JP2008271664A - 降圧型のｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】オフ時間制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入出力電圧差が小さい場合、出力電圧を目標値に保つことが可能であり、且つ出力電流が急峻に増加する場合、出力電圧に発生するアンダーシュートを抑制した降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。
【解決手段】スイッチとインダクタと整流器と平滑手段とを有する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、少なくともスイッチをオン・オフ動作させ、平滑手段からの出力を検出して誤差信号を生成し、誤差信号に基づいてスイッチのオフ時間を調整するとともに、誤差信号がオフ時間の調整範囲を超えた場合にはスイッチのオン時間を調整する制御部、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング動作により各種電子機器に安定した直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にそのスイッチング動作におけるオフ時間を調整することにより出力を制御する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

一般的にＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタと、電源電圧と接地電圧との間に直列に接続されたハイサイドスイッチとローサイドスイッチとを有して構成されている。このハイサイドスイッチとローサイドスイッチが交互にオン・オフ動作を繰り返すことにより、インダクタは磁気エネルギーの蓄積と放出を繰り返し、その際に発生する交流電圧が整流されて、直流電圧が出力電圧として負荷に供給される。負荷に供給される出力電圧は、ハイサイドスイッチの一周期におけるオン時間の割合（デューティ比）によって調整される。インダクタに流れるインダクタ電流は、スイッチのオン・オフ動作により増加・低減を繰り返す三角波状の波形を有する。カレントモード制御方式においては、通常、その波形のピーク値若しくは谷値を制御することにより、ハイサイドスイッチのオン時間若しくはオフ時間を制御する。

ハイサイドスイッチのオン時間を制御するオン時間制御方式では、ハイサイドスイッチに流れる電流を検出する必要があり、検出回路とその周辺回路が電源電圧側に設けられている。このため、変動が想定される電源電圧に対し、正確な電流検出を行うためには回路構成が複雑にならざるを得なかった。これに対して、ローサイドスイッチに流れる電流を検出するオフ時間制御方式は、検出回路とその周辺回路が接地側に設定でき、回路構成の簡素化が可能である。

更に、最近の出力電圧の低下傾向に伴い、ハイサイドスイッチのオン時間は短くなる傾向にある。例えば、スイッチング周波数が２ＭＨｚで５Ｖの電源電圧から１Ｖの電圧を形成して出力するＤＣ−ＤＣコンバータの場合、ローサイドスイッチのオン時間は４００ｎｓｅｃ程度であるのに対し、ハイサイドスイッチのオン時間は１００ｎｓｅｃ程度である。オン時間制御方式では、ハイサイドスイッチがオンしている短時間の間に電流検出および回路制御を行わなければならない。一方、オフ時間制御方式では、ハイサイドスイッチがオフしている間に電流検出および回路制御を行えば良いため、制御時間を長く設定することが可能である。
以上の理由から最近ではオフ時間制御方式が一般的に広く用いられている。例えば、特許文献１にはオフ時間制御方式で構成されたＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。

以下、ハイサイドスイッチのオフ時間を制御するオフ時間制御方式の一例として、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータについて、図３を参照しつつ説明する。図３は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。なお、特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＭＯＳＦＥＴからなるローサイドスイッチのオン抵抗を利用して電流を検出する方式が開示されているが、図３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては特許文献１の図１に開示された電流検出部を説明簡略化のため一般的な電流検出器にて示す。

図３において、１１１はハイサイドスイッチ、１１２はローサイドスイッチ、１１３はインダクタ、１１４はコンデンサ、１２１はエラーアンプ、１２２は比較器、１２３は電流検出器、１２４はＲＳラッチ、１２５はタイマー回路である。図３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力端子１１５には入力電圧Ｖｉが入力され、基準電圧入力端子１１６には基準電圧Ｖｒが入力され、出力端子１１７から出力電圧Ｖｏが出力される。

入力電圧Ｖｉと接地電位との間に、ハイサイドスイッチ１１１とローサイドスイッチ１１２の直列回路が接続されており、これらのスイッチ１１１，１１２の結合部と出力端子１１７との間にインダクタ１１３とコンデンサ１１４により構成されたフィルタが接続されている。ハイサイドスイッチ１１１とローサイドスイッチ１１２は、それぞれが相補的にオン・オフ動作するように、ＲＳラッチ２４に接続されて制御されている。エラーアンプ２１は、非反転入力端子（＋）に基準電圧Ｖｒが入力され、反転入力端子（−）には出力電圧Ｖｏが接続され、誤差信号Ｖｅを出力する。比較器１２２は非反転入力端子（＋）にエラーアンプ１２１からの誤差信号Ｖｅが入力され、ＲＳラッチ１２４をセットするセット信号ＳＴを出力する。電流検出器１２３は、ローサイドスイッチ１１２がオン状態のときにローサイドスイッチ１１２を介してインダクタ１１３に流れる電流を検出し、電圧変換された電流検出信号Ｖｃ１を生成して、比較器１２２の反転入力端子（−）に入力する。タイマー回路１２５は、ＲＳラッチ１２４のリセット入力端子に接続され、ハイサイドスイッチ１１１がオン状態になってから、所定の時間経過後にリセット信号ＣＫを出力する。

