CN102859856B

CN102859856B - 电流共振电源

Info

Publication number: CN102859856B
Application number: CN201080066224.2A
Authority: CN
Inventors: 鲛岛启祐; 福谷隆之
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2010-04-21
Filing date: 2010-04-21
Publication date: 2016-09-14
Anticipated expiration: 2030-04-21
Also published as: WO2011132275A1; JPWO2011132275A1; US20110261592A1; JP5701292B2; US8976545B2; CN102859856A

Abstract

用于防止由输入AC电压的变化而引起的过电流的不正确检测。一种电流共振电源包括电流检测单元和电流补偿单元，所述电流检测单元检测流过变压器的一次侧的电流，所述电流补偿单元根据输入到所述变压器的一次侧中的电压的变化来补偿被所述电流检测单元检测的电流。所述电流共振电源基于来自所述电流补偿单元的输出来检测过电流。

Description

电流共振电源

技术领域

本发明涉及一种电流共振型电源装置。

背景技术

电流共振型开关电源已知为下述电源装置的例子，这些电源装置通过切换元件切换由从商用电源输入的交流电压（这样的电压在下文中被称为AC输入电压）的整流和平滑而产生的电压，以经由绝缘变压器输出稳定的直流（DC）电压。

这样的电流共振型开关电源通常包括检测变压器的一次侧的过电流的电路。检测过电流是为了保护元件不受过电流状态影响，所述元件包括用作切换元件的场效应晶体管（FET）、变压器和电流共振电容器。开关电源操作以便通过从商用电源输入的较低的AC电流将变压器的二次侧的输出保持在恒定水平。结果，FET的导通时间增加，并且变压器的一次侧的电流增大，而使得一次侧处于过电流状态。当变压器的一次侧处于过电流状态时，超过一次侧的元件（包括FET）的额定值（击穿电压）的电流可能流过而损坏这些元件。因此，有必要监视并检测过电流状态来停止切换元件，以便保护一次侧的元件。

作为检测一次侧的过电流的方法，PTL 1提出了下述方法，在该方法中，提供与电流共振电容器并联连接的电流检测电容器，并且将流过该电流检测电容器的电流转换为电压来检测过电流。

引文列表

专利文献

PTL 1：日本专利申请No.3013697

发明内容

技术问题

然而，因为在PTL 1中描述的检测过电流的方法中检测变压器的一次侧的电流，所以如果输入AC电压变化，则所检测的电流由于过电流而变化。例如，如果输入AC电压减小，则所检测的电流值增大。换句话讲，流过电流检测电容器的电流增大。其中提供电流检测电阻器来检测过电流的结构可作为另一种方法被采用。然而，通过这种方法，流过电流检测电阻器的电流也增大。

具体地讲，通过PTL 1中描述的使用电流检测电容器的检测方法，或者通过使用电流检测电阻器的检测方法，如果输入AC电压变化，尽管事实是过电流不发生，但是错误地检测到过电流发生。这种现象由切换操作的下述控制导致，该控制使得将变压器的一次侧的功率保持在恒定水平，以便相对于变压器的二次侧的负载输出恒定功率。

为了解决以上问题，本发明的目的是，即使输入AC电压变化，也正确地检测过电流。

问题的解决方案

根据本发明的实施例，在包括变压器（包括一次绕组和二次绕组）、两个切换元件（串联布置并且与一次绕组的一端连接）以及共振电容器（与一次绕组的另一端连接）的电流共振电源中，所述两个切换元件被交替操作来使所述一次绕组与所述共振电容器共振，以在所述二次绕组处感应出交流电压。所述电流共振电源包括：电流检测单元，其连接在所述一次绕组的所述另一端与所述共振电容器之间，并检测流过所述变压器的一次侧的电流；和电流补偿单元，其连接在所述一次绕组的所述一端与所述两个切换元件之间，并根据输入到所述变压器的一次侧的电压的变化来补偿由所述电流检测单元检测的电流。所述电流共振电源基于来自所述电流补偿单元的输出被控制。

