JP2005312139A

JP2005312139A - 直流−直流変換装置の過電流保護回路

Info

Publication number: JP2005312139A
Application number: JP2004123599A
Authority: JP
Inventors: Ryuji Yamada; 隆二山田
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-04-20
Filing date: 2004-04-20
Publication date: 2005-11-04

Abstract

【課題】装置の大形化や高価格化を招くことなく、変圧器の磁気飽和を防いで過電流によるスイッチング素子等の保護を可能とする。
【解決手段】直流電源１、変圧器２、スイッチング素子３、ダイオード４等からなるフライバックコンバータ方式の直流−直流変換装置において、スイッチング素子３を流れる電流を検出して電圧信号に変換する電流検出用の抵抗６と、ダイオード１０、コンデンサ１１及び放電抵抗１２からなり、かつ、前記電圧信号を一定期間保持する電圧保持手段と、この電圧保持手段の出力電圧が規定値以上であるときにスイッチング素子３をオフさせるためのコンパレータ７及び制御回路９からなる制御手段とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子の動作により負荷に直流電力を供給する直流電源としての直流−直流変換装置において、起動時または出力短絡時の過電流から回路を保護するための過電流保護回路に関するものである。

図４は、この種の過電流保護回路の従来技術を示している。
図４において、１は直流電源、２は一次巻線２ａの一端が直流電源１の正極に接続された変圧器、３は直流電源１の負極と一次巻線１ａの他端との間に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子、４は変圧器２の二次巻線２ｂの一端にアノードが接続されたダイオード、５はそのカソードと二次巻線２ｂの他端との間に接続されたコンデンサであり、これらによって直流−直流変換装置が構成されている。
また、過電流保護回路は、スイッチング素子３に直列接続された電流検出用の抵抗６と、基準電圧発生器（直流基準電圧源）８と、その基準電圧（制限レベル）が非反転入力端子に入力され、かつ、反転入力端子に前記抵抗６の一端の電圧が入力されるコンパレータ７と、このコンパレータ７の出力信号が入力された制御回路９とから構成されており、制御回路９の出力信号によりスイッチング素子３のオンオフが制御されるようになっている。

上記従来技術の動作を、図５を参照しつつ説明する。
まず、スイッチング素子３がオンすると、変圧器２の一次巻線２ａに直流電源電圧が印加される。直流電源電圧をＥ、一次巻線２ａのインダクタンスをＬ、スイッチング素子３のオン期間をＴonとすると、スイッチング素子３のオン期間中、変圧器２の一次電流Ｉ_ｄはＥ×Ｔon／Ｌだけ増加して変圧器２にエネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子３をオフすると、変圧器２の二次側に起電力Ｖ_２が図示した極性で発生し、ダイオード４及びコンデンサ５を介して二次電流が流れる。ダイオード４の導通によってコンデンサ５の端子電圧がＶ_２とほぼ等しくなり、この電圧は変圧器２の二次電流を減少させる方向に作用する。この動作により、スイッチング素子３のオフ期間中、変圧器２に蓄えられたエネルギーはコンデンサ５に放出され、最終的に負荷（図示せず）に供給される。

スイッチング素子３が再度、オンすると、変圧器２の一次側に再び電流が流れるが、図５に［通常時］として示すように、オンした直後の電流値は、前回オフする直前の電流値よりも、放出されたエネルギーに相当する分だけ減少している。変圧器２の変圧比の設定及びスイッチング素子３のオン期間、オフ期間の長さを制御することによる伝達エネルギー量の制御により、コンデンサ５の定常的な電圧を所望の値に保つことができる。以上の動作は、フライバックコンバータ方式の直流−直流変換装置としてよく知られている。