図３に示された従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作は以下の通りである。
ハイサイドスイッチ１１１がオン状態のとき、インダクタ１１３には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が印加される。このとき、インダクタ１１３に流れるインダクタ電流ＩＬは直線的に増加し、インダクタ１１３に磁気エネルギーが蓄えられる。ハイサイドスイッチ１１１がオフ状態であるとき、インダクタ１１３には出力電圧Ｖｏが逆方向に印加される。このとき、インダクタ電流ＩＬは直線的に減少し、インダクタ１１３は磁気エネルギーを放出する。インダクタ電流ＩＬはコンデンサ１１４によって平滑化され、出力には平均化された直流電流が供給される。出力電圧Ｖｏはエラーアンプ１２１の反転入力端子（−）にフィードバックされる。一方、エラーアンプ１２１の非反転入力端子（＋）には基準電圧Ｖｒが入力される。エラーアンプ１２１からの出力信号である誤差信号Ｖｅは、比較器１２２の非反転入力端子（＋）に入力される。ローサイドスイッチ１１２を流れる電流を、電流−電圧変換された電流検出信号Ｖｃ１は、比較器１２２の反転入力端子（−）に入力される。

インダクタ電流ＩＬが減少し、電流検出信号Ｖｃ１がエラーアンプ１２１の出力する誤差信号Ｖｅまで低下すると、比較器１２２は出力を反転する。即ち、ＲＳラッチ１２４のセット信号ＳＴをＨレベルにし、ハイサイドスイッチ１１１をオン状態とする。
ハイサイドスイッチ１１１のオン状態において、インダクタ１１３の充電が開始される。ＲＳラッチ１２４のリセット入力端子には、ハイサイドスイッチ１１１のオン時間を設定するタイマー回路１２５が接続され、比較器１２２の出力であるセット信号ＳＴがＨレベルになり、ハイサイドスイッチ１１１がオン状態になってから、所定の時間経過後にリセット信号ＣＫを出力し、ハイサイドスイッチ１１１をオフ状態にする。
上記のよう構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、エラーアンプ１２１、比較器１２２、およびＲＳラッチ１２４の信号によってハイサイドスイッチ１１１とローサイドスイッチ１１２を相補的にオン・オフ動作させることにより、直流の出力電圧Ｖｏを出力する。

以上が、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各構成要素の基本機能である。このような従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力端子１１７からの出力電流の増加により、出力電圧Ｖｏが目標値から低下した場合には以下のように動作する。
低下した出力電圧Ｖｏが入力されたエラーアンプ１２１は、誤差信号Ｖｅを上昇させる。このため、低下していくローサイドスイッチ１１２の電流検出信号Ｖｃ１が誤差信号Ｖｅに達するまでの時間、即ち、ハイサイドスイッチ１１１のオフ時間が短くなる。タイマー回路１２５によって設定されているハイサイドスイッチ１１１のオン時間は一定であるため、インダクタ電流ＩＬは全体的に増加する。この結果、コンデンサ１１４への供給電力が増加し、低下した出力電圧Ｖｏは上昇する。

逆に、出力電流の減少により、出力電圧Ｖｏが上昇した場合には以下のように動作する。
上昇した出力電圧Ｖｏが入力されたエラーアンプ１２１は、誤差信号Ｖｅを低下させる。このため、ローサイドスイッチ１１２の電流検出信号Ｖｃ１が誤差信号Ｖｅに達するまでの時間、即ち、ハイサイドスイッチ１１１のオフ時間は長くなる。タイマー回路１２５によって設定されているハイサイドスイッチ１１１のオン時間は一定であるため、インダクタ電流ＩＬは全体的に減少する。この結果、コンデンサ１１４へ供給される電力が減少し、増加した出力電圧Ｖｏは低下する。以上のように、図３の従来のＤＣ−ＤＣコンバータは所定の出力電圧Ｖｏを保持するように動作する。
特開２００１−１３６７３７号公報

しかしながら、出力安定化のためにハイサイドスイッチ１１１のオフ時間を調整する上記のように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ハイサイドスイッチ１１１のオフ状態からセット信号ＳＴがＲＳラッチ１２４に入力されてセットされ、再びハイサイドスイッチ１１１がオン状態となるまでに、最小のオフ時間（最小オフ時間）が存在する。入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が小さい場合、出力電圧Ｖｏを目標値に保つにはハイサイドスイッチ１１１のオフ時間をゼロに近づけなければならないが、上記最小オフ時間が存在するため、出力電圧Ｖｏが低下し、目標値に調整できないという問題点がある。また、出力電流が急峻に増加する場合、やはり最小オフ時間の存在がインダクタ電流ＩＬの増加を遅らせるため、出力電圧Ｖｏの低下量、即ち出力電圧Ｖｏに発生するアンダーシュートが大きくなってしまう。