本发明的有益效果

如上所述，根据本发明，即使输入AC电压变化，也能够正确地检测过电流。

附图说明

图1是根据本发明的第一实施例的电流共振电源装置的电路图。

图2示出根据第一实施例的电流共振电源装置中的特征部分。

图3示出当第一实施例的电路操作时的电压波形。

图4是示出图3中的电压波形之间的关系的表格。

图5包括根据本发明的第二实施例的电流共振电源装置的电路图和比较电路图。

图6包括根据本发明的第三实施例的电流共振电源装置的电路图和比较电路图。

图7是相关技术中的电流共振电源装置的示例性电路图。

图8是相关技术中的另一电流共振电源装置的示例性电路图。

具体实施方式

本文将基于下述实施例来描述解决以上问题的本发明的特定结构。下述实施例仅仅是例子，并非意图将本发明的技术范围仅限于这些实施例。

（电流共振型电源装置的操作）

现在将参照图7所示的电路图来描述电流共振型电源装置（在下文中被称为电流共振电源装置）的基本操作。参照图7，附图标记101表示入口，附图标记102表示保险丝，附图标记103表示共模绕组，附图标记104表示整流二极管桥，附图标记105表示一次平滑电容器，附图标记106和107表示用作切换元件的FET。附图标记108表示电流共振电容器，附图标记109表示电流检测电阻器，附图标记110表示控制电源的操作的控制集成电路（IC），附图标记111表示起动电阻器，附图标记112表示电阻器，附图标记113表示二极管，附图标记114表示电容器，附图标记115表示变压器，附图标记116表示变压器115的一次绕组，附图标记117表示变压器115的辅助绕组，附图标记118和119表示变压器115的二次绕组，附图标记120和121表示整流二极管，附图标记122表示平滑电容器，附图标记123表示光电耦合器，附图标记124表示分路调节器，附图标记125和126表示调节电阻器，附图标记127表示电压输出部分，附图标记128表示与电源装置连接的负载。

功率控制IC 110控制施加于FET 106和FET 107中的每一个的栅极端子的控制信号的导通周期和截止周期，以使得从电压输出部分127输出的直流电压保持在恒定水平。由包括变压器115的辅助绕组117、电阻器112、二极管113和电容器114的整流平滑电路进行整流和平滑而产生的电压被供给为用于驱动功率控制IC 110的功率。

在这种结构中，当功率通过起动电阻器111供给到功率控制IC110时，控制信号被从功率控制IC 110供给到FET 106和107中的每一个的栅极端子，以使FET 106和107交替导通和截止。然后，一次平滑电容器104的电压被施加给变压器115的一次绕组116，以使交流电流过一次绕组116。现在将与FET 106和FET 107的导通状态和截止状态相关联地描述流过一次绕组的交流电的流动。

（状态1）FET 106处于导通状态，并且FET 107处于截止状态

电流在通过如下的路径上流动：一次平滑电容器105→FET 106→变压器115的一次绕组116→电流共振电容器108→电流检测电阻器109→一次平滑电容器105。

（状态2）FET 106从导通状态变为截止状态，并且FET 107处于截止状态

然后，因为电源装置操作来即使FET 106从导通状态变为截止状态也保持流过变压器115的一次绕组116的电流，所以电流在通过如下的路径上流动：变压器115的一次绕组116→电流共振电容器108→FET 107中所包括的寄生二极管。

（状态3）FET 106处于截止状态，并且FET 107从截止状态变为导通状态

然后，即使FET 107在状态2中被设置为导通状态，电流也继续在通过如下的路径上流动：变压器115的一次绕组116→电流共振电容器108→FET 107。然而，由于电流共振电容器108和变压器115的漏电感的共振效应，电流的流动逐渐变到通过如下的路径：电流共振电容器108→变压器115的一次绕组116→FET 107。

