CN210351013U - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型具有：比较值生成部(2)，其在电源启动之后生成第1比较值，在输出电压(Vo)达到与所述第1比较值对应的第1输出电压之后，使比较值从所述第1比较值上升至大于所述第1比较值的第2比较值；数字滤波器(4)，其对所述比较值与所述输出电压的误差进行规定的运算；滤波器特性分析部(7)，其根据来自电流检测部(6)的电流检测信号、所述第1输出电压和滤波器特性分析期间，对由所述电感器和输出电容器(104)确定的滤波器特性进行分析，该电流检测部(6)对流过电感器(103)的电流进行检测；以及滤波器常数存储部(8)，其在所述比较值从所述第1比较值转移到所述第2比较值的期间，参照多个数字滤波器常数表(81)，选择与来自所述滤波器特性分析部的所述滤波器特性对应的滤波器常数并供给到所述数字滤波器。

Description

开关电源装置

技术领域

本实用新型涉及应用于非绝缘型的降压斩波电路等的开关电源装置。

背景技术

作为生成比输入电压低的稳定的电压的方法，广泛使用了非绝缘型的降压斩波电路。特别是，在通信基础设施等中较多使用POL(Point of Load：负载点)模块电源。

该模块电源将控制电路、功率MOSFET(Power MOSFET)和电感器搭载于单个底盘上。用户对模块的输出端子与GND之间追加输出电容器，调整输出电容器值。由此，能够抑制伴随开关动作的输出纹波电压，能够调整成使输出负载电流产生急剧变动时的输出电压的变动落入标准范围内。

一般而言，越大幅调整输出电容器值，输出纹波电压和负载急变时的输出电压变动越少。但是，在控制电路中，滤波器常数被设定成能够在设想的范围内进行稳定动作。因此，存在如下问题：例如，在使输出电容器以设想以上变大时，相位裕度不足，在最差的情况下，动作变得不稳定。

与此相对，专利文献1所记载的开关电源装置根据在电源启动之后输出电压开始上升并达到规定的值之后的滤波器特性分析期间中产生的输出电压的变动，提取滤波器特性。该装置通过将所提取的滤波器特性与预先设定的多个模型频率特性进行比较，对滤波器特性进行分析。然后，该装置通过自动选择与模型频率特性对应的滤波器常数(控制响应特性)，能够确保较宽的动作范围。

现有技术文献

专利文献1：日本特许第5925724号公报

实用新型内容

实用新型要解决的课题

但是，专利文献1的模型频率特性在输出电压达到电源上升后的设定电压时被优化。因此，滤波器特性分析期间必须要设置在输出电压达到设定电压以后的时机。因此，在电源刚刚启动之后的输出电压较低的状态下，无法对滤波器特性进行分析，滤波器常数设定未完成。因此，在输出电压达到设定电压为止的上升期间内，反馈控制变得不稳定。

这样，专利文献1的开关电源装置根据在电源启动之后输出电压开始上升并达到设定电压之后的滤波器特性分析期间中产生的输出电压的变动，提取滤波器特性，设定最佳的滤波器常数。因此，在输出电压达到设定电压为止的上升期间中，滤波器设定未完成，陷入不稳定动作。