本発明では、ハイサイドスイッチのオフ時間を制御するオフ時間制御方式であり、入出力電圧差が小さい場合においても、出力電圧を目標値に保つことが可能であり、更に出力電流が急峻に増加する場合においても出力電圧に発生するアンダーシュートを抑制した高性能なＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。

上記の目的を達成するために、本発明の第１の観点の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチとインダクタと整流器と平滑手段とを有する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
少なくとも前記スイッチをオン・オフ動作させ、前記平滑手段からの出力を検出して誤差信号を生成し、前記誤差信号に基づいて前記スイッチのオフ時間を調整するとともに、前記誤差信号が前記オフ時間の調整範囲を超えた場合には前記スイッチのオン時間を調整する制御部、を有する。このように構成された本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入出力電圧差が小さい場合においても、出力電圧を目標値に保つことが可能である。

本発明の第２の観点の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記第１の観点における前記制御部が、前記整流器に流れる電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出部と、
前記平滑手段からの出力と目標値との誤差に応じた誤差信号を出力する出力検出部と、
前記電流検出信号と前記誤差信号とを比較してオン信号を出力する比較部と、
前記スイッチのターンオンから所定時間経過後にアクティブとなる第１のオフ信号を出力するタイマー部と、
前記出力検出部の電源電圧に基づく第１の信号と、前記誤差信号に基づく第２の信号とを比較し、前記第２の信号が前記第１の信号以下である場合、前記第１のオフ信号を第２のオフ信号として出力し、前記第２の信号が前記第１の信号を越えた場合、前記第１のオフ信号を非アクティブとするオン時間延長回路と、
前記オン信号に基づいて前記スイッチをオン状態とし、前記第２のオフ信号に基づいて前記スイッチをオフ状態とする駆動部と、を具備する。このように構成された本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、オフ時間制御方式において、入出力間の電圧差が小さい場合においても出力電圧の制御が可能であり、出力電流が急増した場合においてもアンダーシュートを最小限に抑制し、出力電圧を高速に目標値へと復帰させることができる。

本発明の第３の観点の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記第２の観点における前記出力検出部において、前記第１の信号が前記出力検出部の電源電圧に比例し、前記第２の信号が前記誤差信号に比例するよう構成されている。このように構成された本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、オフ時間制御方式において、入出力間の電圧差が小さい場合においても出力電圧の正確な制御が可能となる。

本発明の第４の観点の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記第１の観点における前記制御部が、前記整流器に流れる電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出部と、
前記平滑手段からの出力と目標値との誤差に応じた誤差信号を出力する出力検出部と、
前記電流検出信号と前記誤差信号とを比較し、当該比較結果に基づきオン信号を出力する比較部と、
前記スイッチのターンオン時から所定時間経過後に第１のオフ信号を出力するタイマー部と、
前記オン信号に基づいて前記スイッチをオン状態とし、前記第１のオフ信号に基づいて前記スイッチをオフ状態とする駆動部と、を具備し、
前記タイマー部は、前記スイッチのターンオフ時に前記比較部から前記オン信号が入力されたとき前記所定時間を延長するよう構成されている。このように構成された本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、オフ時間制御方式において、出力電圧を高速に目標値へと復帰させることができる。

本発明の第５の観点の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記第４の観点における前記タイマー部が、前記整流器のオン・オフ動作と連動するスイッチング素子と、定電流により充電する充電回路と、充電電圧と基準電圧とを比較する比較回路とを有し、
前記整流器のオン動作時に前記スイッチング素子により前記充電回路を放電し、前記整流器のオフ動作時に前記充電回路を充電して、前記比較回路において前記充電回路の充電電圧が基準電圧以上となったとき、前記スイッチをターンオフするよう構成されている。このように構成された本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、オフ時間制御方式において、出力電流が急増した場合においてもアンダーシュートを最小限に抑制し、出力電圧を高速に目標値へと復帰させることができる。

本発明の第６の観点の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記第５の観点における前記タイマー部が、前記誤差信号と前記電流検出信号と前記スイッチのオン・オフ動作に応じた信号が入力されて、前記電流検出信号が前記誤差信号以下であり、前記スイッチがオン状態のとき、前記充電回路における充電電流を変化させて前記所定時間を調整するよう構成されている。このように構成された本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、オフ時間制御方式において、出力電流が急増した場合においてもアンダーシュートを最小限に抑制し、出力電圧を高速に目標値へと復帰させることができる。

本発明の第７の観点の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記第４の観点における前記タイマー部が、一定電流を出力する定電流源と、
前記整流器のオフ動作時に前記定電流源により充電されるコンデンサと、
前記整流器のオン動作時に前記コンデンサを短絡放電するスイッチング素子と、
前記電流検出信号が前記誤差信号以下であり、前記スイッチがオン状態のとき、前記誤差信号と前記電流検出信号との差電圧に比例した電流を前記定電流源の出力から分流する電流源回路と、
前記コンデンサの充電電圧を所定の基準電圧と比較して前記駆動部への信号を出力する比較回路と、を具備する。このように構成された本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、オフ時間制御方式において、入出力間の電圧差が小さい場合においても出力電圧の制御が可能であり、また出力電流が急峻した場合においてもアンダーシュートを最小限に抑制し、出力電圧を高速に目標値へと復帰させることができる。
上記のように構成された本発明によれば、出力制御のためにスイッチのオフ時間を調整する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入出力電圧差が小さい場合、スイッチのオフ時間が最小値に至っても、スイッチのオン時間が延長される構成であるため、出力電圧を目標値に保持するように動作させることが可能である。また、出力電流が急峻に増加する場合においても、スイッチのオン時間が延長される構成であるため、出力への供給電力を高速に増加することにより、出力電圧の変動を抑制することができる。