（状态4）FET 106处于截止状态，并且FET 107处于截止状态

然后，因为电源装置操作来即使FET 107在状态3中被设置为截止状态也保持流过变压器115的一次绕组116的电流，所以电流在通过如下的路径上流动：变压器115的一次绕组116→FET 106中所包括的寄生二极管→一次平滑电容器105。

（状态5）FET 106从截止状态变为导通状态，并且FET 107处于截止状态

然后，即使FET 106在状态4中被设置为导通状态，电流也继续在通过如下的路径上流动：变压器115的一次绕组116→FET 106→一次平滑电容器105。然而，由于电流共振电容器108和变压器115的漏电感的共振效应，电流的流动逐渐变到通过如下的路径：一次平滑电容器105→FET 106→变压器115的一次绕组116→电流共振电容器108→电流检测电阻器109→一次平滑电容器105。

正向方向和相反方向上的交流电以上述方式交替地流过变压器115的一次绕组116，因而，在变压器115的二次绕组118和119中感应出交流电压。感应电压被包括两个整流二极管120和121以及平滑电容器122的整流-平滑电路整流和平滑，以从电压输出部分127输出直流电压。

另外，来自电压输出部分127的电压被调节电阻器125和126分压，并且分压电压被供给到分路调节器124。与输入到分路调节器124中的电压对应的反馈信号被产生，并通过光电耦合器123被反馈到功率控制IC 110的FB端子。功率控制IC 110基于反馈信号来控制FET106和107的切换操作的定时，并从电压输出部分127输出所需的稳定直流电压。

此时，在变压器115的辅助绕组117处也感应出交流电压，并且感应电压被电阻器112、二极管113和电容器114整流和平滑，以作为用于驱动功率控制IC 110的电源电压被供给到功率控制IC 110。当以上述方式从变压器115的辅助绕组117供给功率作为功率控制IC110的驱动功率时，不从起动电阻器111供给功率。

图7中的电流共振电源具有下述结构，在该结构中，提供上述电流检测电阻器109来检测过电流。图8中示出了PTL 1中描述的结构，在该结构中，提供电流检测电容器201来检测过电流。

现在将基于上述电流共振电源的操作来详细描述根据本发明的实施例的用于检测过电流的电路的结构和操作。

第一实施例

图1是根据本发明的第一实施例的电流共振型电源装置（在下文中被称为电流共振电源装置）的电路图。图1中的电流共振电源装置与上述图8中的结构的不同之处在于，过电流检测电路由两个电路组成：以下描述的电流检测电路和输入AC电压补偿电路。如图8中的结构中那样，本实施例中的电流共振电源装置交替地操作连接在变压器的一次侧的两个FET，以使变压器的一次绕组与共振电容器共振，从而在变压器的一次侧感应出交流电压。这里省略与图8中的结构共同的结构的描述。

电流检测电路包括图1中的电容器201、二极管202和203以及电容器204，并用作变压器的一次侧的电流检测单元。电容器201与变压器115的一次侧的一次绕组的一端（共振电容器108所连接到的一侧）连接，并且二极管202和203以及电容器204进一步在这一侧连接。被检测的值被输入到功率控制IC的过电流保护（OCP）端子中。输入AC电压补偿电路包括二极管301、电阻器302和205以及电容器204（与电流检测电路共享），并用作被电流检测电路检测的电流的电流补偿单元。二极管301和电阻器302与变压器115的一次侧的一次绕组的另一端（串联布置的FET 106和107所连接到的一侧）连接，并且电流检测电路连接在二极管301和电阻器302与功率控制IC的OCP端子之间。如图8中的结构中那样，功率控制IC用作控制FET 106和107的导通-截止操作的控制单元。

