JP4418788B2 - スイッチング電源及び該スイッチング電源を含む電子機器、並びにスイッチング電源の制御方法 - Google Patents

スイッチング電源及び該スイッチング電源を含む電子機器、並びにスイッチング電源の制御方法 Download PDF

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Description

本発明は、スイッチング電源及び該スイッチング電源を含む電子機器、並びにスイッチング電源の制御方法に関する。より詳細には、出力電圧値を複数の値に変更可能なスイッチング電源における、応答速度の高速化に関するものである。
例えばワードプロセッサ、パーソナルコンピュータ、ファクシミリ等に於ける情報出力装置として、所望される文字や画像等の情報を用紙やフィルム等シート状の記録媒体に記録を行うプリンタがある。
プリンタの記録方式としては様々な方式が知られているが、用紙等の記録媒体に非接触記録が可能である、カラー化が容易である、静粛性に富む、等の理由でインクジェット方式が近年特に注目されている。その構成としては、所望される記録情報に応じてインクを吐出する記録ヘッドを装着すると共に用紙等の記録媒体の送り方向と直角な方向に往復走査しながら記録を行なうシリアル記録方式が、安価で小型化が容易などの点から一般的に広く用いられている。
近年、パーソナルコンピュータやデジタルカメラ等の普及が著しい。また、ユーザの要求に応じて写真の記録出力を可能とするアプリケーションも、デジタルカメラ等の普及に伴って広く使用されている。
デジタルカメラ等の画像入力機器の処理能力・処理容量の増大に伴い、出力機器としてのプリンタにも高画質化・高精細化が一層望まれており、これに対応して印画紙なみの高精細出力が可能な高画質プリンタが多く提案されている。
上記のような特徴を持つインクジェットプリンタは、安いランニングコストで高画質の出力が得られるプリンタとして広く使用されている。インクジェットプリンタにおいては、記録出力を高精細化し、なおかつ記録速度を維持するために、記録素子であるノズルの密度を上げると共にノズル数を増大する傾向が近年顕著になってきている。
インクジェットプリンタには通常、ノズルと一対一に対応してヒータや圧電素子等の吐出圧発生源が設けられている。従ってノズル密度を上げてノズル数を増大させると、ヒータや圧電素子等の吐出圧発生源に電源を供給する駆動電源への負荷が増大する。
駆動電源への負荷が増大すると、駆動電圧の低下に起因するインク吐出性能の変動が問題となる。これは特に、記録データによって同時に駆動されるノズル数が変化する場合に顕著となる。例えば、１ドットのみを記録する場合と、複数ドットを同時に記録する場合とでインク吐出量および着弾位置精度に差が生じると、それはそのまま出力画像の乱れとして、記録結果に反映されてしまう。これはインクジェットプリンタだけでなく、多数の記録素子を有する他の方式の記録装置でも同様に問題となる。同時に駆動されるノズル数による駆動電圧の変化には、電源容量だけでなく電源から吐出圧発生源までの配線抵抗、その他、共通インピーダンスも影響する。
また、ノズル数の増大と記録速度の向上により、記録時のヒータの余熱によるノズルの昇温が大きくなる傾向にある。このノズルの昇温は、インクの発泡現象を変化させ、インク吐出量および着弾位置精度にばらつきを与えるので、画質に乱れを与える要因となっている。
上記のような問題を解決し、安定した画像を記録するには、同時に駆動すべき記録素子数に応じて駆動電圧を調整する必要がある。さらにインクジェット記録装置では、昇温したノズルの温度も考慮してヒータへ印加する駆動電圧を調整し、インクの吐出量および着弾位置制度を安定化するといった対策が必要である。
上記問題に対し、特許文献１には、複数の記録素子を有する記録ヘッドによって記録媒体に記録を行う記録装置において、同じ安定化電源回路から分岐された電圧の異なる複数の駆動電圧源を設けることが記載されている。この構成によれば、同時に駆動すべき記録素子数に応じて駆動電圧源を選択することで、同時に駆動される記録素子数が変化しても安定した記録結果が得られる。
また、特許文献２には、スイッチング電源装置の制御部にデジタル制御回路を用いて、実際の出力電圧値と目標とする出力電圧値との差分（誤差）によってフィードバック制御することが記載されている。この構成によれば、目標とする出力電圧値に対して実際の出力電圧値を高精度且つ高速に追従するように制御することが可能である。
特開２００１−２２５４５７号公報 特開２００３−２５９６２９号公報
しかしながら、上記特許文献１に記載されている方法では、電圧の異なる駆動電圧源を多数設けると回路規模が大きくなり、またコストアップにもなるため、駆動電圧を細かく調整（設定）するのが困難である。近年のインクジェットプリンタは、記録時に吐出するインク滴の微細化が進んでおり、ピコリットルオーダーの容量のインク吐出を安定に行うためには、駆動電圧を細かく調整できることが好ましい。
また、上記特許文献２に記載されている方法では、出力電圧の応答速度は、基本的にスイッチング回路の帰還応答速度に依存する。従って、応答速度の向上と電圧制御の安定性とを両立するためには、スイッチング周波数を上げる必要が生じ、スイッチング電源の効率が問題となる。例えば、インクジェットプリンタにおいては、インクの吐出制御に対応させて記録ヘッドの駆動電圧の調整を行うために１Ｖ程度の電圧調整を短時間（例えば１０μｓｅｃ程度）で行うことが求められる。
一般に、ＣＰＵやＤＳＰに電力を供給するためのスイッチング電源装置においては、低消費電力を実現するため非常に高いスイッチング周波数を用いて出力電圧を高速に切り換えることが行われている。インクジェットプリンタ等における記録ヘッドの駆動電圧は例えば２０ボルトである。一方、ＣＰＵやＤＳＰに供給される電圧は例えば３．３ボルトである。記録ヘッドの駆動電圧とＣＰＵやＤＳＰに供給される電圧とは、電圧値が一桁違うため、スイッチング周波数を上げると、電源内部の電力損失が大きくなり、電源の発熱が大きくなってしまう。
この応答速度と効率との両立は、特許文献２のようなデジタル制御部を備えたスイッチング電源だけでなく、制御頻度がスイッチング周波数で決定されるフィードバック制御を用いた多くのスイッチング電源が抱えている共通の課題である。
本発明は以上のような状況に鑑みてなされたものであり、効率を悪化させることなしに、高速かつ細かな電圧設定の可能なスイッチング電源を提供することを目的とする。
上記目的を達成する本発明の一態様としてのスイッチング電源は、入力された電力をスイッチング素子によって切り換えてパルス状の出力を生成するスイッチ回路と、
前記スイッチ回路の出力を直流に変換して出力する出力回路と、
前記出力回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
設定電圧に対応して前記スイッチ回路のオン期間及びオフ期間に関するデータが記憶されている制御テーブルと、前記制御テーブルの読み出し及びＰＷＭ演算を行う演算処理部とを有し、ＰＷＭ信号を出力して前記スイッチ回路を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、目標とする出力電圧が変更されない場合は、検出された前記出力電圧と前記目標とする出力電圧とに基づいたフィードバック制御によって前記スイッチ回路を制御する第１の制御と、前記目標とする出力電圧が変更された場合は、前記制御テーブルから読み出したデータに基づいて前記スイッチ回路を制御する第２の制御とを行い、
