JP5257704B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
この発明は、ディジタル制御回路によりスイッチング制御を行うスイッチング電源装置に関するものである。
従来、スイッチング電源装置の保護回路の一つとして、主スイッチング素子に流れる電流を検出し、その電流値が所定の値に達したとき、主スイッチング素子をオフする過電流保護回路が設けられている（特許文献１参照）。
図１に、特許文献１のスイッチング電源装置の例を示す。
図１に示すスイッチング電源装置は、直流電源１の両端に、変圧器２の一次巻線２ａと半導体スイッチング素子３との直列回路が接続され、変圧器２の二次巻線２ｂにダイオード４が接続され、スイッチング素子３のオン期間に変圧器２に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子３のオフ期間にダイオード４を介して負荷に供給するように構成されている。スイッチング素子３を流れる電流は抵抗６で電圧信号に変換され、これがダイオード１０で整流され、コンデンサ１１および抵抗１２による充放電回路で、その電圧が一定期間保持され、この保持された電圧が規定値以上であることをコンパレータ７および基準電圧発生器８で検出されたとき、制御回路９が前記スイッチング素子３をオフさせるように構成されている。
図１に示すスイッチング電源装置は、直流電源１の両端に、変圧器２の一次巻線２ａと半導体スイッチング素子３との直列回路が接続され、変圧器２の二次巻線２ｂにダイオード４が接続され、スイッチング素子３のオン期間に変圧器２に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子３のオフ期間にダイオード４を介して負荷に供給するように構成されている。スイッチング素子３を流れる電流は抵抗６で電圧信号に変換され、これがダイオード１０で整流され、コンデンサ１１および抵抗１２による充放電回路で、その電圧が一定期間保持され、この保持された電圧が規定値以上であることをコンパレータ７および基準電圧発生器８で検出されたとき、制御回路９が前記スイッチング素子３をオフさせるように構成されている。
このように過電流保護回路を備えることによって、変圧器の磁気飽和を回避することができ、変圧器２の磁心を大形化して飽和を防止したり、スイッチング素子３を大容量化したりするといった対策によることなく、起動時や出力短絡時の過電流を防止することができる。
特開２００５−３１２１３９号公報
ところで、一般に、スイッチング制御をアナログ制御回路により行う場合、所定の電圧信号がコンパレータで基準電圧と比較され、基準電圧との大小関係によってスイッチング制御が行われるが、このようなアナログ制御の場合には、電圧・電流信号に重畳されるスイッチングノイズの影響でコンパレータの出力が瞬時的に大きく変動して制御が乱れる場合がある。また、このようなノイズの影響を抑えるためにローパスフィルタ等を入れれば応答遅れの問題が生じる。
図１に示した特許文献１のスイッチング電源装置のように、過電流保護回路をアナログ制御回路で構成した場合にも、上記ノイズの影響を受ける問題、およびローパスフィルタを設けることによる応答遅れの問題が生じる。
スイッチング制御をディジタル制御回路で行うようにすれば、上記の問題は解消できる。しかし、ディジタル制御回路で過電流を検出するために、過電流保護対象の経路を流れる電流を電圧信号に変換し、それをサンプリングし、その絶対値を算出する方法であると、しきい値と比較する絶対値を求めるまでに時間が掛かって、トランスやインダクタの磁気飽和有無の判断が遅れるという別の問題が生じる。
そこで、この発明の目的は、上記の問題を解消して、ディジタル制御回路によりスイッチング制御を行うスイッチング電源装置において、磁気飽和の有無を高速かつ確実に行えるようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
前記課題を解決するためにこの発明のスイッチング電源装置は次のように構成する。
（１）トランスまたはインダクタと、前記トランスまたは前記インダクタに接続されて入力電源をスイッチングするスイッチング素子と、制御対象である電圧値および／または電流値をサンプリングするとともに、当該電圧値および／または電流値に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御するディジタル制御回路によるスイッチング制御回路と、を有するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング制御回路は、前記サンプリングのタイミングを、前記スイッチング素子のオン期間中のｎ点（ｎは３以上の整数）以上とし、前記サンプリングのタイミングを前記スイッチング素子のターンオンタイミングおよびターンオフタイミングの近傍を除く期間内に定め、前記ターンオンタイミングから一定の周期で、前記サンプリングを行い、サンプリングごとに前記電流値の経時変化の傾きの算出、および前記経時変化の傾きとしきい値との比較を行い、前記経時変化の傾きが所定値を超えるか否かによって前記トランスまたは前記インダクタの磁気飽和の有無を検知する手段と、前記経時変化の傾きが前記しきい値を超えたときにスイッチングを停止する保護制御手段と、を備えたことを特徴とする。