现在将考虑下述情况，即，过电流检测电路仅通过电流检测电路操作而输AC电压补偿电路被忽略。在这种情况下，如果通过负载128的电流和电压输出部分127的电压满足预定条件，则功率控制IC 110的OCP端子处的电压与输AC电压成反比。这是因为功率控制IC110控制FET 106和107的切换频率，以便当一次侧的转换效率等于二次侧的转换效率并且在二次侧输出恒定功率时，将一次侧的功率保持在恒定水平。具体地讲，流过一次侧的电流（主要是流过FET 106和107、变压器115的一次绕组116和电容器201的电流）随着增大输AC电压而减小，因而，功率控制IC 100的OCP端子处的电压减小。相反，流过一次侧的电流随着减小输入AC电压而增大，因而，功率控制IC 110的OCP端子处的电压增大。以上述方式对一次侧的功率进行控制。

现在将描述下述情况，即，过电流检测电路仅通过输入AC补偿电路操作而电流检测电路被忽略。在这种情况下，功率控制IC 110的OCP端子处的电压与输AC电压成比例。这是因为功率控制IC的OCP端子处的电压取决于输AC电压。

图2示出了图1中的电流共振电源装置中的电流共振转换器部分。参照图2，I表示从变压器115的一次绕组116流出通过FET 106的电流，Ir表示从变压器115的一次绕组116流出并流到共振电容器108中的电流，Icd表示从变压器115的一次绕组116流出并流到电容器201中的电流。Icd用表达式1表达：

Icd=(Ccd/(Ccd+Cr))×I 表达式1

Cr：电流共振电容器108的静电电容

Ccd：电容器201的静电电容

在输入AC电压补偿电路被忽略而过电流检测电路仅通过电流检测电路操作的情况下，在电阻器205的两端出现的电压Vcd通过表达式2使用电流Icd来表达：

Vcd=Icd×Rcd 表达式2

Rcd：电阻器205的电阻

（然而，在OCP端子的电阻分量下游被忽略的情况下）

电流I的峰值Ipeak可用以下所示的表达式3、表达式4和表达式5来表达：

Ipeak=Vdch/X 表达式(3)

Vdch：Vdch：一次电解电容器105的+端子处的电压

X：电流共振电容器108和变压器115的漏电感的组合电抗

X=2×∏×f×Lr-1/(2×∏×f×Cr)

表达式(4)

f：由功率控制IC 110控制的切换FET 106和107的切换频率

Lr：变压器115的漏电感

Cr：电流共振电容器108的电容

因此，给出表达式5：

Ipeak=Vdch/(2×∏×f×Lr-1/(2×∏×f×Cr))

表达式5

功率控制IC 110控制FET 106和107的切换频率，以使得Ipeak∝1/Vdch，也就是，Ipeak∝1/输入AC电压。这是因为功率控制IC110控制FET 106和107的切换频率，以在二次侧输出恒定功率时将一次侧的功率保持在恒定水平，如上所述。例如，当输入AC电压高时，FET 106和107的切换频率被控制以减小流过一次侧的电流。相反，当输入AC电压低时，FET106和107的切换频率被控制以增大流过一次侧的电流。结果，因为关系I∝1/输AC电压也被建立，所以根据表达式1建立关系Icd∝1/输AC电压和Vcd∝1/输入AC电压。

接着，在电流检测电路被忽略而过电流检测电路仅通过也在图2中的输入AC补偿电路操作的情况下，在电阻器205的两端出现的电压Vacr用表达式6表达：

Vacr=((R205/(R205+R302))×Vdch×On_DUTY/(On_DUTY+R/R205×Off_DUTY) 表达式6

R205：电阻器205的电阻

R302：电阻器302的电阻

R：电阻器205和电阻器302的组合电阻

Vdch：一次电解电容器105的+端子处的电压

On_DUTY：当切换FET 107处于导通状态时的占空比

Off_DUTY：当切换FET 107处于截止状态时的占空比（然而，二极管301的正向电压被忽略）

现在将描述表达式6。如果电路不包括二极管301而仅包括电阻器302，则通过表达式7给出Vacr：

Vacr=((R205/(R205+R302))×Vdch×On_DUTY/(On_DUTY+Off_DUTY) 表达式7

然而，通过二极管301，当切换FET 107处于截止状态时，从电容器201释放的电压减小与比率：R/R205（电阻器205和电阻器302的组合电阻/电阻器205的电阻）对应的量。因此，表达式7中的Off_DUTY被乘以R/R205以给出表达式6。因为Vdch∝输AC电压，所以关系Vacr∝输入AC电压被建立。