本発明によれば、オフ時間制御方式の構成において、入出力電圧差が小さい場合でも、出力電圧を目標値に保持することが可能であり、出力電流が急峻に増加する場合でも出力電圧に発生するアンダーシュートを抑制した高性能な降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

以下、本発明に係る好適な実施の形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータについて添付の図面を参照しつつ説明する。

第１の実施形態
図１は本発明に係る第１の実施形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ構成を示す回路図である。図１において、１１はハイサイドスイッチ、１２はローサイドスイッチであり整流器、特に同期整流器として動作する、１３はインダクタ、１４は平滑手段であるコンデンサ、２０は制御部である。制御部２０は、出力検出部としてのエラーアンプ２１、比較器２２、電流検出部である電流検出器２３、駆動部としてのＲＳラッチ２４、タイマー回路２５、比較器２６、ＡＮＤゲート２７を有する。入力端子１５には入力電圧Ｖｉが入力され、基準電圧入力端子１６には基準電圧Ｖｒが入力され、出力端子１７からは出力電圧Ｖｏが出力される。また、図１において、Ｖｅはエラーアンプ２１が出力する誤差信号であり、Ｖｃｃはエラーアンプ２１の電源電圧である。電源電圧Ｖｃｃは入力電圧Ｖｉから直接又は間接的に生成されているものとする。

比較器２６の反転入力端子（−）には誤差信号Ｖｅを抵抗分割した信号Ｖｉｍが入力され、非反転入力端子（＋）には電源電圧Ｖｃｃを抵抗分割した基準信号Ｖｉｐが入力される。基準信号Ｖｉｐは通常動作時における誤差信号Ｖｅの最大レベルと同等、若しくはそれに準じた電圧に設定されている。

図１において、入力電圧Ｖｉと接地電位との間に、ハイサイドスイッチ１１とローサイドスイッチ１２の直列体が接続されており、これらのスイッチ１１，１２の結合部１８と出力端子Ｖｏとの間にインダクタ１３とコンデンサ１４により構成されたフィルタが接続されている。ハイサイドスイッチ１１とローサイドスイッチ１２は、それぞれが相補的にオン・オフ動作するように、ＲＳラッチ２４に接続されて制御されている。エラーアンプ２１は非反転入力端子（＋）に基準電圧Ｖｒが入力され、反転入力端子（−）に出力電圧Ｖｏが接続され、誤差信号Ｖｅを出力する。比較器２２はその非反転入力端子（＋）にエラーアンプ２１からの誤差信号Ｖｅが入力され、ＲＳラッチ２４をセットするセット信号ＳＴを出力する。電流検出器２３は、ローサイドスイッチ１２がオン状態のときにローサイドスイッチ１２を介してインダクタ１３に流れるインダクタ電流を検出する。また、電流検出器２３は、電圧変換された電流検出信号Ｖｃ１を生成して、比較器２２の反転入力端子（−）に入力する。タイマー部であるタイマー回路２５は、ＲＳラッチ２４のリセット入力に接続されており、ハイサイドスイッチ１１がオン状態になってから、所定の時間経過後にリセット信号ＣＫを出力する。

前述のように、比較器２６は、反転入力端子（−）に誤差信号Ｖｅを抵抗分割した信号Ｖｉｍが入力され、非反転入力端子（＋）に電源電圧Ｖｃｃを抵抗分割した基準信号Ｖｉｐが入力される。ＡＮＤゲート２７には、比較器２６の出力Ａとタイマー回路２５の出力ＣＫが入力され、ＲＳラッチ２４をリセットするリセット信号ＲＳＴを出力する。第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、比較器２６とＡＮＤゲート２７とがオン時間延長回路を構成する。

上記のように構成された第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける降圧動作について説明する。
まず、図１に示した第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が充分大きいときの通常動作について説明する。
ハイサイドスイッチ１１がオン状態であるとき、インダクタ１３には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が印加される。このとき、インダクタ１３を流れるインダクタ電流ＩＬは直線的に増加し、インダクタ１３には磁気エネルギーが蓄えられる。ハイサイドスイッチ１１がオフ状態であるとき、インダクタ１３には出力電圧Ｖｏが逆方向に印加される。このとき、インダクタ電流ＩＬは直線的に減少し、インダクタ１３は磁気エネルギーを放出する。インダクタ電流ＩＬはコンデンサ１４によって平滑化され、出力には平均化された直流電流が供給される。出力電圧Ｖｏはエラーアンプ２１の反転入力端子（−）にフィードバックされる。