（１）トランスまたはインダクタと、前記トランスまたは前記インダクタに接続されて入力電源をスイッチングするスイッチング素子と、制御対象である電圧値および／または電流値をサンプリングするとともに、当該電圧値および／または電流値に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御するディジタル制御回路によるスイッチング制御回路と、を有するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング制御回路は、前記サンプリングのタイミングを、前記スイッチング素子のオン期間中のｎ点（ｎは３以上の整数）以上とし、前記サンプリングのタイミングを前記スイッチング素子のターンオンタイミングおよびターンオフタイミングの近傍を除く期間内に定め、前記ターンオンタイミングから一定の周期で、前記サンプリングを行い、サンプリングごとに前記電流値の経時変化の傾きの算出、および前記経時変化の傾きとしきい値との比較を行い、前記経時変化の傾きが所定値を超えるか否かによって前記トランスまたは前記インダクタの磁気飽和の有無を検知する手段と、前記経時変化の傾きが前記しきい値を超えたときにスイッチングを停止する保護制御手段と、を備えたことを特徴とする。
このように、トランスまたはインダクタの磁気飽和に応じて電流値の経時変化の傾きが変化する信号をサンプリングし、その経時変化の傾きによってトランスまたはインダクタの磁気飽和の有無を検知するので、ディジタル制御でありながらトランスまたはインダクタの磁気飽和の判断が遅れることなく磁気飽和に対する回路動作上の保護を的確に行うことができる。
また、スイッチング素子のターンオン・ターンオフタイミングでサンプリングする場合に生じる、サンプリングタイミングのずれによるサンプル値の大きな変動が回避できる。すなわち、サンプリングタイミングがずれても、スイッチング素子のターンオンタイミングまたはターンオフタイミングでサンプリングすることがなく、スイッチングノイズの悪影響を受けることなく、電流値の経時変化の傾きを的確に求めることができる。
この発明によれば、ディジタル制御回路によりスイッチング制御を行うスイッチング電源装置において、スイッチングノイズの影響を受けず、トランスまたはインダクタの磁気飽和の判断が遅れることなく、磁気飽和に対する回路動作上の保護を的確に行えるスイッチング電源装置が得られる。
３０−ディジタル制御回路
１００−スイッチング電源装置
ＣＤ−電流検出回路
ＣＴ−カレントトランス
ＳＲ−整流平滑回路
ＳＷ−スイッチング回路
Ｔ１−トランス
Ｔ２−パルストランス
１００−スイッチング電源装置
ＣＤ−電流検出回路
ＣＴ−カレントトランス
ＳＲ−整流平滑回路
ＳＷ−スイッチング回路
Ｔ１−トランス
Ｔ２−パルストランス
図２はこの発明の実施形態に係るスイッチング電源装置１００の回路図である。図２において、トランスＴ１には１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２を備えていて、１次巻線Ｎ１にはブリッジ接続した４つのスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤからなるスイッチング回路ＳＷを接続している。入力電源２１とスイッチング回路ＳＷとの間にはコモンモードチョークコイルＣＨとバイパスコンデンサＣ１〜Ｃ６からなるフィルタ回路およびカレントトランスＣＴを設けている。カレントトランスＣＴの２次側には抵抗Ｒ３を接続して電流検出回路ＣＤを構成し、１次側に流れる電流を電圧信号として取り出すようにしている。
スイッチング回路ＳＷの４つのスイッチング素子ＱＡ〜ＱＤには駆動回路３１を接続している。
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２には整流ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ２およびキャパシタＣ７からなる整流平滑回路ＳＲを設けている。この整流平滑回路ＳＲから出力端子Ｔ２１，Ｔ２２に出力電圧を出力する。この出力端子Ｔ２１−Ｔ２２間には負荷回路２２を接続している。また、出力端子Ｔ２１−Ｔ２２の間には抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる出力電圧検出回路を設けている。
ディジタル制御回路３０はＤＳＰ（DigitalSignal Processor）で構成している。このディジタル制御回路３０の動作は次の通りである。
［制御パルス信号の出力］
スイッチング回路ＳＷに対する制御パルス信号をパルストランスＴ２に出力する。これにより、駆動回路３１はパルストランスＴ２を介して上記制御パルス信号を入力し、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤを駆動する。
