体为：输入电路正极与开关管VT₁集电极相连，开关管VT₁的发射极与二极管D₁的阴极相连，二极管D₁的阳极与输出端负极相连；输入电路负极与二极管D₂的阳极相连，二极管D₂的阴极与输出电路正极相连；储能电感L的一端连接在开关管VT₁发射极与二极管D₁阴极的共同端，另一端连接在输入电路负极与二极管D₂阳极的共同端；滤波电容C连接在输出电路的正极和负极之间；开关管VT₂的发射极连接在二极管D₁阳极与滤波电容C的共同端，开关管VT₂的集电极连接在二极管D₂阳极与输入电路负极的共同端。

3.根据权利要求1所述的三态直/直变换器，其特征在于：所述的连接电路具体为：输入电路正极与开关管VT₁集电极相连，开关管VT₁的发射极与二极管D₁的阴极相连，二极管D₁的阳极与输出端负极相连；输入电路负极与输出电路正极相连；储能电感L的一端连接在开关管VT₁发射极与二极管D₁阴极的共同端，另一端连接在输入电路负极；滤波电容C连接在输出电路的正极和负极之间；开关管VT₂的集电极连接在储能电感L与输入负极、输出正极的共同端，开关管VT₂的发射极与二极管D₂阳极相连，二极管D₂阴极连接在开关管VT₁的发射极与二极管D₁阴极的共同端。

4.根据权利要求1所述的三态直/直变换器，其特征在于：所述的电感电流线性上升模态为：输入开关管导通，输入电源施加在电感的两端，在输入电源电压激励下，储能电感的电流线性增长；输出负载电压由输出端电容电压维持，向负载供电；在该模态中，控制储能电感惯性维持的开关管不论是处于导通还是关断状态，该变换器储能电感电流线性增长的工作状态不变。

5.根据权利要求1所述的三态直/直变换器，其特征在于：所述的电感电流线性下降模态为：输入开关管关断，控制储能电感惯性维持的开关管关断，储能电感中电能通过两个二极管续流，向负载供电，同时给输出滤波电容充电；随着电感向负载释放能量，电感电流按线性规律下降。

6.根据权利要求1所述的三态直/直变换器，其特征在于：所述的电感电流惯性续流模态为：输入开关管关断，控制储能电感惯性维持的开关管导通，变换器进入电感电流惯性续流模态。

7.一种权利要求1所述三态直/直变换器的控制方法，其特征在于，包括以下：

1）变换器设定的输出电压和实际输出电压之间的偏差值，经过电压调节器输出控制电压，该控制电压与三角波信号比较得到VT₁的控制信号，经过驱动电路给VT₁以驱动；

2）变换器控制电流设定值与电感电流经过滞环比较器输出VT₂的控制信号，经过驱动电路给以VT₂驱动；比较器设置滞环，目的是提高电路工作可靠性；

3）VT₂驱动信号需要和VT₁的工作周期同步，以保证两开关管协调控制；使用VT₁的驱动信号作为VT₂控制信号的门控信号，当VT₁处于关断情况下开放VT₂的驱动信号；

4）在每个开关周期内，只要VT₁一开通，VT₂便关断，续流过程结束，电感电流在输入电源电压作用下上升；VT₂的再次开通，是电感电流低于设定电流的时刻，此时电感电流续流过程开始。

8.根据权利要求7所述的三态直/直变换器的控制方法，其特征在于：设定的电感下限在半个工频周期内按正弦规律变化，输入电压也按照正弦规律变化，每个控制周期内，电感电流达到的峰值亦按正弦规律变化，电感电流的平均值自然也按正弦规律变化。

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