JP5386751B2

JP5386751B2 - 電力変換回路の制御装置

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Publication number: JP5386751B2
Application number: JP2009540041A
Authority: JP
Inventors: 不二雄黒川
Original assignee: 国立大学法人長崎大学
Priority date: 2007-11-06
Filing date: 2008-10-31
Publication date: 2014-01-15
Anticipated expiration: 2028-10-31
Also published as: WO2009060807A2; KR101114032B1; WO2009060807A3; KR20100069715A; US20100277956A1; JPWO2009060807A1; US8451631B2

Description

本発明は、トランスを備えた電流共振型の電力変換回路に適用される制御装置に関し、特にトランスの励磁電流のピーク時刻またはこれに対応する一次電流または一次電圧の変化時刻を検出し、ピーク時刻が生じた後に当該ピーク時刻から所定時間経過後に前記スイッチの切換えを行う前記制御装置に関する。

従来、典型的な直流出力の電力変換回路は、出力電圧の制御を半導体スイッチのスイッチング周波数制御により行うものが知られている（特許文献１，特許文献２等参照）。

たとえば、図８（Ａ）に示す電力変換回路９は、トランス９１と、トランス９１の一次側に設けられたスイッチ回路９３と、トランス９１の一次巻線９１１に直列に設けられた共振回路９２と、トランス９１の二次側に設けられた整流回路９４と、整流回路９４の負荷側に設けたキャパシタ９５とを備えている。

スイッチ回路９３はブリッジから構成されている。また、共振回路９２は、インダクタ９２１とキャパシタ９２２とからなる。スイッチ回路９３のスイッチ動作と共振回路９２の共振動作とが協調することで、電源９８の直流電力は交流電力に変換されて一次巻線９１１に与えられる。一次巻線９１１から二次巻線９１２に伝えられた交流電力は、整流回路９４および平滑用のキャパシタ９５を介して負荷９８与えられる。

一方、図８（Ｂ）にも示すように、制御装置８は、電力変換回路９の出力電圧Ｅ_Oを取得しており、これを基準電圧Ｅ_REFと比較し、その偏差がゼロとなるように、周波数変調した駆動信号をスイッチ回路９３に送出する。
特開２００３−０２３７７５特開２００７−０２０２６２

しかし、この制御手法では、出力電圧Ｅ_Oを検出してスイッチング周波数を制御している。このため、入力電流の検出はなされない。したがって、あるスイッチに流れる電流を遮断してはならないときに遮断してしまい、他のスイッチに短絡電流が流れてしまうという問題がある。このことは、共振動作の観点からみると、共振電流が流れているときに、スイッチをオンすると、共振状態が壊れ動作が不安定になり、本来の共振型電力変換器の機能を果たさなくなることと等価である（効率が低下する）。また、電源側にサージ（あるいはリプル）が生じ、周辺回路に誤動作などの悪影響を及ぼす。

本発明の目的は、トランスの一次側の電流変化の状態、具体的には励磁電流ピーク時刻を検出し、当該ピーク時刻から所定時刻経過したときに前記スイッチの切換えタイミングを生成する電流電力変換回路の制御装置を提供する。

本発明の電力変換回路の制御装置は（１）から（７）を要旨とする。
（１）１つまたは複数のスイッチから構成されるスイッチ回路とトランスとを備えた電力変換回路に適用される制御装置において、
前記電力変換回路の出力電圧の値を検出する出力電圧検出部と、
前記トランスの励磁電流のピーク時刻を検出する励磁電流ピーク時刻検出部と、
前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成するタイミング生成部と、を備え、
前記タイミング生成部は、前記出力電圧と前記ピーク時刻とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成する、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

（２）電力変換回路が電流共振型であることを特徴とする（１）に記載の電力変換回路の制御装置。

（３）前記タイミング生成部は、前記ピーク時刻から出力電圧と基準電圧の偏差に対応する時間を計数することで、前記切換えタイミングを生成することを特徴とする（１）または（２）に記載の電力変換回路の制御装置。

（４）前記励磁電流ピーク時刻検出部は、前記トランスの一次電流または一次電圧の変化に基づいて前記ピーク時刻を検出することを特徴とする（１）から（３）の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。

（５）前記スイッチ回路は、１つのスイッチ、またはブリッジのアームを構成する複数のスイッチからなることを特徴とする（１）から（４）の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。