スイッチング回路ＳＷに対する制御パルス信号をパルストランスＴ２に出力する。これにより、駆動回路３１はパルストランスＴ２を介して上記制御パルス信号を入力し、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤを駆動する。
駆動回路３１はパルストランスＴ２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングを基に、それを位相制御してスイッチング素子ＱＡ，ＱＤの組とＱＢ，ＱＣの組を交互にオン／オフする。
［電圧・電流検出］
抵抗Ｒ１，Ｒ２による出力電圧検出回路からの電圧信号を、その電圧がピークになるタイミングまたその直前のタイミングでサンプリングし、そのディジタル値を求める。これにより出力電圧Ｖｏのピーク値を検出する。
抵抗Ｒ１，Ｒ２による出力電圧検出回路からの電圧信号を、その電圧がピークになるタイミングまたその直前のタイミングでサンプリングし、そのディジタル値を求める。これにより出力電圧Ｖｏのピーク値を検出する。
また、電流検出回路ＣＤからの電圧信号を、その電圧がピークになるタイミングまたはその直前のタイミングでサンプリングし、そのディジタル値を求める。これにより、スイッチング回路ＳＷを介してトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる電流のピーク値を検出する。
さらに、電流検出回路ＣＤからの電圧信号を、所定周期のタイミングでサンプリングし、そのディジタル値を順次求める。これにより、瞬時電流の時系列的な変化を検知する。
［定電圧制御］
前記出力電圧Ｖｏのピーク値が所定値を保つようにスイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御する。
前記出力電圧Ｖｏのピーク値が所定値を保つようにスイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御する。
［過電流保護制御］
前記１次巻線Ｎ１に流れる電流のピーク値が上限を超えようとするとき、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御して出力電圧を低下させて過電流保護を行う。
前記１次巻線Ｎ１に流れる電流のピーク値が上限を超えようとするとき、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのオンデューティを制御して出力電圧を低下させて過電流保護を行う。
［磁気飽和防止制御］
トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる瞬時電流の経時変化の傾きが所定値を超えるか否かによってトランスＴ１の磁気飽和の有無を検知し、磁気飽和になりつつあるとき、スイッチング動作を停止して回路動作上の保護を行う。
トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる瞬時電流の経時変化の傾きが所定値を超えるか否かによってトランスＴ１の磁気飽和の有無を検知し、磁気飽和になりつつあるとき、スイッチング動作を停止して回路動作上の保護を行う。
次に、図２に示したスイッチング電源装置１００の制御・動作について説明する。
図３は図２に示したスイッチング電源装置１００の波形図である。図３において、Ｖｇｓはスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤのゲート・ソース間電圧、ＶN1はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の印加電圧、ＩN1はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる電流である。
図３は図２に示したスイッチング電源装置１００の波形図である。図３において、Ｖｇｓはスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤのゲート・ソース間電圧、ＶN1はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の印加電圧、ＩN1はトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる電流である。
図３において、期間Ｔａはスイッチング素子ＱＡ，ＱＤがオンしてトランスＴ１の１次巻線に対して第１方向に電流が流れる期間、期間Ｔｂはスイッチング素子ＱＢ，ＱＣがオンしてトランスＴ１の１次巻線に対して第２方向に電流が流れる期間である。
このトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に対する通電期間Ｔａ，Ｔｂの時間を共に変化させることによってオンデューティを変化させて２次側の出力電圧を制御する。