一方、エラーアンプ２１の非反転入力端子（＋）には基準電圧Ｖｒが入力される。エラーアンプ２１から出力された誤差信号Ｖｅは、比較器２２の非反転入力端子（＋）に入力される。ローサイドスイッチ１２を流れる電流を、電流−電圧変換された電流検出信号Ｖｃ１は、比較器２２の反転入力端子（−）に入力される。インダクタ電流ＩＬが減少し、電流検出信号Ｖｃ１がエラーアンプ２１の出力する誤差信号Ｖｅまで低下すると、比較器２２は出力を反転する。即ち、比較器２２はＲＳラッチ２４のセット信号ＳＴをＨレベルにして、ハイサイドスイッチ１１をオン状態とする。その後、インダクタ１３の充電が開始される。

通常動作においては、誤差信号Ｖｅを抵抗分割した信号Ｖｉｍが、電源電圧Ｖｃｃを抵抗分割した基準信号Ｖｉｐ以下であるため、比較器２６の出力ＡはＨレベルとなる。したがって、ＲＳラッチ２４のリセット入力であるＡＮＤゲート２７の出力ＲＳＴは、ハイサイドスイッチ１１のオン時間を設定するタイマー回路２５の出力ＣＫによってのみ決定される。タイマー回路２５は、ハイサイドスイッチ１１がオン状態になってから、所定の時間経過後にリセット信号ＣＫを出力し、ハイサイドスイッチ１１をオフ状態とする。

以下、第１の実施形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおける通常動作においては、エラーアンプ２１、比較器２２、ＲＳラッチ２４の信号によってハイサイドスイッチ１１とローサイドスイッチ１２を相補的にオン・オフ動作させることにより、直流の出力電圧Ｖｏを出力する。

上記の通常動作において、出力端子Ｖｏからの出力電流の増加により、出力電圧Ｖｏが目標値より低下した場合、出力電圧Ｖｏの低下を検出したエラーアンプ２１は、誤差信号Ｖｅを上昇させる。このため、低下していくローサイドスイッチ１２の電流検出信号Ｖｃ１が誤差信号Ｖｅに達するまでの時間、即ち、ハイサイドスイッチ１１のオフ時間が、短くなる。タイマー回路２５によって設定されているハイサイドスイッチ１１のオン時間は、一定であるため、インダクタ電流ＩＬは全体的に増加する。この結果、コンデンサ１４への供給電力が増加し、低下した出力電圧Ｖｏは上昇する。

逆に、出力端子Ｖｏからの出力電流の減少によって、出力電圧Ｖｏが上昇した場合、エラーアンプ２１は誤差信号Ｖｅを低下させる。このため、ローサイドスイッチ１２の電流検出信号Ｖｃ１が誤差信号Ｖｅに達するまでの時間、即ち、ハイサイドスイッチ１１のオフ時間が長くなる。タイマー回路２５によって設定されているハイサイドスイッチ１１のオン時間は一定であるため、インダクタ電流ＩＬは全体的に減少する。この結果、コンデンサ１４へ供給される電力が減少し、増加した出力電圧Ｖｏは低下する。以上のように、図１に示した第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは出力電圧Ｖｏを目標値（基準電圧Ｖｒ）に保持するよう動作する。

次に、入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が低い場合の動作について説明する。前述のように従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ハイサイドスイッチのオン状態から再びハイサイドスイッチがオン状態となるまでに回路的に最小のオフ時間（最小オフ時間）が存在する。このように、ハイサイドスイッチのオフ時間に最小値（最小オフ時間）が存在するため、ハイサイドスイッチのオン時間がタイマー回路で予め設定された一定時間であると、出力電圧Ｖｏを目標値（Ｖｒ）に調整することはできない。このことは、前述の発明が解決しようとする課題の欄で説明した。

本発明に係る第１の実施形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成であれば、以下に説明するように、ハイサイドスイッチ１１のオン時間を延長することが可能であり、理論上はハイサイドスイッチ１１の常時オン動作ができるため、出力電圧Ｖｏを目標値（基準電圧Ｖｒ）にすることが可能である。

入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が低く、出力電圧Ｖｏが目標値（基準電圧Ｖｒ）に達しない場合、エラーアンプ２１の出力である誤差信号Ｖｅは上昇し、信号Ｖｉｍのレベルは基準信号Ｖｉｐを越える。このため比較器２６の出力ＡはＬレベルとなる。したがって、タイマー回路２５の出力ＣＫがＨレベルになっても、ＡＮＤゲート２７の出力ＲＳＴはＬレベルである。そのため、ＲＳラッチ２４はセット状態が保持され、ＲＳラッチの出力ＱはＬレベル、即ちハイサイドスイッチ１１のオン状態が維持される。このように、実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの構成によれば、ハイサイドスイッチ１１のオン状態がタイマー回路２５によって設定されているオン時間以上に延長されるため、低い入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）であっても、インダクタ電流ＩＬは増加し、出力電圧Ｖｏは目標値Ｖｒに達する。このことにより、やがてエラーアンプ２１からの誤差信号Ｖｅが低下して、信号Ｖｉｍが、基準信号Ｖｉｐのレベル以下になり、比較器２６の出力ＡはＨレベルとなる。この結果、ＡＮＤゲート２７の出力ＲＳＴがＨレベルとなり、ＲＳラッチ２４はリセットされ、ハイサイドスイッチ１１はオフ状態となる。