本实用新型的课题在于提供能够防止在输出电压达到设定电压为止的上升期间中陷入不稳定动作的开关电源装置。

用于解决课题的手段

为了解决所述课题，本实用新型的开关电源装置通过使开关元件导通断开，将从电源供给的第1直流电压经由电感器和输出电容器转换为第2直流电压而向输出负载供给输出电压，其中，该开关电源装置具有：比较值生成部，其具有第1比较值和大于该第1比较值的第2比较值，在所述电源启动之后生成所述第1比较值，在所述输出电压达到与所述第1比较值对应的第1输出电压之后，使比较值从所述第1比较值上升至所述第2比较值；数字滤波器，其对由所述比较值生成部生成的所述第1比较值或所述第2比较值与所述输出电压的误差进行规定的运算；驱动部，其与所述数字滤波器的运算结果对应地控制所述开关元件的导通断开的占空比；电流检测部，其对流过所述电感器的电流进行检测，且输出所检测出的电流作为电流检测信号；滤波器特性分析部，其根据所述电流检测信号、所述第1输出电压和从生成所述第1比较值时起到所述输出电压达到所述第1输出电压时为止的滤波器特性分析期间，对由所述电感器和所述输出电容器确定的滤波器特性进行分析；以及滤波器常数存储部，其具有存储有与多个滤波器特性对应的多个滤波器常数的多个数字滤波器常数表，在所述比较值从所述第1比较值转移到所述第2比较值的期间，参照所述多个数字滤波器常数表，选择与由所述滤波器特性分析部分析出的所述滤波器特性对应的所述滤波器常数，并将所选择的所述滤波器常数供给到所述数字滤波器。

此外，本实用新型的开关电源装置通过使开关元件导通断开，将从电源供给的第1直流电压经由电感器和输出电容器转换为第2直流电压而向输出负载供给输出电压，该开关电源装置具有：比较值生成部，其具有第1比较值和大于该第1比较值的第2比较值，在所述电源启动之后生成所述第1比较值，在所述输出电压达到与所述第1比较值对应的第1输出电压之后，使比较值从所述第1比较值上升至所述第2比较值；数字滤波器，其对由所述比较值生成部生成的所述第1比较值或所述第2比较值与所述输出电压的误差进行规定的运算；驱动部，其与所述数字滤波器的运算结果对应地控制所述开关元件的导通断开的占空比；电流检测部，其对流过所述电感器的电流进行检测，且输出所检测出的电流作为电流检测信号；滤波器特性分析部，其根据所述电流检测信号、所述第1输出电压和从生成所述第1比较值时起到所述输出电压达到所述第1输出电压时为止的滤波器特性分析期间，对由所述电感器和所述输出电容器确定的滤波器特性进行分析；以及滤波器常数运算部，其在所述比较值从所述第1比较值转移到所述第2比较值的期间，与由所述滤波器特性分析部分析出的所述滤波器特性对应地计算滤波器常数，并将计算出的所述滤波器常数供给到所述数字滤波器。

实用新型效果

根据本实用新型，滤波器特性分析部根据在刚刚启动电源之后并且输出电压开始上升之前的滤波器特性分析期间流动的突入电流值，对滤波器特性进行分析。滤波器常数存储部参照所存储的多个数字滤波器常数表，选择与分析出的滤波器特性对应的滤波器常数，将所选择的滤波器常数应用于数字滤波器。

然后，比较值生成部在输出电压达到第1输出电压之后，使比较值从第1比较值上升至第2比较值。即，通过进行软启动动作，输出电压慢慢地上升至设定电压。

能够使软启动期间中的反馈控制稳定，以使在输出电压上升至设定电压之前，滤波器常数设定完成。因此，能够防止在输出电压的上升期间中陷入不稳定动作。

附图说明

图1是实施例1的开关电源装置的电路结构图。

图2是示出一般电压模式DC/DC转换器的频率特性的图。

图3是示出按照每个要素对图2所示的频率特性进行分解后的数字滤波器和转换器的频率特性的图。

图4是示出输出电容器为较小的值且能够确保充分的相位裕度的情况下的频率特性的图。

图5是示出输出电容器为较大的值且相位裕度不足的情况下的频率特性的图。

图6是用于说明实施例1的开关电源装置的动作的各部件的时序图。

图7是示出在输出电容器为较大的值且谐振频率低于零点频率的情况下交越频率(Crossover frequency)和相位裕度下降时的频率特性的图。

图8是示出输出电容器为较大的值且伴随谐振频率下降使零点频率向较低的频率偏移并且使增益下降时的频率特性的图。

图9是实施例2的开关电源装置的电路结构图。

图10是实施例3的开关电源装置的电路结构图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本实用新型的开关电源装置的实施例。

(实施例1)

