JPS62207173A - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

Info

Publication number
JPS62207173A
JPS62207173A JP61048639A JP4863986A JPS62207173A JP S62207173 A JPS62207173 A JP S62207173A JP 61048639 A JP61048639 A JP 61048639A JP 4863986 A JP4863986 A JP 4863986A JP S62207173 A JPS62207173 A JP S62207173A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transformer
current
circuit
change rate
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP61048639A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH0724463B2 (ja
Inventor
Chihiro Okatsuchi
千尋 岡土
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP61048639A priority Critical patent/JPH0724463B2/ja
Priority to EP87102945A priority patent/EP0237861B1/en
Priority to DE8787102945T priority patent/DE3763124D1/de
Priority to US07/022,623 priority patent/US4748550A/en
Publication of JPS62207173A publication Critical patent/JPS62207173A/ja
Publication of JPH0724463B2 publication Critical patent/JPH0724463B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode with means for reducing DC component from AC output voltage

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、パルス幅制御（以下ＰＷＭ制御と云う）によ
り直流を交流に変換し変圧器を介して電力を供給する装
置に係り、特に変圧器の偏磁防止手段を備えた電力変換
装置に関するものである。
（従来の技術） インバータにより直流を交流に変換し、変圧器を介して
電力を供給する場合、交流の周波数を高くすることによ
り変圧器が小−〜れる。
抵抗溶接機では、従来、商用電源の位相制御により電力
を調整し、変圧器を介して大電流に変換したが、ロボ涛
脅載を考える場合、変圧器を小形、軽量化する必要があ
る。この場合、変圧器の一次側に印加する交流には直流
分を含まない制御を行わないと変圧器の磁束密度を高く
設計し軽％ることが出来ない。
第９図に、抵抗溶接機における変圧器の偏磁防止回路の
従来例を示す。
直流電源１はインバータブリッジ２により直流から交流
に変換され変圧器３に電力を供給する。
変圧器２次側の電圧は整流器４により整流され溶接電極
５に数千へ〜数万Ａの電流を流して溶接を行う。溶接電
流の制御はインバータブリッジのＰＷＭ制御により平均
電圧を制御し、溶接電流は溶接電極回路を含むリアクト
ル分により平滑化される。
インバータブリッジ２はトランジスタとダイオードを逆
並列接続した電気弁２１〜２４から成る。
変流器６により変圧器３の一次側電流が検出され、電流
検出回路７により直流の電流検出信号工に変換される。
溶接条件設定器８は溶接電流基準信号１にと溶接時間信
号ＴＲＵＮを出力し、溶接時間ＴＲＬＩＮの間インバー
タブリッジ２を動作させる信号となる。電流基準信号工
にと電流検出信号工との誤差は電流制御増幅器９により
増幅され、加算器１０、及び１１を通して比較器１２及