ハイサイドスイッチ１１がオフ状態となった後、インダクタ１３のインダクタ電流ＩＬは減少に転じるが、電流検出信号Ｖｃ１は瞬時にエラーアンプ２１からの誤差信号Ｖｅを下回る。この結果、比較器２２は反転して出力（セット信号ＳＴ）をＨレベルとする。このため、ＲＳラッチ２４はセットされ、出力ＱがＨレベルとなって、ハイサイドスイッチ１１は再びオン状態となる。この間のハイサイドスイッチ１１のオフ時間が最小オフ時間となる。即ち、入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が小さい時には、ハイサイドスイッチ１１を流れる電流が制御に必要な所定値に達するまで、オン時間が延長され、且つ最小オフ時間でハイサイドスイッチ１１はオン・オフ動作される。このように動作することにより、出力電圧Ｖｏは目標値（基準電圧Ｖｒ）に保持される。
なお、タイマー回路２５は、ハイサイドスイッチ１１のターンオンからの所定時間経過後にＨレベルを出力すると、セット信号ＳＴがＨレベルになるまでは、出力をＨレベルに維持するものとする。

また、出力電流が急峻に増加した場合、出力電圧Ｖｏが目標値から低下すると、出力電圧Ｖｏの低下を検出したエラーアンプ２１が誤差信号Ｖｅを上昇させる。エラーアンプ２１からの誤差信号Ｖｅに準じた信号Ｖｉｍが、エラーアンプ２１の電源電圧Ｖｃｃに準じた基準信号Ｖｉｐより大きい間は、前述の通りハイサイドスイッチ１１のオン時間が延長される。したがって、インダクタ電流ＩＬは出力電流を越えるまで増加し、低下した出力電圧Ｖｏを上昇へと転じる。この結果、出力電圧Ｖｏのアンダーシュートは最小限に抑制され、低下した出力電圧Ｖｏは瞬時に目標値へと復帰する。

以上のように、本発明に係る第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、ハイサイドスイッチのオフ時間を制御するオフ時間制御方式において、入出力間の電圧差が小さい場合においても出力電圧の制御が可能であり、出力電流が急増した場合においてもアンダーシュートを最小限に抑制し、出力電圧Ｖｏを高速に目標値へと復帰させる高性能なＤＣ−ＤＣコンバータを実現させることができる。

第２の実施形態
以下、本発明に係る第２の実施形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータについて図２を参照しつつ説明する。
前述の第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、エラーアンプ２１の出力である誤差信号Ｖｅのレベルによって出力電圧Ｖｏの低下を検出し、ハイサイドスイッチ１１のオン時間を延長した構成であるが、比較器２２の出力によっても出力電圧Ｖｏの低下を検出することが可能である。ハイサイドスイッチ１１のオフ状態において、ローサイドスイッチ１２を流れる電流を検出した電流検出信号Ｖｃ１の値が、誤差信号Ｖｅ以下であれば、比較器２２の出力（ＳＴ）はＨレベルのままである。この場合、タイマー回路２５の出力（ＣＫ）は即座にＬレベルとなって、ＲＳラッチ２４はセットされ、最小オフ時間でハイサイドスイッチ１１をターンオンさせる動作となる。このような構成の具体例として、第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。

図２は本発明に係る第２の実施形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前述したように比較器（２２）の出力を利用してハイサイドスイッチ（１１）のオン時間延長を可能としたものである。図２の第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示した第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の機能、構成を有するものについては同じ番号を付与し、その説明は省略する。

第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図１に示した第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータと異なる点は、比較器２６を廃止し、ハイサイドスイッチ１１の駆動信号とインバータ２９を介して比較器２２の出力が入力されるＮＯＲゲート２８と、ハイサイドスイッチ１１の駆動信号と比較器２２の出力が入力されるＮＯＲゲート３０と、ＮＯＲゲート２８の出力でセットされ、ＮＯＲゲート３０の出力でリセットされる第２のＲＳラッチ３１を設けた点と、図１のタイマー回路２５を第２のＲＳラッチ３１の出力を受けてオン時間の設定値を延長する機能を付加したタイマー回路２５ａを設けた点である。