如上所述，在电流共振电源装置正在操作时施加于功率控制IC的OCP端子的电压Vocp用表达式8表达：

Vocp≈Vcd+Vacr 表达式8

该电压指示Vcd与输入AC电压成反比，Vacr与输入AC电压成比例。因此，电容器201和204以及电阻器302和205的常数被调整以调整电压Vcd和Vacr，使得当流过负载128的电流在恒定水平时，无论输入AC电压的变化如何，电压Vocp都在恒定水平。这使得无论输入AC电压的变化如何，Vcop都可被正确地检测，因而防止过电流检测被不正确地执行。结果，可执行过电流保护操作。过电流保护操作是下述操作，即，如果流到OCP端子中的电流的值超过预定阈值（用于电路保护的电流值），则停止FET 106和107的操作。

现在将参照图3中的波形图来描述该操作。图3指示当在不同的输入AC电压提供输入AC电压补偿电路时以及当在不同的输入AC电压不提供输入AC电压补偿电路时功率控制IC的OCP端子处的电压Vocp。在图3中假设流到负载128中的电流在恒定水平。

·波形401

当输入AC电压高并且提供输入AC电压补偿电路时的Vocp的波形。

·波形402

当输入AC电压高并且不提供输入AC电压补偿电路时的Vocp的波形。

·波形403

当输入AC电压低并且提供输入AC电压补偿电路时的Vocp的波形。

·波形404

当输入AC电压低并且不提供输入AC电压补偿电路时的Vocp的波形。

图4中的表格中示出了波形401至404之间的关系。

波形401由输入AC补偿电压与波形402相加而得到。因为输入AC电压高，所以这种情况下的补偿量大。相反，波形403由输入AC补偿电压与波形404相加而得到。因为输入AC电压低，所以这种情况下的补偿量小。输入AC补偿电压添加到的波形401的电压值与输入AC补偿电压添加到的波形403的电压值相同。如上所述，可执行过电流保护操作，同时无论输入AC电压如何都通过将Vocp保持在恒定水平来将流到负载128中的电流保持在恒定水平。

如图1所示，在本实施例中，输入AC电压补偿电路中的输入AC补偿基于一次平滑电容器105的+端子处的电压。在FET 106处于导通状态之前该电压不出现。因此，本实施例的特征还在于，AC电压补偿电路仅在电流共振电源装置开始操作之后消耗功率。

第二实施例

图5包括根据本发明的第二实施例的电流共振电源装置的电路图。在第二实施例中，在以上在第一实施例中描述的补偿AC电压的功能被给予过电流检测电路的同时实现功率节省。这里省略与第一实施例中的电流共振电源装置的结构和操作共同的结构和操作的描述。

参照图5(a)，附图标记501表示常开电源单元。图5(a)中示出了常开电源单元501的主要部分。常开电源单元是指一直处于开启状态的电源。在输入AC电压被供给的同时，常开电源单元继续操作而不停止。附图标记506表示控制常开电源单元的操作的电源IC，附图标记507表示其切换操作由电源IC 506控制的切换元件。附图标记508表示变压器的一次绕组，附图标记509表示其辅助绕组，附图标记510表示其二次绕组。在本实施例中，功率从常开电源单元501中的变压器的辅助绕组509供给到Vcc端子，Vcc端子是用作非常开电源单元的电流共振电源505中的功率控制IC 110的电源端子。非常开电源单元是指可从开启状态切换到关断状态的电源。电流共振电源单元505具有下述结构，在该结构中，控制单元502控制到功率控制IC 110的Vcc端子的功率供给，以开启或关断作为非常开电源单元的电流共振电源单元505的操作。换句话讲，控制单元502用作对于电流共振电源505的功率控制IC110的电压供给控制单元。