前記第１の制御により前記スイッチ回路が制御されていて、前記目標とする出力電圧がより高い値に変更される場合に、前記制御部は、前記スイッチング素子の周期において前記コイル電流が中心値より大きく最大値以下の第１の範囲にあるタイミングで、前記第１の制御による制御から前記第２の制御による制御に切り換え、
前記第１の制御により前記スイッチ回路が制御されていて、前記目標とする出力電圧がより低い値に変更される場合に、前記切換部は、前記スイッチング素子の周期において前記コイル電流が中心値より小さく最小値以上の第２の範囲にあるタイミングで、前記第１の制御による制御から前記第２の制御による制御に切り換えることを特徴とする。
すなわち、本発明では、出力電圧が変更されない場合には、出力電圧に基づいたフィードバック制御が行われる一方、出力電圧が変更された場合には、制御テーブルのデータに基づいた制御に切り替わり、出力電圧が変更される。
このため、通常状態におけるフィードバック制御においてはスイッチング周波数を電源効率が良好な範囲の周波数とでき、かつ出力電圧を変更する際には、制御テーブルのデータに基づいて高速に出力電圧を変更することが可能となる。
従って、電源効率を悪化させずに、高速に出力電圧を変更することが出来ると共に、制御テーブルのデータ量を抑制することが出来る。
また、上記の目的は、上記のスイッチング電源の制御方法をコンピュータ装置に実現させるコンピュータプログラム、及び該コンピュータプログラムを記憶したコンピュータ可読記憶媒体によっても達成される。
本発明によれば、通常状態におけるフィードバック制御においてはスイッチング周波数を電源効率が良好な範囲の周波数とでき、かつ出力電圧を変更する際には、制御テーブルのデータに基づいて高速に出力電圧を変更することが可能となる。
従って、電源効率を悪化させずに、高速に出力電圧を変更することが出来ると共に、制御テーブルのデータ量を抑制することが出来る。
以下に、添付図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を例示的に詳しく説明する。ただし、以下の実施形態に記載されている構成要素はあくまで例示であり、本発明の範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。なお、図面の説明において同一又は類似する部分には同じ符号を用いる。
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明に係るスイッチング電源の第１の実施形態の構成を、該スイッチング電源を含む電子機器の一部と共に示すブロック図である。
図１において、スイッチング電源１７は、電圧コンバータ部１とデジタル制御部３とを含み、電子機器本体のクロック（ＣＬＫ）発振器１１及び制御装置１２からの信号によって制御される。電圧コンバータ部１は、スイッチ回路４と出力回路５とを含んでいる。スイッチ回路４は、入力端子２に入力された入力電圧Ｖinを断続的なパルス状の波形の信号に変換し、出力回路５は、スイッチ回路４から出力されたパルス波形の信号を直流に変換して出力端子６に出力電圧Ｖoutとして出力する。スイッチ回路４は、ＭＯＳＦＥＴなどのパワースイッチ素子（ＳＷ１，ＳＷ２）と、該パワースイッチ素子をドライブするスイッチングドライバ回路などで構成され、出力回路５は、ＬＣ平滑フィルタなどで構成される。
出力端子６に得られた出力電圧Ｖoutは、出力電圧検出回路７に入力され、出力電圧検出回路７の出力（検出値）と、電圧変更回路１３から出力された基準電圧９との誤差が誤差増幅器８によって増幅される。誤差増幅器８の出力は、Ａ／Ｄ変換器１０によってデジタル制御部３からの指令周期でサンプリングされ、デジタル制御部３に入力される。デジタル制御部３は、ＤＳＰなどの演算処理部１５と、制御テーブル１６を格納しているメモリなどで構成されている。デジタル制御部３は、Ａ／Ｄ変換器１０から出力されたサンプリング値を演算処理し、ＰＷＭ信号１４をスイッチ回路４に出力する。また、電子機器本体の制御装置１２から電圧切り換え信号が入力されない限り、第１の制御方法（方式）であるフィードバック制御を行う。
出力電圧を変更する場合、電子機器本体の制御装置１２は、スイッチング電源１７のデジタル制御部３に電圧切り換え信号と電圧設定データを出力し、電圧変更回路１３に電圧設定データを出力する。電圧変更回路１３は、入力された例えば８ビットの電圧設定データをＤ／Ａ変換し、誤差増幅器８に対する基準電圧９として出力する。デジタル制御部３は、電圧切り換え信号が入力されると、制御方法を第１の制御方法であるフィードバック制御から第２の制御方法に切り換える。第２の制御方法では、スイッチング電源１７の出力電圧Ｖoutを高速に変更するＰＷＭ信号１４を、電圧設定データに基づいて制御テーブル１６より読み出して出力する。なお、デジタル制御部３と電子機器本体の制御装置１２は、ＣＬＫ発振器１１の出力するクロック信号に同期して動作している。
次に、本実施形態のデジタル制御部３の制御動作について、電圧コンバータ部１の電圧調整のメカニズムに関する説明と共に説明する。
まず、一般的な電圧コンバータの電圧調整のメカニズムについて説明する。図４は一般的な同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧コンバータ部を抜き出したブロック図である。
図４において、スイッチ回路４内の伝１のスイッチング素子ＳＷ１ ２０と、第２のスイッチング素子ＳＷ２ ２１のＯＮ／ＯＦＦ状態は互いに相補的となるように構成されている。スイッチング電源の出力電圧Ｖoutは、出力回路５にあるＬＣ平滑フィルタのコンデンサＣ １９の両端の電位差Ｖcとみなすことができる。よって「Ｖoutを調整する」ということは「Ｖcを変化させる」という動作にいいかえることができる。
コンデンサＣ １９に流れる電流をＩcとすると、Ｖcの変化分ΔＶcは、ΔＱをコンデンサＣ １９の電荷の変化量とすると、
Figure 0004418788
ＩＬ＝Ｉo＋Ｉc ・・・（２）
となる。ここで負荷電流Ｉo＝０［Ａ］とした場合、
ＩＬ＝Ｉc ・・・（３）
となることより、コイル電流ＩＬの変化（動き）により、出力電圧Ｖoutが調整できることがわかる。
コイル電流ＩＬは、ＳＷ１ ２０とＳＷ２ ２１のオンオフにより、図５の（ａ）に示すような三角波を描く。図５においてＴswで示す期間はスイッチング周期であり、通常ＰＷＭ制御においては（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号として出力されるパルス信号のスイッチング周期Ｔswは常に一定である。スイッチング周期Ｔsw内における、スイッチＳＷ１ ２０がオンする期間であるtonと、スイッチＳＷ１ ２０がオフする期間toffとの割合は、制御により調整される。
ここで、スイッチング周期ＴswとスイッチＳＷ１ ２０がオンする期間tonとの比をＤuty（デューティ）という。負荷の変化や電圧変化のない定常状態のとき、Ｄutyは、
Ｄuty＝Ｖout／Ｖin ・・・（４）