第２の実施形態におけるタイマー回路２５ａは、定電流源２５０と、定電流源２５０で充電されるコンデンサ２５１と、コンデンサ２５１を短絡放電するスイッチング素子であるトランジスタ２５２と、第２のＲＳラッチ３１の出力によって活性化されて誤差信号Ｖｅと電流検出信号Ｖｃ１との差電圧（Ｖｅ−Ｖｃ１）に比例した電流Ｉｓを定電流源２５０から分流する電流源回路２５３と、コンデンサ２５１の電圧を所定の基準電圧Ｖｒｒと比較して第１のＲＳラッチ２４へのリセット信号ＲＳＴを出力する比較回路である比較器２５４とを備えている。タイマー回路２５ａにおけるトランジスタ２５２は、ローサイドスイッチ１２と同期して駆動されるよう構成されている。なお、第２の実施形態においては、定電流源２５０とコンデンサ２５１により充電回路が構成されている。

上記のように構成された図２に示した第２の実施形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。
まず、通常動作について説明する。通常動作においては、ハイサイドスイッチ１１がオフ状態、ローサイドスイッチ１２がオン状態の場合、減少する電流検出信号Ｖｃ１は誤差信号Ｖｅより高いため、比較器２２の出力はＬレベルであり、第２のＲＳラッチ３１はリセットされてＬレベルを出力している。

タイマー回路２５ａにおいては、トランジスタ２５２がローサイドスイッチ１２とともにオン状態となり、コンデンサ２５１を短絡放電している。電流検出信号Ｖｃ１が誤差信号Ｖｅを下回って比較器２２の出力がＨレベルとなると、第１のＲＳラッチ２４はセットされて、ローサイドスイッチ１２はターンオフし、ハイサイドスイッチ１１はオン状態となる。第２のＲＳラッチ３１はセット信号がＬレベルであるため、リセット状態、即ち、出力がＬレベルを維持する。タイマー回路２５ａにおいては、トランジスタ２５２がローサイドスイッチ１２とともにオフ状態となり、コンデンサ２５１は定電流源２５０によって定電流充電される。この時、電流源回路２５３は不活性となっている。充電されたコンデンサ２５１の電圧が基準電圧Ｖｒｒに達すると、比較器２５４の出力がＬレベルからＨレベルに反転し、第１のＲＳラッチ２４をリセットし、ハイサイドスイッチ１１はターンオフし、ローサイドスイッチ１２はオン状態となる。
以上の動作を繰り返して、ハイサイドスイッチ１１とローサイドスイッチ１２が相補的にオン・オフ動作することにより、目標の直流の出力電圧Ｖｏを出力する。

次に、入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が低い場合の動作について説明する。
入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）が低く、出力電圧Ｖｏが目標値（基準電圧Ｖｒ）に達しない場合、エラーアンプ２１の出力である誤差信号Ｖｅは上昇して、ハイサイドスイッチ１１がオフ状態、ローサイドスイッチ１２がオン状態の場合にも電流検出信号Ｖｃ１のレベルは誤差信号Ｖｅに達しなくなる。このため、比較器２２の出力はＬレベルとなり、第２のＲＳラッチ３１はセットされ、タイマー回路２５ａでは電流源回路２５３が活性化され、コンデンサ２５１の充電電流は定電流源２５０の定電流から電流源回路２５３の電流を差し引いたものとなる。したがって、前述の通常動作に比べてコンデンサ２５１が基準電圧Ｖｒｒに達するまでの充電時間が長くなり、ハイサイドスイッチ１１のオン時間が延長される。このオン時間は誤差信号Ｖｅと電流検出信号Ｖｃ１との差電圧（Ｖｅ−Ｖｃ１）が大きいほど長くなる。

ハイサイドスイッチ１１のオン状態がタイマー回路２５ａによって設定されていたオン時間以上に延長されることにより、低い入出力電圧差（Ｖｉ−Ｖｏ）であっても、インダクタ電流ＩＬは増加し、出力電圧Ｖｏは増加する。タイマー回路２５ａによって延長設定されたオン時間後に第１のＲＳラッチ２４がリセットされると、ハイサイドスイッチ１１がターンオフし、ローサイドスイッチ１２はオン状態となる。この時、電流検出信号Ｖｃ１がまだ誤差信号Ｖｅ以下のレベルであれば、比較器２２はＨレベルであり、ＲＳラッチ２４は瞬時にセットされて、最小オフ時間でローサイドスイッチ１２はターンオフし、ハイサイドスイッチ１１はオン状態となり、第２のＲＳラッチ３１はセットを維持し、タイマー回路２５ａは延長オン時間動作となる。
逆に、ハイサイドスイッチ１１がターンオフし、ローサイドスイッチ１２がオン状態となった時、電流検出信号Ｖｃ１が誤差信号Ｖｅ以上のレベルであれば、前述の通常動作に戻る。

また、出力電流が急峻に増加した場合、出力電圧Ｖｏが目標値から低下すると、出力電圧Ｖｏの低下を検出したエラーアンプ２１は誤差信号Ｖｅを上昇させる。電流検出信号Ｖｃ１のレベル以上に誤差信号Ｖｅが上昇すると、前述の通り、ハイサイドスイッチ１１のオン時間が延長される。したがって、インダクタ電流ＩＬは出力電流を越えるまで増加し、低下した出力電圧Ｖｏが上昇へと転じる。この結果、出力電圧Ｖｏのアンダーシュートは最小限に抑制され、低下した出力電圧Ｖｏは高速に所望値へと復帰する。