（６）前記出力電圧検出部、前記励磁電流ピーク値検出部、前記タイミング生成部の各部のそれぞれが、
全体がアナログ回路またはディジタル回路により構成され、または、
一部がアナログ回路、残りがディジタル回路により構成されている、
ことを特徴とする（１）から（５）の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。
励磁電流ピーク時刻を検出するために、たとえば、一次電圧や一次電流のみならず（または一次電圧や一次電流に代えて）、二次電圧、二次電流を測定する。励磁電流のピーク時刻と等価な時刻は、これらの測定値の変化（さらには、これらの微分値の変化）により特定することができる。

上記の発明の態様では、励磁電流ピーク時刻検出部によりトランスの励磁電流のピーク時刻を検出したが、これに代えて、一次電流検出部により、トランスの一次電流を検出することで、タイミング生成部によりスイッチの切換えタイミングを生成するようにできる。

この場合には、（１′）から（５′）のように構成できる。
（１′）１つまたは複数のスイッチから構成されるスイッチ回路とトランスとを備えた電力変換回路に適用される制御装置において、
前記電力変換回路の出力電圧の値を検出する出力電圧検出部と、
前記トランスの励磁電流のピーク時刻を検出する励磁電流ピーク時刻検出部と、
前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成するタイミング生成部と、
を備え、
前記タイミング生成部は、前記出力電圧と前記ピーク時刻とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成する、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。

（２′）前記前記タイミング生成部は、前記一次電流のピーク値を検出し、前記出力値と前記ピーク値とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成することを特徴とする（１′）に記載の電力変換回路の制御装置。

（３′）前記出力値が出力電圧である電力変換回路の制御装置であって、
前記タイミング生成部は、
前記出力電圧の検出値と基準値との差に係数（＜０）を乗算し、この乗算値に電圧バイアス値を加算することで値εを演算し、当該値εに周波数補償処理を施し、この処理後の値ε_Fと前記ピーク値の電圧変換値との差分を演算して当該差分に基づき前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成する、
ことを特徴とする（１′）または（２′）に記載の電力変換回路の制御装置。

（４′）前記スイッチ回路は、１つのスイッチ、またはブリッジのアームを構成する複数のスイッチからなることを特徴とする（１′）から（３′）の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。

（５′）前記出力検出部、前記一次電流ピーク値検出部、前記タイミング生成部の各部のそれぞれが、
全体がアナログ回路またはディジタル回路により構成され、または、
一部がアナログ回路、残りがディジタル回路により構成されている、
ことを特徴とする（１′）から（４′）の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。

一次電流を制御する場合には、負荷の増減に対応できることはもちろん、トランスの一次電流の変化を抑えるようにスイッチの切換えタイミングを生成できる。これにより、電源電流が安定するし、一次電流のピーク値を抑制できるのでスイッチ回路（スイッチ素子）の保護が可能となる。

本発明の制御装置では、トランスの一次側の電流変化の状態を検出し（具体的には励磁電流ピーク時刻を検出）し、当該ピーク時刻から所定時刻経過したときに前記スイッチの切換えタイミングを生成する。これにより、回路が短絡したり開放したりすることを回避することができる。

本発明の制御装置の基本実施形態を示す説明図（電力変換回路と制御装置を示す回路図）である。図１の制御装置を示すブロッ図である。（Ａ）は出力電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換した様子を示す図、（Ｂ）は一次電流をサンプリングしてＡ／Ｄ変換した様子を示す図、（Ｃ）はサンプリング周期を示す図である。（Ａ）〜（Ｇ）は、タイミング発生器が、２つのスイッチのオンタイミングを、一次電流ピーク時刻に基づいて生成する場合のタイミング図である。図１の電力変換回路を具体的に示した本発明の実施形態を示す図である。（Ａ）〜（Ｆ）は、図５に示した制御装置の動作を説明するためのタイミング図である。一次電流制御制御を行う制御装置の基本例を示す説明図である。従来の制御技術を示す説明図である。

符号の説明

１制御装置
２電力変換回路
１１出力電圧検出部
１２一次電流ピーク時刻検出器
１３タイミング生成部
２１トランス
２２共振回路
２３スイッチ回路
１２１一次電流検出器
１２２電流データバッファ
１３１電圧データバッファ
１３２平均電圧算出器
１３３偏差算出器
１３４フィルタ
１３５タイミング発生器
２１１一次巻き線
２１２二次巻き線
２２１インダクタ
２２２キャパシタ
Ｑ₁ 第１スイッチ
Ｑ₂ 第２スイッチ