となる。すなわち、出力電圧Ｖoutが定常状態にあるとき、Ｄutyは同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの入出力電圧の比により決定される。
図６は、スイッチング電源の出力電圧とコイル電流との関係を説明するためのグラフである。（ａ）は、出力が一定電圧で安定している、すなわち、負荷や電圧設定値が変化しない定常状態におけるコイル電流を示している。コイル電流ＩＬは、負荷電流Ｉo＝０［Ａ］のときはＩＬ＝０［Ａ］を中心に、Ｉo≠０［Ａ］のときはＩＬ=Ｉoを中心に、式（４）によって決まる一定のＤutyで、周期的にＯＮ／ＯＦＦを繰り返している。この場合、ΔＱ＋＝ΔＱ−となり、コンデンサＣ １９の電荷量が変化しないので、出力電圧の値Ｖoutは一定となる。
一方、出力電圧の変更時について、出力電圧を上昇させる場合を説明する。（ｂ）は、出力電圧を上昇させるときのコイル電流ＩＬの変化を示している。出力電圧Ｖoutを上昇させるとき、制御部により、図４のスイッチＳＷ１ ２０がオンとなる時間が増えて、流れるコイル電流ＩＬは大きくなっていく。その後、ＳＷ１ ２０がオフとなる時間が長くなり、ＩＬは下降して、Ｉo＝０［Ａ］のときはＩＬ＝０［Ａ］に、Ｉo≠０［Ａ］のときはＩＬ＝Ｉoまで下がって安定する。つまり、コイル電流ＩＬの大きさの時間的な変化は上に凸の形をとっている。
（ｂ）において＋ΔＱoで示した面積が、電荷としてコンデンサに蓄えられ、式（１）に従って出力電圧Ｖoutが上昇する。（ｃ）は（ｂ）のコイル電流に対応した出力電圧の上昇を示している。なお、出力電圧を降下させる場合には、コイル電流ＩＬの大きさが、下に凸の形になり、コンデンサの電荷はΔＱ−分減少する。その結果、出力電圧を低下させることができる。
このように、一般的なＰＷＭ制御では図６に示したようにスイッチングが制御され、出力電圧が変更される。図６に示したコイル電流ＩＬの傾きを決定するのは、図４のコイルＬ １８であり、式（１）より出力電圧の変更に必要な電荷量を決めるのは、図４のコンデンサＣ １９である。従って、出力回路５を構成する平滑フィルタ用のインダクタンスＬ１８と、コンデンサＣ １９を小型化することにより出力電圧は変化しやすくなる。
しかしながら、ＬやＣの値を小さくすると、フィードバックループの電圧応答の安定性に関係する周波数特性も変化する。電圧の定常時の安定性と、過渡期の目標電圧への収束性を両立させるには、スイッチング周波数ｆｓｗを上げて、早いスイッチング周期でコイル電流ＩＬを制御していくことが必要となる。しかし、単純にｆｓｗを上げると上記で述べたように、変換効率が低下し、発熱による破壊や故障の原因となる。
このような出力電圧変更時の応答の高速化と定常状態における安定性との相反する要求を両立させるため、第１の実施形態のデジタル制御部では、定常状態と出力電圧の変更時とで異なる制御方法を採用し、出力電圧を変更する際には、制御方法を切り換える。
定常状態において実施する第１の制御方法は、一般的なフィードバック制御であり、図１のＡ／Ｄ変換器１０によるサンプリング信号を演算処理部１５でＰＷＭ信号に変換してスイッチ回路４を制御する。
出力電圧変更時において実施する第２の制御方法は、出力電圧の変化幅に応じて、スイッチ回路４のオン期間及びオフ期間を制御テーブル１６から読み出し、ＰＷＭ信号１４としてスイッチ回路４に出力する。出力電圧の変化幅は、Ａ／Ｄ変換器１０のサンプリング値と、電子機器本体の制御回路１２からデジタル制御部３に入力される電圧設定データの値とから求める。または、電子機器本体の制御回路１２からデジタル制御部３に入力される電圧設定データの変化の前後の値から求めても良い。
図１２は、本実施形態のスイッチング電源において、出力電圧を変更するときのデジタル制御部３の動作を示すフローチャートである。以下、図１２のフローチャートを参照してスイッチング電源１７が出力電圧を変更するときの動作を説明する。
スイッチング電源１７は起動されると最初に、出力する電圧設定値の電圧設定データＶｎを、電子機器の制御部１２から読み込む（ステップＳ１）。次に、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングデータをフィードバック量として、一定のスイッチング周波数で第１の制御方法によるＰＷＭ制御を開始する（ステップＳ２）。以後、電子機器の制御部１２より電圧切り換え信号が出力されるまで、第１の制御方法に従って制御を行う（ステップＳ３）。
電圧切り換え信号を検出すると（ステップＳ４）、出力する設定電圧データＶｎ+１を読み込む（ステップＳ５）。そして、誤差増幅器８のＡ／Ｄ変換のサンプリングデータと設定電圧データＶｎ+１の値を参照し、これら２つのデータから求められる変化幅に対応したスイッチ回路４のオン期間とオフ期間を制御テーブル１６から読み出す（ステップＳ６）。また、別の方法として、ステップＳ５では、誤差増幅器８のＡ／Ｄ変換のサンプリングデータではなく、電圧切り換え前後の設定電圧データＶｎ及びＶｎ+１の値から出力電圧の変化幅を求めてもよい。この場合、誤差増幅器８のＡ／Ｄ変換のサンプリングデータは使用しない。
ここで、本実施形態で用いる制御テーブル１６について説明する。本実施形態では、高速に電圧を切り換えることを第１の目的として考えているので、以下のような考え方に基づいて制御テーブル１６を設定している。
図４のコイルＬ １８及びコンデンサＣ １９の値が一定であるとき、最短時間で高速に出力電圧値を変更することを考えたとき、要求されるコイル電流ＩＬの動きは、以下の条件を満たす必要がある。
（１）出力電圧Ｖoutの変化幅は、式（１）及び式（３）より、コイル電流ＩＬの積分値となるので、単位時間の電圧変化を大きくするためには、絶対値の大きな領域でコイル電流を変化させること。及び、
（２）電圧が目標値に到達したとき、コイル電流ＩＬは無負荷時であればＩＬ＝０［Ａ］、負荷時にはＩＬ＝Ｉｏに戻っていること。
このことから、Ｌ及びＣが一定（既知）であるとき、電圧を調整するのに要する理論上の最短時間（理論限界時間）は、必要な出力電圧の変化幅に対応した電荷量をコンデンサＣ １９に加える又は減じるのに要する時間となる。図７は、第１の制御方法と第２の制御方法との切り換えを説明する図である。図７において理論限界時間は、第１の制御方法におけるスイッチング周波数Ｔswを無視して、１回のスイッチングで出力電圧の変化幅に対応した電荷量ΔＱをコンデンサＣ １９に足し引きするのにかかる時間toということになる。
このような制御方法を行う場合、図４のコイルＬ １８が飽和しないようにコイル電流ＩＬを制御する必要がある。コイルＬ １８が飽和してしまうと、制御不能となるため、一回の電圧変化幅が極端に大きい場合や、出力端子６に大きな負荷がかかっている場合には、図７のように１回のスイッチングで目標電圧に切り換えるのは危険である。本実施形態ではこのような場合には、１回で目標電圧に切り換えるテーブルを設定せず、スイッチング回数をコイル１８が飽和しない程度に増やしたテーブルを設定する。
よって、電圧を切り換える際には、１回のスイッチングで電圧を切り換えた場合に、コイル電流ＩＬの値が出力回路内のコイルＬ １８が飽和するような大きな値となるか否かによって切り換えに要するスイッチング回数（周期の数）を変更する。具体的には、１回のスイッチングで電圧を切り換えた場合に、コイル電流ＩＬの値が出力回路内のコイルＬ １８が飽和するような大きな値とならない場合には、１回のスイッチングで出力電圧Ｖoutを切り換えるテーブルを用いる。一方、１回のスイッチングで電圧を切り換えた場合に、コイル電流ＩＬの値が出力回路内のコイルＬ １８が飽和するような大きな値となってしまう場合には、必要最小回数のスイッチングで、出力電圧Ｖoutを目標電圧値に切り換える制御テーブルを用いる。