图1是实施例1的开关电源装置的电路结构图。图1所示的实施例1的开关电源装置具有电压检测部1、比较值生成部2、减法器3、数字滤波器4、驱动部5、电流检测部6、滤波器特性分析部7、滤波器常数存储部8、高侧MOSFET 101、低侧MOSFET 102、电感器103、输出电容器104、输出负载105。高侧MOSFET 101、低侧MOSFET 102对应于本实用新型的开关元件。

开关电源装置通过使高侧MOSFET 101和低侧MOSFET 102交替地导通断开，将从电源Vi供给的第1直流电压经由电感器103和输出电容器104而转换为第2直流电压，并向输出负载105供给输出电压Vo。

电源Vi的正极与N沟道的高侧MOSFET 101的漏极连接，高侧MOSFET 101的源极和N沟道的低侧MOSFET 102的漏极与电感器L的一端连接。低侧MOSFET 102的源极接地。

电感器L的另一端与输出电容器104的一端和负载105的一端连接。输出电容器104的另一端和输出负载105的另一端接地。

驱动部5通过使高侧MOSFET 101和低侧MOSFET 102交替地进行开关动作，使SW端子(高侧MOSFET 101与低侧MOSFET 102的连接点)产生矩形波电压。由电感器103和输出电容器104构成的输出滤波器通过使矩形波电压平滑，向负载105供给由稳定的直流电压形成的输出电压Vo。

电压检测部1与输出电容器104的一端连接，检测输出电压Vo，将检测出的输出电压Vo转换为规定的比特数的数字电压值，将转换后的数字电压值输出到减法器3。

比较值生成部2具有输出电压Vo的第1比较值和大于该第1比较值的第2比较值，在电源启动之后生成第1比较值，将所生成的比较值转换为规定的比特数的数字值，将转换后的数字值输出到减法器3。比较值生成部2在输出电压达到与第1比较值对应的第1输出电压之后，使比较值从第1比较值上升至第2比较值。

具体而言，比较值生成部2从后述的滤波器特性分析期间的结束时刻起在规定的期间内，使比较值从第1比较值慢慢地变化至第2比较值，使输出电压Vo从第1输出电压慢慢地上升至第2输出电压。由此，抑制过冲和从电源Vi经由高侧MOSFET 101和电感器103而流过输出电容器104的过度的突入电流(Rush current)。

减法器3通过运算出来自电压检测部1的数字电压值与由比较值生成部2生成的比较值的误差，将所得到的误差输出到数字滤波器4。

数字滤波器4对来自减法器3的误差主要进行PID(比例/积分/微分)运算，将运算结果输出到驱动部5。

驱动部5根据来自数字滤波器4的运算结果，使高侧MOSFET 101和低侧MOSFET 102交替地进行导通断开驱动。与数字滤波器4的运算结果对应地控制高侧MOSFET 101和低侧MOSFET 102的导通断开的占空比。

电流检测部6检测流过电感器103的电流值，将检测出的电流值转换为作为规定的比特数的数字电压值的电流检测信号，将电流检测信号输出到滤波器特性分析部7。

滤波器特性分析部7根据来自电流检测部6的电流检测信号、第1输出电压和从生成第1比较值时起到输出电压达到第1输出电压值时为止的滤波器特性分析期间Tr，对由电感器103和输出电容器104确定的滤波器特性(LC谐振频率f₀)进行分析，将分析出的滤波器特性输出到滤波器常数存储部8。

滤波器常数存储部8具有多个数字滤波器常数表81，该数字滤波器常数表81存储有与多个滤波器特性对应的多个滤波器常数。滤波器常数存储部8在比较值从第1比较值转移到第2比较值为止的期间内参照多个数字滤波器常数表81，选择与由滤波器特性分析部7分析出的滤波器特性(LC谐振频率f₀)对应的滤波器常数，将所选择的滤波器常数供给到数字滤波器4。