本発明の制御装置の基本実施形態を図１に示す。図１において、電力変換回路２は制御装置１により制御される。電力変換回路２は、トランス２１を備えており、トランス２１の一次側には、スイッチ回路２３と、トランス２１とスイッチ回路２３との間に一次巻線２１１に直列に接続された共振回路２２とが設けられている。図１では、一次側を一次巻線２１１と励磁巻線２１３とが並列接続された等価回路で示してある。

共振回路２２は、トランス２１の一次巻き線２１１に直列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２とからなる。インダクタ２２１の一部または全部を浮遊インダクタンスとでき、キャパシタ２２２の一部または全部を浮遊キャパシタンスとできる。

また、トランス２１の二次側には、整流回路２４と、整流回路２４の出力端子に並列接続された平滑キャパシタが設けられている。

制御装置１は、図２に示すように、出力電圧検出部１１と、励磁電流ピーク時刻検出部１２と、タイミング生成部１３とを備えている。タイミング生成部１３は、出力電圧検出部１１からのディジタル信号、および励磁電流ピーク時刻検出部１２からのディジタル信号に基づき、後述するディジタル処理を行う。
出力電圧検出部１１は、出力電圧の瞬時値ｅ_Oをサンプリング周期ｎ（図３（Ｃ）参照）で取り込み、これをＡ／Ｄ変換する（図３（Ａ）参照）。

励磁電流ピーク時刻検出部１２は、一次電流検出器１２１と、電圧データバッファ（ＦＩＦＯ）１２２と、ピーク時刻検出器１２３とからなる。一次電流検出器１２１は、トランス２１の一次電流の瞬時値ｉ₁をサンプリング周期ｎ（ｅ_Oのサンプリング周期と異なっていてもよいが、ここでは同一周期とする）で取り込み、これをＡ／Ｄ変換する（図３（Ｂ）参照）。

タイミング生成部１３は、電圧データバッファ（ＦＩＦＯ）１３１と、平均電圧算出器１３２と、偏差算出器１３３と、フィルタ（本発明における周波数補償回路）１３４と、タイミング発生器１３５とを備えている。

出力電圧検出部１１から取り込まれた出力電圧ｅ_Oは電圧データバッファ１３１に取り込まれ、平均電圧算出器１３２は電圧データバッファ１３１を参照して出力電圧Ｅ_Oを算出する。Ｅ_Oは出力電圧の平均値または実効値である。偏差算出器１３３は、出力電圧Ｅ_Oを入力するとともに、基準電圧値Ｅ_REFと係数Ａ（ここでは、Ａ＜０）とバイアス電圧値Ｅ_Bとを取り込み、偏差εを演算する。
ε＝Ａ（Ｅ_O−Ｅ_REF）＋Ｅ_B ・・・（１）
この偏差εは、フィルタ１３４により処理される。フィルタ処理後の値をε_Fで示す。

一方、一次電流検出器１２１から取り込まれた一次電流ｉ₁は電流データバッファ１２２に取り込まれ、ピーク時刻検出器１２３は、電流データバッファ１２２を参照して一次電流ｉ₁の変化を検出する。一次電流ｉ₁の変化パターンを記憶しておくことで、励磁電流ｉ_Mのピーク値を検出することもでき、本実施形態では、ピーク値検出器１３６は、ｉ₁（ｎ）−ｉ₁（ｎ−１）の時間変化が無限大または無限小となった時を、Ｉ_Mのピーク値とすることができる。

ピーク時刻検出器１２３は、Ｉ_Mのピーク値を検出したときは、ピーク値時刻を示す信号Ｓ_PEAKをタイミング発生器１３５に出力する。

タイミング発生器１３５は、スイッチ回路２３を構成するスイッチの切換えタイミングＴ_CHNGを生成する。信号Ｓ_PEAKの受信したときに、カウンタにより所定周波数のクロックの計数を開始し、カウンタが所定個数（ε_Fに対応する時間）の計数を終了したときに、当該終了を示す信号に基づき、切換えタイミングＴ_CHNGを生成することもできる。なお、タイミングＴ_CHNGは、スイッチ回路２３を構成するスイッチが複数の場合には、各スイッチについて別々に与えられるタイミングである。

スイッチ回路２３は、ハーフブリッジの場合には、２つのスイッチから構成される。この場合には、タイミング発生器１３５は、２つのスイッチ（以下、第１スイッチ，第２スイッチと言う）それぞれについて切換えタイミングを発生する。なお、後述する図４（Ｄ），（Ｅ）では、第１スイッチの切換えタイミングをＴ_CHNG1で、第２スイッチの切換えタイミングをＴ_CHNG2で示してある。