なお、本実施形態においては、出力電圧の切り換え中に、スイッチング電源の負荷は変動しないという前提で、スイッチ回路４のオン期間とオフ期間のテーブルを設定している。
以上のようにして制御テーブル１６からスイッチ回路４のオン期間とオフ期間のデータを読み込むと、第２の制御方法への切り換えタイミングを待つ（ステップＳ７）。
例えば、図６の（ａ）のような出力電圧一定の定常状態において、電圧切り換えを行う場合、コイル電流ＩＬは一定周期で一定のＤutyで三角波を描いて変動している。第１の制御方法から第２の制御方法に切り換えるタイミングが不確定であると、第２の制御に切り換わったときのコイル電流ＩＬの初期値ＩＬoが大きくばらついてしまう。
図８は、制御方法の切り換わるポイントについて説明するために、コイル電流ＩＬの波形の一部を拡大した図である。図8の記号IＬo maxとＩＬo minは、電源回路の出力電圧Voutと負荷電流Ioが変化しない定常状態におけるコイル電流ILの最大値と最小値である。IＬo maxとＩＬo minの値は、定常状態のの出力電圧Voutと負荷電流Ioにより決まる。図示されたように、どのタイミングで制御を切り換えるかによって、初期値ＩＬoはＩＬo max〜ＩＬo minの幅でばらつく。
図９は、以下の条件においてスイッチ回路４のオン期間とオフ期間を与えたときの、コイル電流と出力電圧のシミュレーション結果である。
入力電圧Ｖin＝２０［Ｖ］、出力電圧Ｖout＝１０［Ｖ］、
負荷条件：負荷電流Ｉo=０［Ａ］、
第１の制御におけるＳＷ周波数：３００ｋＨｚ、
Ｖout変化幅：＋１［Ｖ］（１０Ｖから１１Ｖへ変更）、
出力回路５のＬＣ平滑フィルタ定数：Ｌ＝４．２μＨ、Ｃ＝３９μＦ。
図中、９０１から０３は左側の縦軸に対応したコイル電流ＩＬの変化を示し、９１１から９１２は右側の縦軸に対応した出力電圧Ｖoutの変化を示している。９０１及び９１１は図８のＩＬo minのときに制御を切り換えた場合、９０２及び９１２はＩＬoのときに制御を切り換えた場合、９０３及び９１３はＩＬo maxのときに制御を切り換えた場合をそれぞれ示している。図示されたように、９１３の出力電圧は、目標とする出力電圧１１Ｖよりも約０．５２Ｖ高くなっている。１Ｖの電圧変更をしているので、目標値に対して５０％以上の誤差が生じていることになる。
このような制御の切り換えタイミングによって生じる差をなくすべく、本実施形態では、制御方法の切り換え時の電流ＩＬの位相に応じて、電圧調整パルスの投入開始のタイミングを決めている（ステップＳ８）。図１０は、本実施形態における制御方法の切り換えタイミングを示す図である。図１０の（ａ）は出力電圧を上昇（昇圧）させる場合の切り換えタイミング、（ｂ）は出力電圧を降下（降圧）させる場合の切り換えタイミングをそれぞれ示している。（ａ）に示されたように、電圧を上昇させる時には、ＩＬＯｍａｘとなるＡ点で第１の制御方法から第２の制御方法へ切り換える。また、（ｂ）に示されるように、電圧を降下させる時にはＩＬＯｍｉｎとなるＢ点で第１の制御方法から第２の制御方法へ切り換える。
第２の制御方法へ切り換えると、制御テーブル１６のデータに従って、該テーブルのデータが終了するまで対応するオン期間とオフ期間をスイッチ回路４に出力する（ステップＳ１０）。上記のように、制御テーブル１６によって指定されるスイッチング期間は、１回のスイッチング周期もしくは出力回路５のコイル１８が飽和しない必要最小限の回数のスイッチング周期である。
制御テーブル１０のデータが終了したら、第２の制御方法から第1の制御方法へ再度制御方法を切り換える。この切り換えのタイミングは、電圧上昇させる場合（図１０（ａ））に示すように、コイル電流がＩＬＯｍｉｎとなるタイミングとする。同様に、電圧を下降させる場合（図１０（ｂ））に示すように、コイル電流がＩＬＯｍｉｎとなるタイミングとする。ここで、段落[００６５]で述べたように、出力電圧値が変わるとＩＬＯｍｉｎも変化するので、第２の制御のスイッチング期間のテーブルは、出力電圧切り換え後のＩＬＯｍｉｎの値も計算に入れて設定するのがよい。なお、図１０（ａ）において第２の制御方法から第１の制御方法への切り換えタイミングは、コイル電流値がＩＬＯｍｉｎに限定するものではなく、ＩＬＯｍｉｎからＩＬＯｍｉｎ＋αの範囲でも構わない。ここで、ＩＬＯｍｉｎ＋α＜ＩＬＯである。また、第１の制御方法から第２の制御方法への切り換えタイミングは、コイル電流値がＩＬＯｍａｘに限定するものではなく、ＩＬＯｍａｘ−βからＩＬＯｍａｘの範囲でも構わない。ここで、ＩＬＯ＜ＩＬＯｍａｘ−βである。
また、本実施形態では、第１の制御方法への切り換えの際に、制御安定化時間を確保する（ステップＳ１１）。具体的には、第２の制御方法から第１の制御方法への切り換え時に、誤差増幅器の出力が安定する時間を確保するため、第１の制御方法へ移行した際の最初のスイッチングＤutyに目標電圧から計算したＤuty値を用意して与える。別の表現をするならば、誤差増幅器の出力を出力電圧に対応するようにＤuty値を設定するのである。図１１は、第２の制御方法から第１の制御方法への切り換えの際のコイル電流ＩＬの波形の部分拡大図である。なお図１１は、降圧時の様子を示している。同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータは、上記の式（４）で示すように、Ｄutyは入出力電圧の比で決まる。よって目標電圧値がわかっており、電圧値が定常状態であれば、Ｄutyは簡単な計算で求めることができる。本実施形態では、Ｄuty値として第１の制御方法への切り換え時にＡ／Ｄ変換器１０のサンプリング値を参照せず、予めテーブルに記録してあるデータをサンプリング値として読み込むようにする。
このような制御が必要なのは、第２の制御方法から第１の制御方法に切り換える時に、誤差増幅器８の出力が、出力電圧Ｖoutが目標電圧値で定常状態で安定しているときの電圧値と異なっていることがあるためである。例えば、第２の制御方法において、２０ボルトから２５ボルトまで電圧を上昇させた場合、誤差増幅器８の出力は、２２ボルトに対応する出力である。つまり、実際の出力電圧と誤差増幅器８の出力との間にギャップが生じてしまう。このギャップは、第１の制御方法は所望の利得を安定して実現させるために、誤差増幅器８の出力の変化は、出力電圧の変化に対して遅れるためである。、Ａ／Ｄ変換器１０のサンプリング値をそのままフィードバック量の参照データとして制御を行うと、制御方法の切り換え直後の出力電圧Ｖoutが振動してしまう可能性があるからである。
そして、第１の制御方法に戻り、変換器のサンプリング値を用いてフィードバック制御を開始する（ステップＳ１２）。以上説明したように図１２のフローチャートの一連の処理を繰り返して、随時スイッチング電源の出力電圧Ｖoutを変更する。
また、デジタル制御部３の動作ではないが、図１２のステップＳ９で第２の制御方法に切り換えると同時に、電圧変更回路１３により基準電圧９も変更される。
以上説明したように本実施形態によれば、以下のような効果が得られる。