上記回路において、過電流によりスイッチング素子３等が損傷するのを防ぐために、抵抗６、コンパレータ７、基準電圧発生器８、制御回路９からなる過電流保護回路が設けられている。抵抗６は、スイッチング素子３を流れる電流Ｉ_ｄに比例した電圧Ｖ_ｄを発生し、この電圧Ｖ_ｄはコンパレータ７の反転入力端子に入力される。
電圧Ｖ_ｄが基準電圧発生器８により設定された制限レベルを超えると、コンパレータ７から「Ｌｏｗ」レベルのオフ指令が出力され、制御回路９の動作によってスイッチング素子３の電流Ｉ_ｄを減少させる。ここで、制御回路９は、スイッチング周期によって定まる次のオンタイミングまではスイッチング素子３を再度オンさせないように設定されており、本来のスイッチングよりも短い周期でスイッチング素子３がオンオフを繰り返す、いわゆるチャタリングを防止するようにしている。

なお、半導体素子を流れる電流が保護レベルに達したことの検出信号が一定時間内に設定回数以上検出された場合に、半導体素子を継続的にオフさせる制御信号を駆動停止制御回路から出力させて半導体素子を保護するようにした保護回路が、特許文献１に記載されている。

特開平６−２３３５１９号（特許第３２３１４５０号）公報（請求項１、［０００８］、図１〜図４等）

図４に示した従来技術において、直流−直流変換装置の起動時にはコンデンサ５の電圧が０［Ｖ］であり、スイッチング素子３がオン状態からオフに移行してダイオード４が導通しても変圧器２の二次側には電圧が印加されない。このため、二次電流は減少しないことになり、その状態でスイッチング素子３が再度オンされると、前回オフする直前の電流値とほぼ等しい値から一次電流Ｉ_ｄが増加し始める。これにより、電流Ｉ_ｄが制限レベルを超えると前述した過電流保護回路の動作によってスイッチング素子３がオフする。
ここで、コンデンサ５の静電容量が大き過ぎなければ、上記動作を繰り返すうちにコンデンサ５が充電されて電圧が上昇し、スイッチング素子３のオフ期間中に一次電流Ｉ_ｄが減少するようになり、電流Ｉ_ｄが制限レベルにかからない範囲で運転されるようになる。

しかしながら、直流電源１が停電した場合などに出力電圧を一定期間保持する目的でコンデンサ５の静電容量を大きくした場合には、コンデンサ５の電圧が上昇するまでに時間がかかるため、図５の［起動時］の動作波形に示す如く、一次電流Ｉ_ｄが減少しない期間が長く続く。このとき、スイッチング素子３のオン直後に電流Ｉ_ｄはすでに制限レベルを超えている状態となるが、回路の動作遅れ時間ｔ_ｄに起因してスイッチング素子３のオン期間が僅かに残り、その間、電流Ｉ_ｄは更に増加する。これがスイッチング周期ごとに繰り返されることにより、一次電流Ｉ_ｄは制限レベルを超えて増加し続けることになる。

特に、電流Ｉ_ｄの増加によって変圧器２の磁心が磁気飽和を起こすと、変圧器２の一次巻線２ａのインダクタンスＬが小さくなるため電流増加率が更に大きくなり、一次電流Ｉ_ｄは制限レベルの１０倍近くまで達することがある。これによる回路の損傷を防ぐためには、変圧器２の磁心を大形化して飽和しにくくするか、スイッチング素子３の容量を大きくする必要があるが、これらの対策を採ると装置の大形化、高価格化を招く。
上述したような一次電流Ｉ_ｄの過電流状態は、直流−直流変換装置の出力側が短絡した場合にも起こり得るものである。
一方、前述した特許文献１に記載された保護回路では、駆動停止制御回路が発振器やカウンタ、フリップフロップ等により構成されており、回路構成が複雑であるという問題がある。

そこで本発明は、装置の大形化や高価格化、回路の複雑化を招くことなく、変圧器の磁気飽和を防いで過電流によるスイッチング素子等の保護を可能とした直流−直流変換装置の過電流保護回路を提供しようとするものである。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電源の両端に、変圧器の一次巻線と半導体スイッチング素子との直列回路が接続されると共に、前記変圧器の二次巻線にダイオードが接続され、前記スイッチング素子のオン期間に前記変圧器に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ期間に前記ダイオードを介して負荷に供給する直流−直流変換装置において、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出して電圧信号に変換する電流検出手段と、
この電流検出手段に接続された整流回路、及び前記整流回路の出力側に接続されたコンデンサ、並びに前記コンデンサの放電回路からなり、かつ、前記電圧信号を一定期間、保持可能とした電圧保持手段と、
この電圧保持手段の出力電圧が規定値以上であるときに前記スイッチング素子をオフさせる制御手段と、を備えたものである。