以下、図４（Ａ）〜（Ｇ）により、タイミング発生器１３５が、第１スイッチ，第２スイッチのオンタイミングＴ_ONおよびオフタイミングＴ_OFFを、信号Ｓ_PEAKに基づいて生成する場合を説明する。

たとえば、図４（Ａ）に示すように、出力電圧Ｅ_Oが基準電圧Ｅ_REFを越えた場合には、制御回路１は、電力の供給を減少させるように、スイッチ回路２３を制御する必要がある。

このときεの値（上記（１）式参照）は減少し、スイッチのオフタイミングＴ_OFFは早められる。たとえば、第１のスイッチのオフタイミングＴ_OFFは、信号Ｓ_PEAKからのクロック数Ｍの増減により決定することができる。第２スイッチのオフタイミングＴ_OFFも、図４（Ｃ），（Ｅ）に示すように第1スイッチのオフタイミングと同様にして生成される。

図４（Ｆ）は、一次電流ｉ₁を示し、図４（Ｇ）はトランス２１の励磁電流を示している。本実施形態では、制御装置１は、トランス２１の一次側のパラメータ（すなわち、励磁電流ｉ_M）に基づきスイッチ回路２３を制御しているので、一次電流の変化等に対応することが容易となる。

図５は、図１の電力変換回路２を具体的に示す回路図である。
図５において、スイッチ回路２３は、ハーフブリッジからなり、２アームを構成する２つのスイッチ（第１，第２スイッチ）をＱ₁，Ｑ₂で示してある。第１スイッチＱ₁，第２スイッチＱ₂には、それぞれスナバ回路（Ｑ₁はダイオードＤ₁とキャパシタＣ₁からなり、Ｑ₂はダイオードＤ₂とキャパシタＣ₂からなる）が接続されている。
また、図５において、整流回路２４は、ダイオードブリッジからなり、２アームを構成する２つのダイオードを符号２４１，２４２で示してある。

図６（Ａ）に第１スイッチＱ₁に与えられる切換えタイミング_TCNHG1を示し、図６（Ｂ）に第２スイッチＱ₂に与えられる切換えタイミング_TCNHG2を示す。また、図６（Ｃ）に一次電流ｉ₁（第１スイッチＱ₁に流れる電流：ｉ_Q1、第２スイッチＱ₁に流れる電流：ｉ_Q2）、および一次電流ピーク値ｉ_1PEAKを示し、図６（Ｄ）に第１スイッチＱ₁，第２スイッチＱ₂の端子電圧Ｖ_Q1，Ｖ_Q2を示す。さらに、図６（Ｅ）に励磁電流ｉ_Mを示し、図６（Ｆ）に励磁巻線２１３の電圧を示す。

第1スイッチＱ₁がオンすると、一次電流ｉ₁がスイッチＱ₁のみに流れるようになり（ｔ₁参照）、ｉ₁はピーク（ｔ₂参照）に達した後減少し、スイッチＱ₁に流れる電流はトランス２１の励磁電流のみとなる（ｔ₃および図６（Ｃ）のα部分参照）。ｔ₃が励磁電流のピーク時刻Ｓ_PEAKであり、タイミング生成部１３が、所定クロックの計数を行い、スイッチＱ₁のオフタイミングを生成し、スイッチＱ₁はオフする（ｔ₄参照）。

この後、スイッチＱ₂には、一時的に逆電圧が印加される（スナバ回路のキャパシタＣ₂を介して逆電流が流れ始める）が（ｔ₅参照）、速やかに順電圧が印加される（ｔ₆参照）。第２スイッチＱ₂は、時刻ｔ₅と時刻ｔ₅との間にオンする。以下、第２スイッチＱ₂は、上記の第１スイッチＱ₁の動作と同じ動作を行う。

時刻ｔ₃から時刻ｔ₄までの期間が短ければ、スイッチＱ₂のオンタイミングまでの時間は短くでき（負荷に供給される電力は増加する）、当該期間が長ければスイッチＱ₂のオンタイミングまでの時間を長くできる（負荷に供給される電力は減少する）。
図７に、一次電流を制御する例を示す。この場合には、負荷の増減に対応できることはもちろん、トランスの一次電流の変化を抑えるようにスイッチの切換えタイミングを生成できる。これにより、電源電流が安定するし、一次電流のピーク値を抑制できるのでスイッチ回路（スイッチ素子）の保護が可能となる。