（１）電子機器の要求する電圧変更指令に対し、効率を悪化させないで高速にスイッチング電源の出力電圧の変更ができる。
（２）出力電圧値を、細かく（多段階に）設定可能である。
（３）スイッチング電源の制御部分に、フィードバック制御とテーブルに基づいたフィードフォワード的な制御とを切り換えて適用しているので、制御テーブルのデータが少なくて済む。
（変形例）
電子機器本体の制御装置（ＣＰＵ）１２の処理能力に余裕がある場合には、スイッチング電源１７の機能の一部を制御装置１２が受け持ってもよく、このような場合、上記図１に示した構成をより簡単なものに変更できる。図２は、図１のブロック図の変形例であり、スイッチング電源の構成の一部を電子機器の制御装置１２に含めた構成例を示している。
図２に示す構成の特徴は、電子機器の制御装置１２内に、図１のスイッチング電源１７のデジタル制御部３を含めていることである。スイッチング電源１７のコスト及びサイズを低減することが可能である。
更に図２に示す構成では、出力電圧検出回路７の検出値がＡ／Ｄ変換器１０に直接入力され、Ａ／Ｄ変換器１０のサンプリング値は電子機器の制御装置１２に入力されている。このように、電子機器の制御装置１２内にデジタルフィルタを設けることで、図１の誤差増幅器８と電圧変更回路１３を省いた構成とすることもできる。
この構成は、図１の回路構成においてももちろん実現可能である。図１の回路構成においても、デジタル制御部３の中にデジタルフィルタを構築することで、誤差増幅器８と電圧変更回路１３を省いた構成とすることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、本発明に係るスイッチング電源の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態も第１の実施形態と同様な電子機器に用いられるスイッチング電源であり、以下の説明では第１の実施形態と同様な部分については説明を省略し、第２の実施形態の特徴的な部分を中心に説明する。
図３は、本発明に係るスイッチング電源の第２の実施形態の構成を、該スイッチング電源を含む電子機器の一部と共に示すブロック図である。
第１の実施形態では、出力電圧検出回路７の検出値と基準電圧９の誤差を誤差増幅器８で増幅し、その出力をＡ／Ｄ変換器１０でデジタル制御部３からの指令周期でサンプリングし、デジタル制御部３に入力するように構成されている。
これに対して第２の実施形態では、出力電圧検出回路７の検出値をＡ／Ｄ変換器１０に入力し、デジタル制御部３からの指令周期毎にＡ／Ｄ変換器１０によって検出値をサンプリングし、得られたサンプリングデータをデジタル制御部３に入力している。更に電流検出回路２２を設け、その検出値をＡ／Ｄ変換器２３によりデジタル制御部３からの指令周期でサンプリングし、得られたサンプリングデータをデジタル制御部３に入力している。また、第１の実施形態では、第２の制御方法が第１の制御方法と基本的に異なる制御方法であったが、第２の実施形態では、第２の制御方法は第１の制御方法と基本的に同様な制御方法である。
図１３は、本実施形態のスイッチング電源において、出力電圧を変更するときのデジタル制御部３の動作を示すフローチャートである。以下、図１３のフローチャートを参照してスイッチング電源１７が出力電圧を変更するときの動作を説明する。
スイッチング電源１７は起動されると最初に、出力する電圧設定値の電圧設定データＶｎを、電子機器の制御部１２から読み込む（ステップＳ２１）。次に、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングデータをフィードバック量として、一定のスイッチング周波数で第１の制御方法によるＰＷＭ制御を開始する（ステップＳ２２）。以後、電子機器の制御部１２より電圧切り換え信号が出力されるまで、第１の制御方法に従って制御を行う（ステップＳ２３）。
電圧切り換え信号を検出すると（ステップＳ２４）、出力する設定電圧データＶｎ+１を読み込む（ステップＳ２５）。そして、誤差増幅器８のＡ／Ｄ変換のサンプリングデータと設定電圧データＶｎ+１の値を参照し、これら２つのデータから求められる変化幅に対応した制御補正値を制御テーブル１６から読み出す（ステップＳ２６）。またステップＳ２６では、制御テーブル１６を読み出すときの参照データとして、設定電圧データＶｎ+１の値の他に、デジタル制御部３のレジスタに記憶してある設定電圧データＶｎ（Ｖｎの１回前の設定電圧データ）を用いてもよい。
そして、第２の制御方法に切り換える（ステップＳ２７）。本実施形態の第２の制御方法は、第１の制御方法をベースにしたフィードバック制御である。このように本実施形態では、第１の制御方法と第２の制御方法の両方が、回路の検出値をＰＷＭによって信号処理する同じフィードバック制御であるため、制御の切り換え時に切り換えタイミングなどを調整する必要がない。このため、第１の実施形態における、制御方法の切り換え時に行うステップＳ７、Ｓ８、及びＳ１１のような処理が不要となる。
より詳細には、第１の実施形態における第２の制御方法は、出力電圧切り換え時に制御テーブル１６からスイッチ回路４のスイッチングのオン期間、オフ期間のデータを読み出してスイッチ回路４に出力する、フィードフォワード的な制御である。これに対して第２の実施形態における第２の制御方法は、Ａ／Ｄ変換器１０とＡ／Ｄ変換器２３のサンプリングデータを、制御テーブル１６から読み出した制御補正値で修正して用いるフィードバック制御である。このように、本実施形態では、電流検出回路２２とＡ／Ｄ変換器２３とを新たに設けて、デジタル制御部３に供給される出力に関するデータを増やしている。これにより、スイッチング電源１７（スイッチ回路４）の動作状態をより詳細に把握することができ、デジタル制御部３でより適切な制御を行うことが可能となる。
本実施形態では、デジタル制御部３は、以下の方法により、第２の制御方法でのスイッチング電源１７の出力電圧の切り換えを高速化している。
目標とする出力電圧を変更する時に、Ａ／Ｄ変換器１０とＡ／Ｄ変換器２３のサンプリングデータ、設定電圧データＶｎ+１を参照して、第２の制御方法の制御テーブルを読み出す。なお、さらに設定電圧データＶｎを参照して第２の制御方法の制御テーブルを読み出しても構わない。
次に、Ａ／Ｄ変換器１０とＡ／Ｄ変換器２３のサンプリングデータをＰＷＭ信号処理する演算式を補正する。あるいは、補正した演算式に対応したデータテーブルを予め用意する。これにより、出力電圧の高速切り換えに適したフィードバック制御を行うことができる。
具体的な回路動作の変化としては以下の２点となる。
（１）スイッチ回路４のスイッチングのオン期間、オフ期間の調整の仕方が変わる。
（２）スイッチング周期Ｔswが変化する。
その後、第２の制御方法を終了し第１の制御方法に切り換えるタイミングを待つ、サンプリングデータ補正モードに入る（ステップＳ２８）。このモードでは、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングデータが、デジタル制御部３内に設定された所定の目標条件を満たすまで、サンプリングデータの変化を追跡する（ステップＳ２９）。サンプリングデータが目標条件を満たすと、制御補正をリセットし、第１の制御方法に戻る（ステップＳ３０）。以上説明したように図１３のフローチャートの一連の処理を繰り返して、随時スイッチング電源の出力電圧Ｖoutを変更する。