接着，对反馈控制进行说明。数字滤波器4输入输出电压Vo与比较值VREF的误差，进行规定的运算。驱动部5控制高侧MOSFET 101和低侧MOSFET 102的占空比。由此，以使输出电压Vo与比较值VREF的误差变小的方式进行反馈控制。

作为判别反馈环路的稳定性的方法，广泛使用伯德图。图2是一般电压模式DC/DC转换器的伯德图的图形。频率越高，增益和相位的变化越大，最终，增益成为1倍(0dB)。将这时的频率称作交越频率fc。

如果交越频率fc下的相位相对于振荡极限(-180deg)充分地具有裕度，则能够判断为反馈控制稳定。将该裕度称作相位裕度PM，该裕度越高，稳定性越提高。一般而言，60deg左右的相位裕度被设为能够兼顾稳定性和响应性的最佳值。增益和相位相对于频率的变化具有拐点，在频率较低的区域I中，伴随频率的上升而增益以-20dB/dec下降。

频率fz₁为第1零点，使增益以+20dB/dec上升，使相位超前+90deg。因此，在区域II中，不存在增益的变化，相位最大超前至0deg。

频率f₀是由电感器103和输出电容器104决定的LC谐振频率，通过式(1)给出。伴随频率的上升，使增益以-40dB/dec下降，使相位延迟-180deg。因此，在区域III中，增益以-40dB/dec发生变化，相位最大延迟至-180deg。

频率fz₂为第2零点，与第1零点fz₁同样，使增益以+20dB/dec上升，使相位超前+90deg。因此，在区域IV中，增益以-20dB/dec发生变化，在区域III中返回最大延迟至-180deg的相位。由此，能够在交越频率fc处，确保相位裕度。

图3是按照每个像素对图2的频率特性进行分解后的图。数字滤波器特性是由图1的数字滤波器4决定的特性，转换器特性是由除了数字滤波器4以外决定的特性。数字滤波器4除了与频率对应地使增益以-20dB/dec下降的积分特性以外，还追加两个零点fz₁和fz₂并适当地进行配置，由此缓和转换器特性的LC谐振频率f₀下的增益下降的斜率。

此外，数字滤波器4生成两个零点fz₁和fz₂，以返回最大延迟-180deg的相位。通过适当地配置该零点fz₁和fz₂，能够充分地确保相位裕度PM。一般而言，第1零点fz₁设定为低于谐振频率f₀，第2零点fz₂优选配置于LC谐振频率f₀至交越频率fc之间。

但是，模块电源的大部分用户在模块电源的输出端子与GND之间追加电容器，调整电容器值。由此，抑制伴随开关动作的输出纹波电压，调整成使输出负载电流产生急剧变动时的输出电压的变动落入标准范围。因此，通过(1)式给出的LC谐振频率f0发生变化，反馈动作有时变得不稳定。参照图4对其进行详细说明。

例如，如图4所示，考虑以输出电容器104为较小的值且能够确保充分的相位裕度PM的方式对第1零点fz₁和第2零点fz₂进行优化的条件。当在维持该滤波器条件的状态下仅增大输出电容器104时，如图5所示，LC谐振频率移动至低于f₀的f₀’。因此，第1零点fz₁与谐振点f₀’的位置关系颠倒，特别是，在区域II中，成为-60dB/dec，斜率变得非常陡峭。

其结果，交越频率fc’变低，因此，无法充分获得基于第2零点fz₂的相位超前效果。因此，相位裕度PM’不足，陷入不稳定动作。为了解决该问题，需要在对输出电容器104的值进行计测之后求出LC谐振频率f₀’，根据该结果对第1零点fz₁和第2零点fz₂进行优化。

因此，在本实用新型中，比较值生成部2通过使比较值产生较小的偏移量(第1比较值)，在从刚刚接通电源Vi起达到由第1比较值确定的第1输出电压为止的滤波器特性分析期间中，积极地产生突入电流。在本实用新型中，通过对该突入电流值和滤波器特性分析期间Tr(突入电流产生期间)进行计测，计算输出电容器104的值和谐振频率f₀。本实用新型与计算出的谐振频率f₀对应地将零点fz₁和fz₂最佳地设定。参照图6对该情形进行说明。