び１３に入力されろ。そしてそれぞれ３角波発生器１４
の出力信号ｅΔと比較されＰＷＭ信号Ｖ　ｉ２　ｙ　Ｖ
　１２を出力する。さらに分配回路１５により電気弁２
１．２４と２２．２３の２グループが駆動回路１６を介
して、それぞれ駆動される。
一方、３角波発生器１４の出力から位相検出回路１７に
より、前記電気弁２１．２４を駆動する区間と電気弁２
２．２３を駆動する区間を分離する同期信号を発生し、
溶接時間ＴＲＵＮと同期回路１８を通して、前記同期信
号に同期して、オンオフ信号を分配回路１５に与えイン
バータブリッジ２の通電時間を制御する。
電流差検出回路１９は電流検出信号工を位相検出回路１
７の同期信号により、半サイクル毎の電流に分ＷＩＶそ
の電流差を検出する。電流差は増幅器２０により増幅さ
れ電流バランス補正信号として加算器１０と２１に加え
られる。これにより電流が多い半サイクル側の通電幅を
狭く、電流が少ない半サイクル側の通電幅を広くする様
に制御が行われる。
この様に変圧器の半サイクル毎の電流をバランスさせる
必要が生じる理由は、電気弁に動作遅れがあり、その値
が素子個体や温度等により差があるためである。例えば
１．０００　Ｖ　３００　Ａのパワートランジスタの場
合、オンの遅れは１〜２μｓ、ターンオフ時間は１５μ
Ｓ〜３０μＳのバラツキであり、特にターンオフ時間は
温度により更に５０％程度変動する。更にパワートラン
ジスタの駆動回路にも数μＳの遅れがあることを考え傘
ると、ターンオンとターンオフの総合動作遅れのバラツ
キは素子により１０μＳ程度を考慮する必要がある。今
Ｉ　ＫＨｚの周波数を変圧器に供給する場合を考えると
、半サイクルは５００μＳとなり、トランジスタの動作
遅れのある。
この様に２％の直流分に対しても飽和しない様な変圧器
を製作すると、変圧器の重量が増加し、ロボットに溶接
用変圧器を搭載することは不可能となる。
（発明が解決しようとする問題点） この様な理由で、電気弁等の動作遅れのバラツキが発生
しても、変圧器に直流分が印加されない方法を採用し、
変圧器を小形、軽量化する必要がある。
しかし、上述した従来の方法は、変圧器の電流の半サイ
クル毎の誤差を検出し、この誤差が零になる様制御する
方式であり次の様な問題点がある。
（ａ）励磁電流分は変圧器定格電流に対し２〜３％であ
り、飽和前のアンバランス検出は困難であり、結果とし
ては、変圧器が飽和し、励磁電流が増加した時点で検出
することになる。
（ｂ）電流バランス制御が連続的制御であるため、制御
応答が遅く、急に飽和する特性の良い鉄心を適用すると
大きな励磁電流が過渡的に流れることがあり、インバー
タブリッジの電流容量を大きくする必要がある。
以上の如く、従来の方式では変圧器が飽和したことを検
出して制御を行うので制御が遅れ、変圧器の磁束密度を
低く設計する必要があり、変圧器の極限設計が困廻であ
った。
更に、ＰＷＭを行わない即ち１８０度区間オンの状態で
は、電流バランス制御が不可能になるため、常に制御角
に余裕を取って制御する必要があり、インバータ出力電
圧を１００％利用することが出来ず、常に１０％程度電
圧の制御範囲を残して置くため、インバータ容量がその
分だけ増加する。
本発明は上記の点を考慮してなされたもので。
変圧器に印加される電圧の積分値、即ち磁束が常に正の
半サイクルと負の半サイクルとで同一になる様にしかも
応答の遅れが無く、かつ１８０度通電の区間でも制御可
能な変圧器の偏磁防止回路を提供することを目的とする
ものである。
参考文献名 溶接技術、１９８５　３月号　インバータ制御抵抗溶接
機　図３及びＰ２Ｏ、 公開実用新案公報　昭６０−２４１９０　　プッシュプ
ルコンバータの偏磁防止回路 〔発明の構成〕 （問題点を解決するための手段） 閂・ 本発明は上記問題を解決するために、ｐｗＮ′により出
力が可変され変圧器を介して負荷に電力を供給するｐｗ
’０′インバータを備えた装置において、前記変圧器の
電流を検出する電流検出手段、上記電流検出信号から電
流変化率を検出する電流変化率検出手段、上記電流変化
率をＰＷぐ制御信号により正側と負側に分離して比較し
大小を判別する電流変化率比較手段、上記判別に応じて
ＰＷＭのパルス幅を修正するパルス幅補正手段を設けて
構成する。
（作　　用） 上記構成において、電流検出手段により検出した変圧器
電流から電流変化率検出手段でその電流変化率を検出し