以上説明したように第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様な効果が得られるのに加え、構造上の特徴から得られる効果がある。すなわち、電流検出回路を設けスイッチング電源１７の出力に関するデータを増やすことで、デジタル制御部３でより適切な制御を行うことが可能となる。また、高速な出力電圧の切り換えをフィードバック量に基づいた制御で実現するため、予測不可能な外乱や、回路構成部品の特性のばらつきに対応して、高速に出力電圧を変更することが可能となる。
（変形例）
次に、第２の実施形態の変形例について説明する。この変形例は、第１の実施形態での第２の制御方法を応用したものである。第２の制御方法の実行中に、スイッチ回路のオン期間オフ期間のデータを修正し、予測不可能な外乱や、回路構成部品の特性ばらつきに対しても対応できる制御を行うことができるようにしている。ただし、第２の実施形態のＡ／Ｄ変換器１０と、Ａ／Ｄ変換器２３のサンプリング時間が、スイッチ回路４のスイッチング周期に比べて十分早いことが前提となる。
デジタル制御部を備えたスイッチング電源は、その出力値を検出する際にはＡ／Ｄ変換する必要があり、制御の頻度（周期）がＡ／Ｄ変換器のサンプリング周期によって制限される。このため、制御の高速化に関してはアナログ的な制御に比べて不利な面がある。そこで、本変形例では、電圧切り換えの際に、まず制御テーブルで強制的にスイッチング期間を決めて動作させ、制御テーブルによるスイッチング動作中に、スイッチング電源の出力値に基づいて制御テーブルのデータを修正するフィードバック制御を行う。
図１４は、本変形例の制御を説明する図である。図１４は、電圧を上昇させる場合の切り換え時の処理の例であり、第２の制御方法としては、必要最小回数のスイッチングで出力電圧Ｖoutを目標電圧値に出力切り換える制御テーブルを読み込む、第１の実施形態で記載した制御を応用したものである。第１の実施形態で示した制御との違いを以下に述べる。
（１）本変形例では、図１４の点Ｃで第２の制御方法に切り換えるが、その時点から出力電圧値と出力回路の電流値のサンプリングを開始する。出力電圧値と出力回路の電流値のＡ／Ｄ変換は、期間Ｃの間に完了する。これら出力電圧値と出力回路の電流値のＡ／Ｄ変換値と、第２の制御方法の切り換えポイントとして想定している値との誤差を検出し、制御テーブル修正する。この修正により、昇圧ならば第２の制御方法におけるオフのタイミングであるＤ点の位置を変える。例えば、期間ＣのＡ／Ｄ変換後に出力電圧が想定している電圧より高い場合には、
その誤差に基づいてオフのタイミングＤを早める制御を行う（頂点Ｄは左側へ移動する）。あるいは、期間ＣのＡ／Ｄ変換後に出力電圧が想定している電圧より低い場合には、その誤差に基づいてオフのタイミングＤを遅らせる制御を行う（頂点Ｄは右側へ移動する）。このタイミングＤをメモリ手段に保持する。
（２）図１４において、第２の制御方法から第１の制御方法への切り換えを開始する、図中の点Ｅから出力電圧値と出力回路の電流値のサンプリングを行う。出力電圧値と出力回路の電流値のＡ／Ｄ変換は期間Ｅで終了する。これら出力電圧値と出力回路の電流値のＡ／Ｄ変換値と、第１の制御方法の切り換えポイントとして想定している目標値との誤差を検出し、制御テーブルを修正する。これは、（１）で述べたタイミングＤのほか第２の制御方法における制御テーブルを修正することで、第２の制御方法から第１の制御方法へ切り換えた時の誤差を小さくすることができる。
上記（１）の特徴により、第２制御方法開始時点の出力電圧値と出力回路の電流値が、外乱によりばらついてしまった場合においても修正することができる。特に図８及び図９に関して説明したように、制御方法の切り換え時の出力回路の電流値の初期値ＩＬoのばらつきは、制御テーブルを用いた制御において出力電圧の精度に大きく影響する。従って本変形例のように、ＩＬoの値を検出して制御に反映させるようにすると非常に大きな効果が得られる。なお、この場合の制御テーブルの修正は、それ以降の（次の減圧切り換え時の）制御テーブルには反映されないようにするのが好ましい。
上記（２）の特徴は、特にスイッチング電源の部品の特性のばらつきを修正するのに効果がある。出力回路５のコイルＬ １８のインダクタンス値や、コンデンサＣ １９のキャパシタンスがばらつくと、制御テーブルに予め記憶されているスイッチ回路４のオン期間とオフ期間のデータは、すべて適正なＤutyではなくなってしまう。第２の制御方法による出力電圧切り換え終了直後の出力電圧値と出力回路の電流値を検出して、目標値との誤差により制御テーブルの修正を行うことで、部品の特性のばらつきによる電圧切り換えの精度低下を改善できる。この場合の制御テーブルの修正は、それ以降の制御テーブルにも反映するのが好ましい。
＜電子機器の具体例＞
図１５は本発明に係るスイッチング電源を有する電子機器の代表例としてのインクジェット記録装置の構成の概要を示す外観斜視図である。
図１５に示すように、インクジェット記録装置（以下、記録装置という）は、インクジェット方式に従ってインクを吐出して記録を行なう記録ヘッド３を搭載したキャリッジ１０２にキャリッジモータＭ１によって発生する駆動力を伝達機構４より伝える。この駆動力により、キャリッジ１０２を矢印Ａ方向に往復移動させると共に、例えば、記録紙等の記録媒体Ｐを給紙機構１０５を介して給紙し、記録位置まで搬送し、その記録位置において記録ヘッド１０３から記録媒体Ｐにインクを吐出することで記録を行なう。
また、記録ヘッド１０３の状態を良好に維持するためにキャリッジ１０２を回復装置１１０の位置まで移動させ、間欠的に記録ヘッド１０３の吐出回復処理を行う。
記録装置のキャリッジ１０２には記録ヘッド３を搭載するのみならず、記録ヘッド１０３に供給するインクを貯留するインクカートリッジ１０６を装着する。インクカートリッジ１０６はキャリッジ２に対して着脱自在になっている。
図１５に示した記録装置はカラー記録が可能であり、そのためにキャリッジ１０２にはマゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、イエロー（Ｙ）、ブラック（Ｋ）のインクを夫々、収容した４つのインクカートリッジを搭載している。これら４つのインクカートリッジは夫々独立に着脱可能である。
さて、キャリッジ１０２と記録ヘッド３とは、両部材の接合面が適正に接触されて所要の電気的接続を達成維持できるようになっている。記録ヘッド３は、記録信号に応じてエネルギーを印加することにより、複数の吐出口からインクを選択的に吐出して記録する。特に、この実施形態の記録ヘッド３は、熱エネルギーを利用してインクを吐出するインクジェット方式を採用し、熱エネルギーを発生するために電気熱変換体を備えている。その電気熱変換体に印加される電気エネルギーが熱エネルギーへと変換され、その熱エネルギーをインクに与えることにより生じる膜沸騰による気泡の成長、収縮によって生じる圧力変化を利用して、吐出口よりインクを吐出させる。この電気熱変換体は各吐出口のそれぞれに対応して設けられ、記録信号に応じて対応する電気熱変換体にパルス電圧を印加することによって対応する吐出口からインクを吐出する。