具体地讲，因为对控制单元502的功率供给由常开电源单元501控制，所以当电流共振电源单元505的操作不必要时，仅常开电源单元501可被操作，并且可停止电流共振电源单元505的输出操作。这使得可实现功率节省操作。其中执行功率节省操作的这样的状态（模式）通常被称为休眠模式。因为在图5(a)所示的电源装置中可以在休眠模式下尽可能地抑制功耗，所以可进一步改进功率节省。

如第一实施例中那样，本实施例中的电流共振电源单元505包括过电流检测电路，该过电流检测电路包括电流检测电路和输入AC电压补偿电路。因为电流共振电源单元505在休眠模式下停止，所以FET106被防止导通。因此，消除了输入AC电压补偿电路的功耗。具体地讲，通过具有图5所示的结构的输入AC电压补偿电路，可以在常开电源单元501正在操作时对过电流检测电路执行AC电压补偿，而不增大休眠模式下的功耗。

除了具有图5(a)中所示的结构的输入AC电压补偿电路之外，还可考虑补偿输入AC电压的结构。例如，图5(b)所示的结构是补偿输入AC电压的示例性结构。然而，图5(b)中的结构具有下述问题，即，由于补偿输入AC电压的功能，功耗增大。具体地讲，图5(b)中的结构包括输入AC电压补偿电路，该输入AC电压补偿电路包括与一次平滑电容器105的+端子连接的电阻器601和电阻器205。图5(b)中的结构在操作方面具有与上述过电流检测电路的优点类似的优点。然而，在该输入AC电压补偿电路中，由于电阻器601和电阻器205的组合电阻而一直消耗由一次平滑电容器105的+端子处的电压引起的功率。

如上所述，通过图5(a)所示的本实施例的结构，可补偿输入AC电压而不增大功耗。

第三实施例

图6包括根据本发明的第三实施例的电流共振电源装置的电路图。在第三实施例中，在以上在第一实施例中描述的补偿AC电压的功能被给予过电流检测电路的同时，当断开电源开关时实现功率节省。

参照图6(a)，附图标记701表示电源开关，附图标记702表示起动电阻器，附图标记703表示晶体管，附图标记704表示光电耦合器，附图标记705表示控制单元。在图7所示的电源装置中，电源开关701的接通使起动电压通过起动电阻器702被供给到功率控制IC 110的VH端子，以开始电源装置的激活。

当电源开关701断开时，控制单元705通过用于检测电源开关的接通或断开的部件（未示出）检测到电源开关701断开。当检测到电源开关701断开时，控制单元705操作光电耦合器704以停止电源装置。因为在这种结构中，即使电源开关701突然断开，控制单元705也可确定电源装置的停止，所以这种结构具有下述优点，即，电源装置可在各种处理被执行之后停止。

在图6(a)中所示的电源装置中，当电源开关701断开时，如果功耗被抑制，则进一步改进功率节省。因为在图6(a)中的结构中当电源开关701断开时FET 106处于截止状态，所以与第一实施例不同，输入AC电压补偿电路不消耗功率。此外，在电源装置正在操作时，如以上在第一实施例中所述的那样，FET 107的漏极与源极之间的电压可用于根据输入AC电压对过电流检测电路执行补偿。

除了具有图6(a)所示的结构的输入AC电压补偿电路之外，还可考虑补偿输入AC电压的结构。例如，图6(b)所示的结构是补偿输入AC电压的示例性结构。然而，图6(b)中的结构具有功耗由于上述功能而增大的问题。具体地讲，在图6(b)中的结构中，由电阻器801与电阻器205之间的一次平滑电容器105的+端子处的电压的分压而产生的电压可用于对过电流检测电路执行输入AC电压补偿。然而，即使当电源开关断开时，由一次平滑电容器105的+端子处的电压引起的功率也由于电阻器801和电阻器205而被消耗。