制御装置５は、図７に示すように、出力電圧検出部（本発明の出力検出部）５１と、一次電流検出部５２と、タイミング生成部５３とを備えている。また、タイミング生成部５３は、出力電圧検出部５１からのディジタル信号、および一次電流検出部５２からのディジタル信号に基づき、以下のディジタル処理を行う。

出力電圧検出部５１は、出力電圧の瞬時値ｅ_Oをサンプリング周期ｎで取り込み、これをＡ／Ｄ変換する。一次電流検出部５２は、トランス２１の一次電流の瞬時値ｉ₁をサンプリング周期ｎ（ｅ_Oのサンプリング周期と異なっていてもよいが、ここでは同一周期とする）で取り込み、これをＡ／Ｄ変換する。

タイミング生成部５３は、電圧データバッファ（ＦＩＦＯ）５３１と、平均電圧算出器５３２と、偏差算出器５３３と、フィルタ（本発明の周波数補償回路）５３４と、電流データバッファ（ＦＩＦＯ）５３５と、ピーク値検出器５３６と、ディジタル差分器５３７と、タイミング発生器５３８とを備えている。

出力電圧検出部５１から取り込まれた出力電圧ｅ_Oは電圧データバッファ５３１に取り込まれ、平均電圧算出器５３２は電圧データバッファ５３１を参照して出力電圧Ｅ_Oを算出する。Ｅ_Oは出力電圧の平均値または実効値である。偏差算出器５３３は、出力電圧Ｅ_Oを入力するとともに、基準電圧値Ｅ_REFと係数Ａ（ここでは、Ａ＜０）とバイアス電圧値Ｅ_Bとを取り込み、偏差εを演算する。
ε＝Ａ（Ｅ_O−Ｅ_REF）＋Ｅ_B
この偏差εは、フィルタ５３４により処理される。フィルタ処理後の値をε_Fで示す。

一方、一次電流検出部５２から取り込まれた一次電流ｉ₁は電流データバッファ５３５に取り込まれ、ピーク値検出器５３６は、電流データバッファ５３５を参照して一次電流ｉ₁のピーク値ｉ_1PEAKを検出する。たとえば、ピーク値検出器５３６は、ｉ₁（ｎ）−ｉ₁（ｎ−１）の変化が最小となったときの、ｉ₁（ｎ）をｉ_1PEAKとすることができる。ｉ_1PEAKは絶対値であり、本実施形態では、正の値である。

ディジタル差分器５３７は、値ε_Fとピーク値ｉ_1PEAKの電圧変換値との差分値Ｄ_Bを演算してタイミング発生器５３８に送出し、タイミング発生器５３８は、差分値Ｄ_Bに基づきスイッチ回路２３を構成するスイッチの切換えタイミングＴ_CHNGを生成する。タイミングＴ_CHNGは、スイッチ回路２３を構成するスイッチが複数の場合には、各スイッチについて別々に与えられるタイミングである。
スイッチ回路２３は、ハーフブリッジの場合には、２つのスイッチから構成される。この場合には、タイミング発生器５３８は、２つのスイッチそれぞれについて切換えタイミングを発生する。

Claims

１つまたは複数のスイッチから構成されるスイッチ回路とトランスとを備えた電力変換回路に適用される制御装置において、
前記電力変換回路の出力電圧の値を検出する出力電圧検出部と、
前記トランスの励磁電流のピーク時刻を検出する励磁電流ピーク時刻検出部と、
前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成するタイミング生成部と、
を備え、
前記タイミング生成部は、前記出力電圧と前記ピーク時刻とに基づいて前記１つまたは複数のスイッチの切換えタイミングを生成する、
ことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
電力変換回路が電流共振型であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路の制御装置。
前記タイミング生成部は、前記ピーク時刻から出力電圧と基準電圧の偏差に対応する時間を計数することで、前記切換えタイミングを生成することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換回路の制御装置。
前記励磁電流ピーク時刻検出部は、前記トランスの一次電流または一次電圧の変化に基づいて前記ピーク時刻を検出することを特徴とする請求項１から３の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。
前記スイッチ回路は、１つのスイッチ、またはブリッジのアームを構成する複数のスイッチからなることを特徴とする請求項１から４の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。
前記出力電圧検出部、前記励磁電流ピーク値検出部、前記タイミング生成部の各部のそれぞれが、
全体がアナログ回路またはディジタル回路により構成され、または、
一部がアナログ回路、残りがディジタル回路により構成されている、
ことを特徴とする請求項１から５の何れかに記載の電力変換回路の制御装置。