図１５に示されているように、キャリッジ１０２はキャリッジモータＭ１の駆動力を伝達する伝達機構１０４の駆動ベルト１０７の一部に連結されており、ガイドシャフト１１３に沿って矢印Ａ方向に摺動自在に案内支持されるようになっている。従って、キャリッジ１０２は、キャリッジモータＭ１の正転及び逆転によってガイドシャフト１１３に沿って往復移動する。また、キャリッジ１０２の移動方向（矢印Ａ方向）に沿ってキャリッジ１０２の絶対位置を示すためのスケール１０８が備えられている。この実施形態では、スケール１０８は透明なＰＥＴフィルムに必要なピッチで黒色のバーを印刷したものを用いており、その一方はシャーシ１０９に固着され、他方は板バネ（不図示）で支持されている。
また、記録装置には、記録ヘッド１０３の吐出口（不図示）が形成された吐出口面に対向してプラテン（不図示）が設けられている。キャリッジモータＭ１の駆動力によって記録ヘッド１０３を搭載したキャリッジ１０２が往復移動されると同時に、記録ヘッド１０３に記録信号を与えてインクを吐出することによって、プラテン上に搬送された記録媒体Ｐの全幅にわたって記録が行われる。
さらに、図１５において、１１４は記録媒体Ｐを搬送するために搬送モータＭ２によって駆動される搬送ローラ、１１５はバネ（不図示）により記録媒体Ｐを搬送ローラ１１４に当接するピンチローラである。また、１１６はピンチローラ１１５を回転自在に支持するピンチローラホルダ、１１７は搬送ローラ１１４の一端に固着された搬送ローラギアである。そして、搬送ローラギア１１７に中間ギア（不図示）を介して伝達された搬送モータＭ２の回転により、搬送ローラ１１４が駆動される。
またさらに、１２０は記録ヘッド１０３によって画像が形成された記録媒体Ｐを記録装置外ヘ排出するための排出ローラであり、搬送モータＭ２の回転が伝達されることで駆動されるようになっている。なお、排出ローラ１２０は記録媒体Ｐをバネ（不図示）により圧接する拍車ローラ（不図示）により当接する。１２２は拍車ローラを回転自在に支持する拍車ホルダである。
またさらに、記録装置には、図１５に示されているように、記録ヘッド１０３を搭載するキャリッジ１０２の記録動作のための往復運動の範囲外（記録領域外）の所望位置に、記録ヘッド１０３の吐出不良を回復するための回復装置１１０が配設されている。本例では、ホームポジションに対応する位置に回復装置１１０が設けられている。
回復装置１１０は、記録ヘッド１０３の吐出口面をキャッピングするキャッピング機構１１１と記録ヘッド１０３の吐出口面をクリーニングするワイピング機構１２を備えている。そして、キャッピング機構１１１による吐出口面のキャッピングに連動して回復装置内の吸引手段（吸引ポンプ等）により吐出口からインクを強制的に排出させる。この強制的な排出によって、記録ヘッド１０３のインク流路内の粘度の増したインクや気泡等を除去するなどの吐出回復処理を行う。
また、非記録動作時等には、記録ヘッド１０３の吐出口面をキャッピング機構１１１によるキャッピングすることによって、記録ヘッド１０３を保護するとともにインクの蒸発や乾燥を防止することができる。一方、ワイピング機構１１２はキャッピング機構１１１の近傍に配され、記録ヘッド１０３の吐出口面に付着したインク液滴を拭き取るようになっている。
これらキャッピング機構１１１及びワイピング機構１１２により、記録ヘッド１０３のインク吐出状態を正常に保つことが可能となっている。
図１６は図１５に示した記録装置の制御構成を示すブロック図である。
図１６に示すように、コントローラ６００は、ＣＰＵ６０１、後述する制御シーケンスに対応したプログラム、所要のテーブル、その他の固定データを格納したＲＯＭ６０２を備えている。また、キャリッジモータＭ１の制御、搬送モータＭ２の制御、及び、記録ヘッド３の制御のための制御信号を生成する特殊用途集積回路（ＡＳＩＣ）６０３、画像データの展開領域やプログラム実行のための作業用領域等を設けたＲＡＭ６０４を有している。加えて、ＣＰＵ６０１、ＡＳＩＣ６０３、ＲＡＭ６０４を相互に接続してデータの授受を行うシステムバス６０５、以下に説明するセンサ群からのアナログ信号を入力してＡ／Ｄ変換し、デジタル信号をＣＰＵ６０１に供給するＡ／Ｄ変換器６０６等で構成される。
また、図１６において、６１０は画像データの供給源となるコンピュータ（或いは、画像読取り用のリーダやデジタルカメラなど）でありホスト装置と総称される。ホスト装置６１０と記録装置１との間ではインタフェース（Ｉ／Ｆ）６１１を介して画像データ、コマンド、ステータス信号等を送受信する。
さらに、６２０はスイッチ群であり、電源スイッチ６２１、プリント開始を指令するためのプリントスイッチ６２２を有している。更に、記録ヘッド１０３のインク吐出性能を良好な状態に維持するための処理（回復処理）の起動を指示するための回復スイッチ６２３など、操作者による指令入力を受けるためのスイッチから構成される。６３０はホームポジションｈを検出するためのフォトカプラなどの位置センサ６３１、環境温度を検出するために記録装置の適宜の箇所に設けられた温度センサ６３２等から構成される装置状態を検出するためのセンサ群である。
さらに、６４０はキャリッジ１０２を矢印Ａ方向に往復走査させるためのキャリッジモータＭ１を駆動させるキャリッジモータドライバ、６４２は記録媒体Ｐを搬送するための搬送モータＭ２を駆動させる搬送モータドライバである。
ＡＳＩＣ６０３は、記録ヘッド１０３による記録走査の際に、ＲＡＭ６０２の記憶領域に直接アクセスしながら記録ヘッドに対して記録素子（吐出ヒータ）の駆動データ（ＤＡＴＡ）を転送する。
また、本インクジェット記録装置は、電源装置６５０として、ロジック電源６５１とスイッチング電源１７とを有している。ロジック電源６５１は、ＣＰＵ６０１を含むコントローラ６００、スイッチ群６２０及びセンサ群６３０等へ電源を供給し、スイッチング電源１７は、記録ヘッド１０３へ電源を供給する。なお、モータＭ１及びＭ２への電源は、モータドライバ６４０及び６４２を介して別途供給される（不図示）。
図１６の制御構成におけるＣＰＵ６０１、ＲＯＭ及びＲＡＭ（又はそれらを含むコントローラ６００）が、図１から図３の電子機器本体の制御装置１２に対応する。
もちろん、本発明に係るスイッチング電源を搭載する電子装置としては、ここで例示したインクジェット記録装置以外の様々な電子機器が考えられる。
＜他の実施形態＞
以上、本発明の実施形態について詳述したが、本発明は、複数の機器から構成されるシステム（電子機器）に適用しても良いし、また、一つの機器からなるスイッチング電源に適用しても良い。
なお、本発明は、前述した実施形態の機能を実現するソフトウェアのプログラムを、システム或いは装置に直接或いは遠隔から供給し、そのシステム或いは装置のコンピュータが該供給されたプログラムを読み出して実行することによっても達成され得る。上記実施形態では、図１２及び図１３の少なくとも一方のフローチャートに対応したプログラムである。その場合、プログラムの機能を有していれば、形態は、プログラムである必要はない。
従って、本発明の機能処理をコンピュータで実現するために、該コンピュータにインストールされるプログラムコード自体も本発明を実現するものである。つまり、本発明のクレームでは、本発明の機能処理を実現するためのコンピュータプログラム自体も含まれる。
その場合、プログラムの機能を有していれば、オブジェクトコード、インタプリタにより実行されるプログラム、ＯＳに供給するスクリプトデータ等、プログラムの形態を問わない。