如上所述，通过图6所示的本实施例的结构，当电源开关断开时，可在抑制功耗的同时补偿输入AC电压。

（电流共振电源被应用到的例子）

以上在第一实施例至第三实施例中描述的电流共振电源均可被应用为例如图像形成装置中的低电压电源，所述图像形成装置诸如激光打印机、复印机或传真机。电流共振电源可被应用为向用作图像形成装置中的控制单元的控制器供给功率的电源以及向用作驱动单元的电机供给功率的电源。

在以上实施例中描述的每个电流共振电源不限于被应用为图像形成装置中的低电压电源，而是还可被应用为另一电子设备中的低电压电源。

本发明不限于以上实施例，并且在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可进行各种改变和变更。因此，附上以下权利要求以便使本发明的范围清楚。

附图标记列表

105 一次平滑电容器

106、107 FET

108 电流共振电容器

109 电流检测电阻器

110 功率控制IC

115 变压器

116 变压器115的一次绕组

117 变压器115的辅助绕组

118、119 变压器115的二次绕组

120、121 整流二极管

127 电压输出部分

128 负载

201 电流检测电容器

202、203、301 二极管

204 电容器

205,302 电阻器

Claims

1.一种电流共振电源，包括变压器、共振电容器和串联连接的第一切换元件和第二切换元件，所述第一切换元件和所述第二切换元件之间的连接点连接到所述变压器的一次绕组的一端，并且所述第二切换元件与所述共振电容器的一端连接且所述共振电容器的另一端与所述变压器的一次绕组的另一端连接，其中所述第一切换元件和所述第二切换元件被交替操作来使所述一次绕组与所述共振电容器共振，以在所述变压器的二次绕组处感应出交流电压，所述电流共振电源包括：

电流检测单元，所述电流检测单元连接在所述一次绕组的所述另一端与所述共振电容器的所述另一端之间，并检测流过所述变压器的一次侧的电流；和

电流补偿单元，所述电流补偿单元连接到在所述一次绕组的所述一端与所述第一切换元件和所述第二切换元件的连接点之间的位置，并且连接到所述电流检测单元，

其中，所述电流补偿单元在所述第一切换元件被接通时被供给电流，并且所述电流补偿单元补偿被所述电流检测单元检测的电流，

其中，在输入至一次侧的电压是第一电压的情况下，所述电流补偿单元用第一值补偿被所述电流检测单元检测的电流，并且在输入至一次侧的电压是比第一电压低的第二电压的情况下，所述电流补偿单元用比第一值小的第二值补偿被所述电流检测单元检测的电流，以及

其中，在所述电流补偿单元所补偿的电流的值超过阈值的情况下，所述第一切换元件和所述第二切换元件的操作被停止。

2.根据权利要求1所述的电流共振电源，还包括：

控制单元，所述控制单元控制所述第一切换元件和所述第二切换元件的操作，

其中，在所补偿的电流的值等于或小于所述阈值的情况下，所述控制单元继续所述第一切换元件和所述第二切换元件的操作。

3.根据权利要求2所述的电流共振电源，

其中，所述变压器包括辅助绕组，通过所述辅助绕组将电压供给到所述控制单元，所述电流共振电源还包括：

电压供给控制单元，所述电压供给控制单元用于断开从所述辅助绕组到所述控制单元的电压的供给。

4.根据权利要求3所述的电流共振电源，还包括：

开关，所述开关用于接通或断开输入到所述变压器的一次侧中的电压，

其中，当所述电压供给控制单元检测到所述开关的断开时，所述电压供给控制单元断开从所述辅助绕组到所述控制单元的电压的供给。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的电流共振电源，

其中，所述电流检测单元是其中电容器和二极管被连接的电路，以及

其中，所述电流补偿单元是其中二极管和电阻器连接在所述第一切换元件和所述第二切换元件之间的电路。

6.一种包括根据权利要求1所述的电流共振电源的图像形成装置，

其中，所述电流共振电源给所述图像形成装置中的控制器供给电力。