変圧器鉄心の磁束の飽和状態を予測する。さらに、上記
電流変化率は電流変化率比較手段によりＰＷＭ制御信号
に同期して正側と負側に分離してその大きさが比較され
大小を判別することにより磁束の偏磁方向が判別される
。この偏磁方向の判別結果がらパルス幅補正手段は上記
偏磁方向の逆方向に偏磁するように正側と負側のＰＷＭ
制御信号のパルス幅を補正して平均的に変圧器磁束の片
寄りを防止する。
（実　施　例） 本発明の実施例を第１図に示す。第９図と同一部分は同
一番号を記してその説明は省略する。
第１図において、電流検出回路７Ａは従来の電流検出信
号Ｉと共に瞬時電流を検出する信号ｖ７を出力し、微分
回路３２により変圧器３の入力電流の変化率を検出する
。サンプルホールド回路３３はインバータブリッジ２の
電気弁駆動信号Ｖ工、ｖ２によりそれぞれ電気弁駆動信
号の後端における入力電流変化率をホールドしＶ３３Ａ
ｓ　Ｖ３３Ｂとして出力する。比較器３４はこれにより
正の半サイクルと負のサイクルの入力電流の変化率を比
較し、ラッチ回路３５により分配回路１５の出力、即ち
ＰＷＭ信号ＶＸＳ＾に同期してラッチした結果により切
換回路３７を切換える。
狭広パルス回路３６は分配回路１５より出方されるパル
ス幅変調信号から２種のパルスを出力する。
切換回路３７は前記ラッチ回路３５の指令により上記２
種類のパルスのいずれかを選択する。即ち、磁束が正側
に偏磁し励磁電流が増加を始めると正側サイクルのパル
ス幅が狭く負側サイクルのパルス幅が広いパルスを選択
し、磁束が負側に偏磁している場合はその逆方向に動作
する如く切換える。
なお、サンプルホールド回路３ｇはインバータ出力の１
サイクル中は制御信号を一定に保持して正の半サイクル
と負の半サイクルのＰＷＭ信号のパルス幅が変わらない
ようにしである。これによりパルス幅は１サイクル毎に
は変化するが半サイクルでは変化せず正負対称の交流成
分とし変圧器が基本的には偏磁しないようにしである。
更に詳細な動作について、第２図を加えて説明する。電
流基準信号■にと電流検出信号Ｉの誤差は電流制御増幅
器９により増幅（一般的には比例積分）され、その出力
信号Ｖ、は信号ＶＸｔ　の立上りのタイミングでサンプ
ルホールドされる。
従って、第２図に示すように制御信号ｖｇは破線の如く
連続的に変化するが信号ｖａｎは１サイクルの期間一定
でサンプルホールドの瞬間のみ■、と一致する。Ｖ３１
とｅΔは比較器１２により比較されＰＷＭ制御信号Ｖ１
２として出力される。
ＰＷＭ制御信号ｖ１□は分配回路１５に入力され、信号
Ｖ□７により２１，２４と２２．２３のグループを駆動
する信号Ｖｔ５Ａ＋　Ｖｔ５Ｂに分けられる。同期回路
１８は、溶接時間信号ＴＲＵＮが任意に発生、消滅した
とき信号Ｖ工、に同期して１サイクルを単位として信号
Ｖ工ｓＡ＋　ＶｉｓＢが出力されるように分配回路１５
を制御するものである。従って信号ＶＬＳ＾ｔ　Ｖｔ５
Ｂは、パルス幅が１サイクル間は常に等しく制御され、
電気弁の動作時間に差が無ければ、変圧器３の飽和は発
生しない。
しかし、電気弁２１〜２４のターンオフ時間には前述し
たバラツキが存在するので、このバラツキ分を補正する
ための手段を備えている。すなわち、電流検出回路７Ａ
の全波整流出力ｖ７を微分回路３２で微分し、サンプル
ホールド回路３３により電気弁の駆動信号Ｖ□ｔ　Ｖ２
がオンからオフに変化する瞬間にホールドする即ち変圧
器３に流れる半周期電流の後端部の電流変化率を検出し
て、正側と逆側を比較器３４で比較することにより変圧
器の磁束の差を間接的に検出する。そして信号Ｖｔ５Ａ
の立上りの瞬間に比較器３４の出力をラッチ回路３５に
ラッチして切換回路３７の切換を行う。狭広パルス回路
３６は、第２図ＶＰｓＡｔ　Ｖ３ｓＢに示す如くそれぞ
れＶｌｓＡｔ　ＶｚｓＢよりやや広いパルス幅信号を出
力する。この広巾パルス信号Ｖ３ＧＡＩ　Ｖ３ｓａはＶ
ｘｓｈｔ　Ｖｘｉａト立上りは一致して立下り時に遅れ
を持たせである。この理由については第３図により別に
説明する。
電気弁２１．２４がオンしている期間の後端の電流変化
率が電気弁２２．２３がオンしている期間の後端の電流
変化率より大きい場合は、比較器３４の出力は“１”と
なり、これをラッチ回路３５によりラッチして切換回路
３７はＶ３？＾ｔ　Ｖｔ５Ａの信号を出力し、■３７．