首先，在接通电源Vi之后，在滤波器特性分析期间Tr内，比较值生成部2产生第1比较值(较小的偏移量)。因此，输出电压Vo急剧地上升至由第1比较值确定的第1输出电压。这时，电感器电流IL中流入电流值比后续的滤波器设定期间Tf高的突入电流。

电流检测部6将突入电流产生期间(滤波器特性分析期间Tr)的峰电流和谷底电流(Bottom Current)(在图6的例子中，峰电流：IL₁和IL₃，谷底电流：IL₂)转换为规定的比特数的数字值。具体而言，通过应用于式(2)，求出突入电流的平均值。

I Lave＝(IL₁+IL₂+IL₃+…+IL_n)/n…(2)

接着，滤波器特性分析部7通过将突入电流平均值ILave、滤波器特性分析期间(突入电流产生期间)Tr和第1输出电压Vo1代入式(3)，求出输出电容器104的值。

C＝I Lave×Tr/Vo1…(3)

滤波器特性分析部7通过将用式(3)求出的输出电容器104的容量值C和电感器103的电感器值L应用于式(1)，求出谐振频率f₀。

在图6所示的滤波器设定期间Tf，从预先设定并存储于滤波器常数存储部8内的多个数字滤波器常数表81中选择与由滤波器特性分析部7求出的谐振频率f₀值对应的滤波器常数，将所选择的滤波器常数应用于数字滤波器4。滤波器常数由第1零点fz₁、第2零点fz₂和增益Aac构成。具体而言，选择如LC谐振频率f₀值越低则第1零点fz₁、第2零点fz₂和增益Aac越低的数字滤波器常数表81。

这里，说明需要调整增益Aac的理由。当假设设定成仅零点变低时，交越频率fc升高。交越频率fc表示反馈控制环路可控制的最大频率，交越频率fc越高，反馈控制的响应性能越高。但是，当交越频率fc过高时，对噪声变得敏感，因此，一般而言，交越频率fc调整为开关频率的1/10左右。

因此，在本实用新型中，如下述表1所示，设定成第1零点fz₁、第2零点fz₂和增益Aac联动。表1表示多个数字滤波器常数表81的谐振频率与数字滤波器常数的设定关系。

[表1]

由此，如图7所示，在零点调整之前，第1零点fz₁与谐振点f₀的位置关系颠倒，特别是，在区域II中，增益成为-60dB/dec，倾斜变得非常陡峭剧。因此，交越频率fc下降，无法获得基于第2零点fz₂的相位超前效果，相位裕度PM不足。

但是，在零点调整之后，如图8所示，与LC谐振频率f₀对应地使第1零点fz₁’、第2零点fz₂’和增益Aac下降。由此，通过充分地确保相位裕度PM并防止交越频率f_c’变得过高，能够构成稳定度更高的电源。

在图6的软启动期间Ts内，比较值生成部2通过使比较值从第1比较值起慢慢地上升至第2比较值，实现输出电压Vo的软启动动作，防止过冲。然后，当输出电压Vo达到由第2比较值确定的设定电压时，转移到稳定动作期间Tc，开始稳定动作。

另外，在现有技术中，由于在软启动动作期间结束后进行滤波器特性的设定，所以存在在软启动动作期间中反馈动作变得不稳定的问题。与此相对，在本实用新型中，在输出电压Vo开始软启动动作之前，数字滤波器4的设定已完成，所以不产生上述问题。

另外，作为检测电感器电流IL的方法，也可以采用使用分流电阻直接检测的方法、利用电感器103的DCR(直流电阻)间接地检测的方法、使用霍尔元件以不接触的方式检测的方法。

此外，滤波器特性分析部7也可以在由电压检测部1检测出的输出电压Vo达到低于第1输出电压的规定的电压时，使滤波器特性分析期间结束。此外，滤波器特性分析部7也可以在由电流检测部1检测出的电感器电流的峰值达到规定的电流以下时，使滤波器特性分析期间结束。