図４は図２に示したスイッチング電源装置１００の電圧・電流検出のタイミングの例を示す図である。図４において出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる出力電圧検出回路の出力電圧の電圧軸を拡大して表した波形図。Ｖｇｓは各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤのゲート−ソース間電圧の波形図である。
そして、スイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）（ＱＢ，ＱＣ）のターンオンタイミングｔｏから所定のサンプリング周期Ｔｓ毎に複数回のサンプリングを行う。この例では、ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４，ｔ５にサンプリングを行う。スイッチング素子（ＱＡ，ＱＤ）（ＱＢ，ＱＣ）のターンオンタイミングｔｏ近傍、およびターンオフタイミングｔｓ近傍ではサンプリングを行わない。このことにより、サンプリングタイミングが多少ずれても、スイッチング素子のターンオンタイミングまたはターンオフタイミングでサンプリングが行われることがなく、スイッチングノイズの悪影響を受けることがない。
このようにして、図２に示したトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れる電流ＩN1を、スイッチング素子のオン期間に亘って、複数のタイミングでサンプリングするとともに、その経時変化の傾きを求める。
図５はその処理手順を示すフローチャートである。まずスイッチング素子ＱＡ，ＱＤのオンタイミング（図４に示した期間Ｔａの開始タイミング）になれば、１次巻線電流ＩN1をサンプリングし、そのディジタル値を読み取る（Ｓ２１→Ｓ２２）。続いてそのディジタル値の前回との差分から経時変化の傾きＳを算出する（Ｓ２３）。この傾きＳがしきい値Ｓｔｈを超えたとき、トランスＴ１が磁気飽和に達したものと見なしてスイッチングを停止する（Ｓ２４→Ｓ３１）。
経時変化の傾きＳがしきい値Ｓｔｈを超えない状態では、スイッチング素子ＱＡ，ＱＤのオフタイミング（図４に示した期間Ｔａの終了タイミング）になるまで上記ループを繰り返す（Ｓ２５→Ｓ２２→Ｓ２３→・・・）。なお、このループの初回の処理ではサンプリングデータが１点だけであるのでステップＳ２３での経時変化の傾きＳはループの２回目から求める。
続いて、スイッチング素子ＱＢ，ＱＣのオンタイミング（図４に示した期間Ｔｂの開始タイミング）になれば、１次巻線電流ＩN1をサンプリングし、そのディジタル値を読み取る（Ｓ２６→Ｓ２７）。続いてそのディジタル値の前回との差分から経時変化の傾きＳを算出する（Ｓ２８）。この傾きＳがしきい値Ｓｔｈを超えたとき、トランスＴ１が磁気飽和に達したものと見なしてスイッチングを停止する（Ｓ２９→Ｓ３１）。
経時変化の傾きＳがしきい値Ｓｔｈを超えない状態では、スイッチング素子ＱＡ，ＱＤのオフタイミング（図４に示した期間Ｔｂの終了タイミング）になるまで上記ループを繰り返す（Ｓ３０→Ｓ２７→Ｓ２８→・・・）。なお、このループの初回の処理ではサンプリングデータが１点だけであるのでステップＳ２８での経時変化の傾きＳはループの２回目から求める。
このようにしてトランスＴ１が磁気飽和しつつあるときにスイッチング動作を停止して回路動作上の保護を行う。
なお、以上に示した実施形態ではフルブリッジ方式のＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げたが、プッシュプル方式、ハーフブリッジ方式、フライバック方式、フォワードコンバータ方式、等の各種ＤＣ−ＤＣコンバータや、リップルコンバータ等のチョッパー回路にも同様に適用でき、同様の作用効果を奏する。
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- トランスまたはインダクタと、前記トランスまたは前記インダクタに接続されて入力電源をスイッチングするスイッチング素子と、制御対象である電圧値および／または電流値をサンプリングするとともに、当該電圧値および／または電流値に応じて前記スイッチング素子のオン・オフを制御するディジタル制御回路によるスイッチング制御回路と、を有するスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング制御回路は、前記サンプリングのタイミングを、前記スイッチング素子のオン期間中のｎ点（ｎは３以上の整数）以上とし、前記サンプリングのタイミングを前記スイッチング素子のターンオンタイミングおよびターンオフタイミングの近傍を除く期間内に定め、前記ターンオンタイミングから一定の周期で、前記サンプリングを行い、サンプリングごとに前記電流値の経時変化の傾きの算出、および前記経時変化の傾きとしきい値との比較を行い、前記経時変化の傾きが所定値を超えるか否かによって前記トランスまたは前記インダクタの磁気飽和の有無を検知する手段と、前記経時変化の傾きが前記しきい値を超えたときにスイッチングを停止する保護制御手段と、を備えたスイッチング電源装置。
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