はＶ　３　ｉ　Ｂを出力するように切換るので、電気弁
２１．２４をオンする時間より電気弁２２．２３をオン
する時間を長くして電気弁の遅れ時間の差を補正する。
次に、上記補正の行き過ぎが生ずれば比較器３４の出力
は反転し、ラッチ出力Ｖ。はａｔ　Ｏｕとなり、切換回
路３７は前の逆に切換わり、電気弁２１゜２４のオン時
間が長くなる様に制御する。変圧器３の入力電流の後端
の電流変化率から、１サイクル毎の磁束レベルを推定し
、磁束が偏磁しない様に電気弁のオン時間を調整するこ
とにより変圧器の偏磁防止制御を行う。
Ｖ３”ａのラッチをＶｔＳ＾の立上りに同期して行うの
は、第２図（７）　ＶｘｓＡｔ　Ｖ３！ＡＩ電気弁２１
〜２４のオン信号から明らかな如く、電気弁２１〜２４
の１サイクルの動作が完了し、変圧器３の磁束状態をチ
ェック完了し、しかもＶａｓＡの広幅制御が可能な時間
を選ぶために行っているもので、Ｖｔ５Ａのオン幅の期
間中ならば間に合う。
第３図は、広幅パルスＶａｓＡ＊　Ｖ３ＳＢはそれぞれ
Ｖ工ｓＡｙ　Ｖ□ｌとオンの立上りは同期し、オフ側で
広幅化している理由を説明するためのものである。
電気弁２１〜２３のオンオフは、ターンオン、オフ時間
の動作遅れを含めて記しである。
電気弁２１．２４がオンしている期間、変圧器３の一次
側電圧ＶＴＲ□は図の如く正であるが、電気弁２１゜２
４がオフすると変圧器のり一ケージインダクタンス分に
より、電流が電気弁２２．２３のダイオード部を通って
流れるので図の如く短時間ではあるが逆電圧が発生する
。この時間はパルス幅即ち負荷電流値により変化し、電
気弁２１．２４．、２２．２３が１８０度通電している
（ｂ）の状態では普通１０−２０度程度である。この部
分を（ｂ）図の斜線で示し、この区間は電気弁２１．２
４．２２．２３のオン幅を変化させても出力電圧ＶＴＲ
ｔは変化せず制御不能区間となる。このため、例えば、
斜線の部分が１８度と仮定すると、１８０度の１０％の
区間が制御不能の範囲となり、この期間パルス幅を進み
方向に位相制御してもインバータ出力電圧は変化せず、
このため変圧器の飽和防止制御は従来この範囲は不可能
とされていた。
本発明では第２図に示す如く、パルス幅の立上りの部分
ではなく立下りの部分を制御している。
従って第３図（ｃ）の如く電気弁２１．２４のオン時間
の最終端を広げることにより出力電圧ＶτＲ１は電気弁
２１．２４．２２．２３が全区間オン（全点弧）の場合
でも制御可能となり、変圧器の偏磁防止制御は、全範囲
行うことが可能となる。
第４図は変圧器の磁束の片寄りを検出する回路の動作説
明図で、三角波ｅΔとＰＷＭ信号信号性第２図のそれぞ
れの波形に相当する。変流器６により変圧器３に流れる
電流を検出して整流した波形がｖ７であり、ｖ７を微分
回路３２により微分した出力がＶ３２である。第４図（
ａ）は変圧器３の磁束がバランスしている場合で各整流
波形ｖ７は同形となっている。第４図（ｂ）は偏磁した
場合を示しており、各整流波形ｖ７は交互に波形が異っ
ている。即ち変圧器３の２次側に流れる電流は負荷側の
インダクタンス分により急変しないが、変圧器が偏磁し
て飽和ぎみになると励磁電流が増加し電流の半サイクル
の後半の電流変化率が増加する。この電流検出信号ｖ７
を微分した信号波形ＶＳｔ　を見れば更にこの差を明確
に検出できる。上記信号Ｖ３Ｚを電気弁駆動信号Ｖ１．
Ｖ、の立下り時点でサンプルホールドした信号Ｖｚ　３
Ａ　Ｐ　Ｖ３３　Ｂをラッチ信号Ｖ。の時点でラッチし
て比較すれば変圧器の偏磁開始を早期に検出することが
出来る。
第５図はサンプルホールド回路３３の更に詳細な動作説
明図である。
駆動信号Ｖ、により電気弁２１．２４を駆動するが電気
弁２１．２４には動作遅れがある。例えばパワートラン
ジスタ（１００ＱＶ　３００Ａクラス）の場合、タージ
オ９遅れは１μｓ程度、ターンオフ遅れは１５〜２０μ
ｓ程度発生する。駆動信号ｖ２の立下り点より発生する
ワンショット信号ｖ２□（サンプルホールド回路３３の
内部で発生）の期間ｔｓのみ微分回路３２の出力Ｖ３２
　をサンプリングしてホールド信号Ｖ３３Ｂを得るよう
にしである。この様にして、変圧器の磁束の最大値に近
い点、すなわち変圧器３に加わる電圧の終端における励
磁電流変化を掴むことにより変圧器の偏磁状態を早期に
検出できるように工夫しである。
以上本発明によれば、インバータ１サイクル内では原則