这样，根据实施例1的开关电源装置，滤波器特性分析部7根据在刚刚启动电源之后并且输出电压开始上升之前的滤波器特性分析期间流动的突入电流值，对滤波器特性进行分析。滤波器常数存储部8参照所存储的多个数字滤波器常数表，选择与分析出的滤波器特性对应的滤波器常数，将所选择的滤波器常数应用于数字滤波器。

然后，比较值生成部2在输出电压达到第1输出电压之后，使比较值从第1比较值上升至第2比较值。即，通过进行软启动动作，输出电压慢慢地上升至设定电压。能够使软启动期间中的反馈控制稳定，以使在输出电压上升至设定电压之前，滤波器常数设定完成。因此，能够防止在输出电压的上升期间中陷入不稳定动作。

(实施例2)

图9是实施例2的开关电源装置的结构图。实施例2相对于实施例1，替代滤波器常数存储部8，具有滤波器常数运算部9。实施例2的其他结构是与实施例1相同的结构，因此，仅说明滤波器常数运算部9。

滤波器常数运算部9根据来自滤波器特性分析部7的滤波器特性分析结果(LC谐振频率f₀值)、目标交越频率fca、目标相位裕度PMa和其他设定所需的信息，对满足条件的滤波器常数进行运算，将运算出的滤波器常数应用于数字滤波器4。说明滤波器常数运算部9中的运算方法的一例。

当假设优化后的滤波器特性满足fz₁<<f₀<fz₂<<fca时，当设目标交越频率为fca、目标相位裕度为PMa时，可通过式(4)来估算第2零点fz₂。

此外，当设任意的频率f(例如，10Hz左右的低频率)下的增益为Aac时，可通过式(5)来估算增益。

此外，由于fz₁<<fz₂为前提条件，所以fz₁可由式(6)表示。

滤波器常数运算部9根据以上所示的式(4)、(5)、(6)计算第1零点fz₁、第2零点fz₂、增益Aac，并应用于数字滤波器4。由此，能够实现具有充分的稳定性的反馈控制。在实施例1中，滤波器常数存储部8与由滤波器特性分析部7运算出的LC谐振频率f₀对应地从所存储的滤波器常数表中选择最佳的常数。因此，可容许的LC谐振频率f₀的偏差范围在某一程度上受限定。

与此相对，在实施例2中，滤波器常数运算部9通过运算求出滤波器常数，所以即使LC谐振频率f₀在更大的范围内发生偏差，也能够实现稳定的反馈控制。

另外，作为检测电感器电流IL的方法，也可以采用使用分流电阻直接检测的方法、利用电感器103的DCR(直流电阻)间接地检测的方法、使用霍尔元件以不接触的方式检测的方法。

此外，滤波器特性分析部7也可以在由电压检测部1检测出的输出电压Vo达到低于第1输出电压的规定的电压时，使滤波器特性分析期间结束。此外，滤波器特性分析部7也可以在由电流检测部1检测出的电感器电流的峰值达到规定的电流以下时，使滤波器特性分析期间结束。

这样，根据实施例2的开关电源装置，滤波器特性分析部7根据在刚刚启动电源之后并且输出电压开始上升之前的滤波器特性分析期间流动的突入电流值，对滤波器特性进行分析。滤波器常数运算部9运算出与滤波器特性对应的最佳的滤波器常数，应用于数字滤波器。

然后，比较值生成部2在输出电压达到第1输出电压之后，使比较值从第1比较值上升至第2比较值。即，通过进行软启动动作，输出电压慢慢地上升至设定电压。能够使软启动期间中的反馈控制稳定，以使在输出电压上升至设定电压之前，滤波器常数设定完成。因此，能够防止在输出电压的上升期间中陷入不稳定动作。

(实施例3)