以上のように本発明の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、ハイサイドスイッチのオフ時間を制御するオフ時間制御方式において、入出力間の電圧差が小さい場合においても出力電圧の制御が可能であり、また出力電流が急峻した場合においてもアンダーシュートを最小限に抑制し、出力電圧Ｖｏを高速に目標値へと復帰させることができる高性能なＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。

本発明は、出力制御のためにスイッチのオフ時間を調整する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて有用であり、例えば、パーソナルコンピュータや携帯電話等の電子機器の電源回路として利用することができる。

本発明に係る第１の実施形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図。 本発明に係る第２の実施形態の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図。

符号の説明

１１ ハイサイドスイッチ
１２ ローサイドスイッチ
１３ インダクタ
１４ コンデンサ
１５ 入力端子
１６ 基準電圧入力端子
１７ 出力端子
１８ 結合点
２０ 制御部
２１ エラーアンプ
２２ 比較器
２３ 電流検出器
２４ ＲＳラッチ
２５ タイマー回路
２５ａ タイマー回路
２６ 比較器
２７ ＡＮＤゲート
２８ ＮＯＲゲート
２９ インバータ
３０ ＮＯＲゲート
３１ 第２のＲＳラッチ
２５０ 定電流源
２５１ コンデンサ
２５２ トランジスタ
２５３ 電流源回路
２５４ 比較器

Claims (7)

1. スイッチとインダクタと整流器と平滑手段とを有する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   少なくとも前記スイッチをオン・オフ動作させ、前記平滑手段からの出力を検出して誤差信号を生成し、前記誤差信号に基づいて前記スイッチのオフ時間を調整するとともに、前記誤差信号が前記オフ時間の調整範囲を超えた場合には前記スイッチのオン時間を調整する制御部、を有する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記制御部は、前記整流器に流れる電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出部と、
   前記平滑手段からの出力と目標値との誤差に応じた誤差信号を出力する出力検出部と、
   前記電流検出信号と前記誤差信号とを比較してオン信号を出力する比較部と、
   前記スイッチのターンオンから所定時間経過後にアクティブとなる第１のオフ信号を出力するタイマー部と、
   前記出力検出部の電源電圧に基づく第１の信号と、前記誤差信号に基づく第２の信号とを比較し、前記第２の信号が前記第１の信号以下である場合、前記第１のオフ信号を第２のオフ信号として出力し、前記第２の信号が前記第１の信号を越えた場合、前記第１のオフ信号を非アクティブとするオン時間延長回路と、
   前記オン信号に基づいて前記スイッチをオン状態とし、前記第２のオフ信号に基づいて前記スイッチをオフ状態とする駆動部と、
   を具備する請求項１記載の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記出力検出部において、前記第１の信号は前記出力検出部の電源電圧に比例し、前記第２の信号は前記誤差信号に比例するよう構成された請求項２記載の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記制御部は、前記整流器に流れる電流に応じた電流検出信号を出力する電流検出部と、
   前記平滑手段からの出力と目標値との誤差に応じた誤差信号を出力する出力検出部と、
   前記電流検出信号と前記誤差信号とを比較し、当該比較結果に基づきオン信号を出力する比較部と、
   前記スイッチのターンオン時から所定時間経過後に第１のオフ信号を出力するタイマー部と、
   前記オン信号に基づいて前記スイッチをオン状態とし、前記第１のオフ信号に基づいて前記スイッチをオフ状態とする駆動部と、を具備し、
   前記タイマー部は、前記スイッチのターンオフ時に前記比較部から前記オン信号が入力されたとき前記所定時間を延長するよう構成された請求項１記載の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記タイマー部は、前記整流器のオン・オフ動作と連動するスイッチング素子と、定電流により充電する充電回路と、充電電圧と基準電圧とを比較する比較回路とを有し、
   前記整流器のオン動作時に前記スイッチング素子により前記充電回路を放電し、前記整流器のオフ動作時に前記充電回路を充電して、前記比較回路において前記充電回路の充電電圧が基準電圧以上となったとき、前記スイッチをターンオフするよう構成された請求項４に記載の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記タイマー部は、前記誤差信号と前記電流検出信号と前記スイッチのオン・オフ動作に応じた信号が入力されて、前記電流検出信号が前記誤差信号以下であり、前記スイッチがオン状態のとき、前記充電回路における充電電流を変化させて前記所定時間を調整するよう構成された請求項５に記載の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記タイマー部は、一定電流を出力する定電流源と、
   前記整流器のオフ動作時に前記定電流源により充電されるコンデンサと、
   前記整流器のオン動作時に前記コンデンサを短絡放電するスイッチング素子と、
   前記電流検出信号が前記誤差信号以下であり、前記スイッチがオン状態のとき、前記誤差信号と前記電流検出信号との差電圧に比例した電流を前記定電流源の出力から分流する電流源回路と、
   前記コンデンサの充電電圧を所定の基準電圧と比較して前記駆動部への信号を出力する比較回路と、を具備する請求項４に記載の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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