本発明に係るスイッチング電源の第１の実施形態の構成を、該スイッチング電源を含む電子機器の一部と共に示すブロック図である。 スイッチング電源の構成の一部を電子機器の制御装置に含めた図１の変形例を示すブロック図である。 本発明に係るスイッチング電源の第２の実施形態の構成を、該スイッチング電源を含む電子機器の一部と共に示すブロック図である。 一般的な同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧コンバータ部を抜き出したブロック図である。 一般的なスイッチング電源のコイル電流の変化を示すグラフである。 一般的なスイッチング電源の出力電圧とコイル電流との関係を説明するためのグラフである。 第１の実施形態における第１の制御方法と第２の制御方法との切り換えを説明する図である。 制御方法の切り換わるポイントについて説明するために、コイル電流ＩＬの波形の一部を拡大した図である。 コイル電流と出力電圧のシミュレーション結果を示すグラフである。 第１の実施形態における制御方法の切り換えタイミングを示す図である。 第２の制御方法から第１の制御方法への切り換えの際のコイル電流ＩＬの波形の部分拡大図である。 第１の実施形態のスイッチング電源において、出力電圧を変更するときのデジタル制御部３の動作を示すフローチャートである。 第２の実施形態のスイッチング電源において、出力電圧を変更するときのデジタル制御部３の動作を示すフローチャートである。 第２の実施形態の変形例の制御を説明する図である。 本発明のスイッチング電源を搭載する電子機器の代表例としてのインクジェット記録装置の構成の概要を示す外観斜視図である。 図１５の記録装置の制御回路の構成を示すブロック図である。
符号の説明
１ 電圧コンバータ部
２ 入力端子
３ デジタル制御部
４ スイッチ回路
５ 出力回路
６ 出力端子
７ 出力電圧検出回路
８ 誤差増幅器
９ 基準電圧
１０、２３ Ａ／Ｄ変換器
１１ ＣＬＫ発振器
１２ 電子機器本体の制御装置
１３ 電圧変更回路
１４ ＰＷＭ信号
１５ 演算処理部
１６ 制御テーブル
１７ スイッチング電源
２２ 電流検出回路

Claims (7)

  1. 入力された電力をスイッチング素子によって切り換えてパルス状の出力を生成するスイッチ回路と、
    前記スイッチ回路の出力を直流に変換して出力する出力回路と、
    前記出力回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
    設定電圧に対応して前記スイッチ回路のオン期間及びオフ期間に関するデータが記憶されている制御テーブルと、前記制御テーブルの読み出し及びＰＷＭ演算を行う演算処理部とを有し、ＰＷＭ信号を出力して前記スイッチ回路を制御する制御部とを備え、
    前記制御部は、目標とする出力電圧が変更されない場合は、検出された前記出力電圧と前記目標とする出力電圧とに基づいたフィードバック制御によって前記スイッチ回路を制御する第１の制御と、前記目標とする出力電圧が変更された場合は、前記制御テーブルから読み出したデータに基づいて前記スイッチ回路を制御する第２の制御とを行い、
    前記第１の制御により前記スイッチ回路が制御されていて、前記目標とする出力電圧がより高い値に変更される場合に、前記制御部は、前記スイッチング素子の周期において前記コイル電流が中心値より大きく最大値以下の第１の範囲にあるタイミングで、前記第１の制御による制御から前記第２の制御による制御に切り換え、
    前記第１の制御により前記スイッチ回路が制御されていて、前記目標とする出力電圧がより低い値に変更される場合に、前記切換部は、前記スイッチング素子の周期において前記コイル電流が中心値より小さく最小値以上の第２の範囲にあるタイミングで、前記第１の制御による制御から前記第２の制御による制御に切り換えることを特徴とするスイッチング電源。
  2. 前記制御部による前記第２の制御は、前記制御テーブルから読み出したデータを、前記検出された出力電圧値に基づいて修正し、該修正したデータに基づいて前記スイッチ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
  3. 前記出力回路がコイル及びコンデンサからなる平滑フィルタを含み、
    前記制御部は、前記コイルに流れるコイル電流が飽和しない程度に前記第２の制御を行う期間が短くなるように制御することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源。
  4. 前記制御テーブルには、設定電圧に対応して前記スイッチ回路のオン期間及びオフ期間の補正データが記憶されており、
    前記第２の制御は、前記制御テーブルから読み出した補正データに基づいてフィードバック制御によって前記スイッチ回路を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源。
  5. 請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源を有する電子機器であって、
    前記制御部が、該電子機器を制御する制御装置内に含まれていることを特徴とする電子機器。
  6. 複数の記録素子を有する記録ヘッドによって記録を行うように構成され、前記記録ヘッドの駆動電圧が、前記スイッチング電源から供給されることを特徴とする請求項５に記載の電子機器。
  7. 入力された電力をスイッチング素子によって切り換えてパルス状の出力を生成するスイッチ回路と、前記スイッチ回路の出力を直流に変換して出力する出力回路と、前記出力回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、設定電圧に対応して前記スイッチ回路のオン期間及びオフ期間に関するデータが記憶されている制御テーブル、及び前記制御テーブルの読み出し及びＰＷＭ演算を行う演算処理部を有し、ＰＷＭ信号を出力して前記スイッチ回路を制御する制御部とを備えたスイッチング電源の制御方法であって、
    目標とする出力電圧が変更されない場合は、検出された前記出力電圧と前記目標とする出力電圧とに基づいたフィードバック制御によって前記スイッチ回路を制御する第１の制御を行い、
    前記目標とする出力電圧が変更された場合は、前記制御テーブルから読み出したデータに基づいて前記スイッチ回路を制御する第２の制御を行うように制御を切り換え、
    前記第１の制御により前記スイッチ回路が制御されていて、前記目標とする出力電圧がより高い値に変更される場合に、前記制御部は、前記スイッチング素子の周期において前記コイル電流が中心値より大きく最大値以下の第１の範囲にあるタイミングで、前記第１の制御による制御から前記第２の制御による制御に切り換え、
    前記第１の制御により前記スイッチ回路が制御されていて、前記目標とする出力電圧がより低い値に変更される場合に、前記切換部は、前記スイッチング素子の周期において前記コイル電流が中心値より小さく最小値以上の第２の範囲にあるタイミングで、前記第１の制御による制御から前記第２の制御による制御に切り換えることを特徴とするスイッチング電源の制御方法。
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