图10是实施例3的开关电源装置的结构图。实施例3的开关电源装置相对于实施例2的开关电源装置追加过电流保护部10，从驱动部5变更为驱动部5b。图10所示的其他结构与图9所示的结构相同，所以仅说明不同的结构。

过电流保护部10对由电流检测部6检测出的电流检测信号的峰值与过电流阈值IOCP进行比较，在峰值达到过电流阈值IOCP时，向驱动部5b输出关断触发信号。即，过电流保护部10限制开关元件的导通期间。

驱动部5b接收来自过电流保护部10的关断触发信号，用逐脉冲使高侧MOSFET101停止。由此，能够用过电流阈值IOCP限制在滤波器特性分析期间流动的突入电流。因此，在实施例2中，对突入电流产生期间Tr(滤波器特性分析期间)中的峰电流和谷底电流进行计测，使用式(2)求出了突入电流平均值ILave，但在实施例3中，突入电流的峰值被过电流阈值IOCP限制，因此，即使不进行计测，也能够预测某程度的突入电流平均值ILave，能够实现结构的简化。

另外，作为检测电感器电流IL的方法，也可以采用使用分流电阻直接检测的方法、利用电感器103的DCR(直流电阻)间接地检测的方法、使用霍尔元件以不接触的方式检测的方法。

此外，滤波器特性分析部7也可以在由电压检测部1检测出的输出电压Vo达到低于第1输出电压的规定的电压时，使滤波器特性分析期间结束。此外，滤波器特性分析部7也可以在由电流检测部1检测出的电感器电流的峰电流值下降至过电流阈值以下时，使滤波器特性分析期间结束。

本实用新型能够应用于非绝缘型的降压斩波电路等。

标号说明

1：电压检测部；2：比较值生成部；3：减法器；4：数字滤波器；5、5b：驱动部；6：电流检测部；7：滤波器特性分析部；8：滤波器常数存储部；9：滤波器运算部；10：过电流保护部；81：多个数字滤波器常数表；101：高侧MOSFET；102：低侧MOSFET；103：电感器；104：输出电容器；105：输出负载；Vi：电源。

Claims (14)

1.一种开关电源装置，其通过使开关元件导通断开，将从电源供给的第1直流电压经由电感器和输出电容器转换为第2直流电压而向输出负载供给输出电压，其特征在于，该开关电源装置具有：

比较值生成部，其具有第1比较值和大于该第1比较值的第2比较值，在所述电源启动之后生成所述第1比较值，在所述输出电压达到与所述第1比较值对应的第1输出电压之后，使比较值从所述第1比较值上升至所述第2比较值；

数字滤波器，其对由所述比较值生成部生成的所述第1比较值或所述第2比较值与所述输出电压的误差进行规定的运算；

驱动部，其与所述数字滤波器的运算结果对应地控制所述开关元件的导通断开的占空比；

电流检测部，其对流过所述电感器的电流进行检测，且输出所检测出的电流作为电流检测信号；

滤波器特性分析部，其根据所述电流检测信号、所述第1输出电压和从生成所述第1比较值时起到所述输出电压达到所述第1输出电压时为止的滤波器特性分析期间，对滤波器特性进行分析，其中所述滤波器特性是由所述电感器和所述输出电容器确定的谐振频率；以及

滤波器常数存储部，其具有存储有与多个滤波器特性对应的多个滤波器常数的多个数字滤波器常数表，在所述比较值从所述第1比较值转移到所述第2比较值的期间，参照所述多个数字滤波器常数表，选择与由所述滤波器特性分析部分析出的所述滤波器特性对应的所述滤波器常数，并将所选择的所述滤波器常数供给到所述数字滤波器。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述滤波器常数存储部将所述谐振频率与用于判别反馈环路的稳定性的伯德图的增益的零点关联地存储多个，从多个所述零点中选择与来自所述滤波器特性分析部的所述谐振频率对应的零点并供给到所述数字滤波器。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