また、請求項２に記載するように、前記コンデンサの放電時定数は、スイッチング素子を流れる電流の制限レベルからの超過量に応じて電圧保持時間が長くなるように調節される。

本発明によれば、半導体スイッチング素子を流れる電流の超過量に応じて電圧保持手段による保持時間が長くなり、その出力電圧を前記規定値と比較するコンパレータを備えた制御手段により前記スイッチング素子のオフ期間が長くなるように制御が行われる。このため、直流−直流変換装置の起動時や出力短絡時においてスイッチング素子を流れる電流の増加が抑制され、スイッチング素子に一次巻線が接続された変圧器の磁気飽和や、過電流による素子または回路の損傷を防止することができる。
また、変圧器の大形化やスイッチング素子の大容量化を回避して装置全体の小形軽量化、低価格化が可能になる。
更に、図４に示したような従来技術に僅かな回路部品を付加するだけで実現可能であり、この点でも低価格化に寄与する。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態の構成を示す回路図であり、図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図１において、抵抗６の一端とコンパレータ７の反転入力端子との間にはダイオード１０が図示の極性で接続されており、そのカソードと基準電圧発生器８の負極との間には、コンデンサ１１と放電用の抵抗１２との並列回路が接続されている。
なお、抵抗６は本発明における電流検出手段を、ダイオード１０、コンデンサ１１及び放電用の抵抗１２は電圧保持手段を、基準電圧発生器８、コンパレータ７及び制御回路９はスイッチング素子３の制御手段を、それぞれ構成している。ここで、スイッチング素子３はＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ等でも良いのは言うまでもない。

次に、この実施形態の動作を図２，図３を参照しつつ説明する。
図２は、図１の実施形態における通常時及び起動時の動作を示す波形図である。
通常時において、コンデンサ１１の電圧Ｖ_ｄが基準電圧発生器８による制限レベルを超えない場合には、スイッチング素子３のオンオフに応じて、図５と同様に一次電流Ｉ_ｄが変化する。
また、この実施形態ではダイオード１０及びコンデンサ１１が設けられているため、スイッチング素子３がオフした後は、電圧Ｖ_ｄは僅かに低下しながらも一定期間保持される。

一方、図２の起動時において、ｂ_１として示すようにＩ_ｄが制限レベルを僅かに上回ったとしても、スイッチング素子３の次のオンのタイミングｔ_１では、Ｖ_ｄはコンデンサ１２の放電動作によって既に制限レベル以下に低下しているので、動作には影響しない。
また、ｂ_２として示すように、Ｉ_ｄが制限レベルを大きく超えると、スイッチング素子３の次のオンのタイミングｔ_２でもＶ_ｄは制限値を超えるようになり、破線で示すように次のオン自体が行われなくなる（１パルス休止という）。
Ｉ_ｄが更に大きくなると、スイッチング素子３のオンパルスの休止期間が長くなり（複数のパルスが休止される）、その間、回路損失や僅かに上昇したコンデンサ５の電圧により電流Ｉ_ｄが次第に減少する。

ここで、本実施形態では、コンデンサ１１の静電容量と抵抗１２の抵抗値との積である放電時定数を、スイッチング素子３のスイッチング周期に合わせて調節しておくものとする。図１の構成において、ある時刻から時間ｔを経過した後のコンデンサ１１の電圧Ｖ_ｄは、初期値をＶ_ｄ０とすると数式１によって表される。

［数式１］
Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｄ０ｅｘｐ（−ｔ／ＲＣ）
ここで、Ｒは抵抗１２の抵抗値、Ｃはコンデンサ１１の静電容量である。

図３は、Ｉ_ｄの通常時及び起動時の波形と、放電時定数に応じたＶ_ｄの波形とを示している。
この実施形態では、装置の起動時にスイッチング素子３のオン直後のＩ_ｄがその制限レベルを４０％超えると、前述したダイオード１０、コンデンサ１１及び抵抗１２による電圧保持動作により、スイッチング素子３の本来の次回のオンのタイミングではＶ_ｄが制限レベルを超えるように放電時定数を設定し、これによってスイッチング素子３をオンさせない（前述した１パルス休止）こととしている。ちなみにこの放電時定数では、Ｉ_ｄがその制限レベルを９７％超えると、本来の次回及び次々回（合計２回の休止）のタイミングでスイッチング素子３がオンしなくなる。
すなわち、コンデンサ１１及び抵抗１２による放電時定数を適宜選択することにより、電流Ｉ_ｄが制限レベルを超えた場合にその超過量に応じて電圧保持期間が長くなり、スイッチング素子３のオンによる電流の増加が抑制されることになる。

一方、通常動作中のＩ_ｄの過電流に対しては、スイッチング素子３の次回のオンのタイミングでＶ_ｄは制限レベルの８４％まで低下しているので、パルス休止は行われない。このため、スイッチング素子３の不要なパルス休止による直流−直流変換装置の出力低下を回避することができる。

以上のように本実施形態によれば、従来のように変圧器２の磁心を大形化して飽和を防止したり、スイッチング素子３を大容量化するといった対策によることなく、起動時や出力短絡時の過電流を防止することができる。
また、過電流を防止するには、通常時と起動時とでスイッチング素子３の動作モードを異ならせたり、制限レベルが異なる複数のコンパレータを用いて過電流レベルに応じてスイッチング動作の休止時間を変える等の方法も考えられるが、これらの方法と比べた場合にも、回路構成の複雑化やコスト増加を招くことなく過電流の抑制が可能になる。

なお、図１におけるダイオード１０に代えて、例えばオペアンプとダイオードとの組み合わせによる信号整流回路（いわゆる理想ダイオード）を用いることも可能である。また、コンデンサ１１の放電回路としては、オペアンプ等による定電流回路等を用いることができるのは言うまでもない。
更に、図１における放電用の抵抗１２は、直流電源１の負極電位＝接地電位の条件で、ダイオード１０のアノード−カソード間に接続しても良い。

本発明の実施形態を示す回路図である。図１の実施形態の動作を示す波形図である。図１の実施形態におけるＩ_ｄの通常時及び起動時の波形図、並びに、放電時定数に応じたＶ_ｄの波形図である。従来技術を示す回路図である。従来技術の動作を示す波形図である。

符号の説明

１：直流電源
２：変圧器
２ａ：一次巻線
２ｂ：二次巻線
３：半導体スイッチング素子
４，１０：ダイオード
５，１１：コンデンサ
６，１２：抵抗
７：コンパレータ
８：基準電圧発生器
９：制御回路

Claims

直流電源の両端に、変圧器の一次巻線と半導体スイッチング素子との直列回路が接続されると共に、前記変圧器の二次巻線にダイオードが接続され、前記スイッチング素子のオン期間に前記変圧器に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ期間に前記ダイオードを介して負荷に供給する直流−直流変換装置において、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出して電圧信号に変換する電流検出手段と、
この電流検出手段に接続された整流回路、及び前記整流回路の出力側に接続されたコンデンサ、並びに前記コンデンサの放電回路からなり、かつ、前記電圧信号を一定期間、保持可能とした電圧保持手段と、
この電圧保持手段の出力電圧が規定値以上であるときに前記スイッチング素子をオフさせる制御手段と、
を備えたことを特徴とする直流−直流変換装置の過電流保護回路。
請求項１に記載した直流−直流変換装置の過電流保護回路において、
前記スイッチング素子を流れる電流の制限レベルからの超過量に応じて電圧保持時間が長くなるように前記コンデンサの放電時定数を調節することを特徴とする直流−直流変換装置の過電流保護回路。