所述滤波器常数存储部将至少一个所述零点设定为比所述谐振频率低的频率。

4.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述电流检测部根据在所述滤波器特性分析期间中流过所述电感器的所述电流的峰值和谷底值来计算平均值，且输出所计算出的所述平均值作为所述电流检测信号。

5.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述开关电源装置具有过电流保护部，所述过电流保护部利用过电流阈值来限制在所述滤波器特性分析期间中流过所述电感器的所述电流的峰值，由此限制所述开关元件的导通期间，

所述电流检测部根据所述过电流阈值，预测在所述滤波器特性分析期间中流过所述电感器的电流的平均值，且输出所预测出的所述平均值作为所述电流检测信号。

6.根据权利要求4或5所述的开关电源装置，其特征在于，

所述滤波器特性分析部在所述输出电压达到比所述第1输出电压低的规定的电压时，使所述滤波器特性分析期间结束。

7.根据权利要求4或5所述的开关电源装置，其特征在于，

所述滤波器特性分析部在由所述电流检测部检测出的所述电感器电流的所述峰值达到规定的电流以下时，使所述滤波器特性分析期间结束。

8.一种开关电源装置，其通过使开关元件导通断开，将从电源供给的第1直流电压经由电感器和输出电容器转换为第2直流电压而向输出负载供给输出电压，其特征在于，该开关电源装置具有：

比较值生成部，其具有第1比较值和大于该第1比较值的第2比较值，在所述电源启动之后生成所述第1比较值，在所述输出电压达到与所述第1比较值对应的第1输出电压之后，使比较值从所述第1比较值上升至所述第2比较值；

数字滤波器，其对由所述比较值生成部生成的所述第1比较值或所述第2比较值与所述输出电压的误差进行规定的运算；

驱动部，其与所述数字滤波器的运算结果对应地控制所述开关元件的导通断开的占空比；

电流检测部，其对流过所述电感器的电流进行检测，且输出所检测出的电流作为电流检测信号；

滤波器特性分析部，其根据所述电流检测信号、所述第1输出电压和从生成所述第1比较值时起到所述输出电压达到所述第1输出电压时为止的滤波器特性分析期间，对滤波器特性进行分析，所述滤波器特性是由所述电感器和所述输出电容器确定的谐振频率；以及

滤波器常数运算部，其在所述比较值从所述第1比较值转移到所述第2比较值的期间，与由所述滤波器特性分析部分析出的所述滤波器特性对应地计算滤波器常数，并将计算出的所述滤波器常数供给到所述数字滤波器。

9.根据权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于，

所述滤波器常数运算部根据所述谐振频率、用于判别反馈环路的稳定性的伯德图的增益的目标交越频率以及所述伯德图的相位的目标相位裕度，运算出所述滤波器特性，将运算出的所述滤波器特性供给到所述数字滤波器。

10.根据权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于，

所述滤波器常数运算部以使得所述伯德图的增益的至少一个零点处于比所述谐振频率低的频率的方式进行运算。

11.根据权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于，

所述电流检测部根据在所述滤波器特性分析期间中流过所述电感器的所述电流的峰值和谷底值来计算平均值，且输出所计算出的所述平均值作为所述电流检测信号。

12.根据权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于，

所述开关电源装置具有过电流保护部，所述过电流保护部利用过电流阈值来限制在所述滤波器特性分析期间中流过所述电感器的所述电流的峰值，由此限制所述开关元件的导通期间，

所述电流检测部根据所述过电流阈值，预测在所述滤波器特性分析期间中流过所述电感器的电流的平均值，且输出所预测出的所述平均值作为所述电流检测信号。

13.根据权利要求11或12所述的开关电源装置，其特征在于，

所述滤波器特性分析部在所述输出电压达到比所述第1输出电压低的规定的电压时，使所述滤波器特性分析期间结束。

14.根据权利要求11或12所述的开关电源装置，其特征在于，

所述滤波器特性分析部在由所述电流检测部检测出的所述电感器电流的所述峰值达到规定的电流以下时，使所述滤波器特性分析期间结束。

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