的にパルス幅が変化しない様なＰＷＭ制御を行い、さら
に変圧器の１次電流の終端の電流変化率を、正の半サイ
クルと負の半サイクルとを比較することにより変圧器の
偏磁を検出し、広幅パルスと狭幅パルスを切換えながら
制御することにより全点弧時でもインバータ出カバルス
幅が制御可能となり、全範囲で高速に制御可能な変圧器
の偏磁防止制御を行うことができる。
なお、第１図は微分回路３２は、第６図に示すように微
分回路３２の出力Ｖ３２に電流出力■７分を加算し、電
流変化分と電流値の加算結果をサンプルホールド回路３
３に入力する方法を採用しても、変圧器の飽和開始を早
期に検出することが可能である。
また、実施例ではアナログによる制御について説明した
が、電流制御は計算機制御、ＰＷＭ制御はカウンタと比
較器を使用するなどディジタル制御でも同様な作用を実
現することが可能であることは云うまでもない。
波を比較器１２に入力することによりＰＷＭ信号Ｖ１２
　のパルス幅を変化させて変圧器入力電圧の正側、負側
の電圧幅を変化させて偏磁防止を行うようにした実施例
である。
この実施例では、ラッチ回路３５の出力Ｖ３Ｓ　により
切換回路４０を動作させ、位相検出回路１７の出力信号
Ｖｌｉ　と反転回路３９により極性を反転した信号Ｖ３
９のどちらかを選択し、補正電圧発生器４１により、ア
ナログ値化して比較器１２の入力に加算する。
詳細な動作については第８図に従って説明する。
第２図と同一番号は、説明は省略する。
第８図（ａ）は、補正電圧■４□が無い場合でＰＷＭ信
号ＶＸ２はｅΔとＶ３Ｍのみで定まりＶ工、ＡとＶ工、
Ｂのパルス幅は等しい。Ｖ３９はＶｔｔの反転信号であ
る。
第８図（ｂ）は、第２図のＶ３ｓ＝１に相当し、補正電
圧発生回路４１の出力ｖ４□がｖ３．に加算されるので
比較器１２の出力信号Ｖｌｌは半周期毎に狭広パルスを
出力する。従ってＶ□５Ａのパルス幅が狭＜Ｖｔ１Ｂの
パルス幅が広くなり、変圧器の磁束の片寄を修正する。
そして修正が行きすぎるとＶ３ｇ＝１となりＣＱ）の状
態となる。この場合は切換回路４０によりｖｍｘ　が反
転し、前とは逆にｖｚｉａのパルス幅が広く、Ｖｔ５Ｂ
のパルス幅は狭くなり、平均的６束の片寄りが無くなる
様に制御される。なお第８図（ｂ）、　（Ｃ）のｖｔｇ
＾、Ｖ□、Ｂのパルス幅の変化は理解し易くするため拡
大して表現しであるが、実用上はわずかなパルス幅の変
化で充分である。
第８図の場合はパルス幅の変化はパルスの立上り側が変
化するが、三角波ｅΔを二等辺三角波形にすればパルス
の立上りと立下り両方向に変化する。
以上説明した本発明の手段は単独又は種々の組合せにて
も効力を発揮できることは説明するまでもない。
また、センタータップ式の変圧器をインバータで駆動す
る場合に応用することも可能である。
〔発明の効果〕
以上説明した如く本発明によれば、インバータ出力の１
サイクル毎にＰＷＭ制御を行い変圧器には過渡的にも直
流分が発生しない様に制御すると同時に変圧器の入力電
流の後端部の電流変化率を半サイクル毎に比較すること
により偏磁の始まりことにより変圧器の極限設計が可能
となる。
【図面の簡単な説明】
第１＠は本発明の一実施例、第２図、第３図。 第４図、第５図は本発明の動作説明図、第６図、第７図
は本発明の他の実施例、第８図は第７図の説明図、第９
図は従来の実施例である。 １・・・直流電源 ２・・・インバータブリッジ ３・・・変圧器　　　　　４・・・整流器５・・・溶接
電極　　　　６・・・変流器７・・・電流検出回路　　
８・・・溶接条件設定器９・・・電流制御増幅器　１０
．１１・・・加算器１１．１２．１３・・・比較器　　
１４・・・３角波発生器１５・・・分配器　　　　　１
６・・・駆動回路１７・・・位相検出回路　　１８・・
・同期回路１９・・・電流差検出回路　２０・・・増幅
器２１．２２，２３，２４・・・電気弁３１・・・反転
器３２・・・微分回路 ３３・・・サンプルホールド回路 ３４・・・比較器　　　　　３５・・・ラッチ回路３６
・・・狭広パルス回路　３７・・・切換回路３８・・・
サンプルホールド ３９・・・反転回路　　　　４０・・・切換回路４１・
・・補正電圧発生器 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　三俣弘文 第３図 ｔｚ ラッチ 第４図 第５図 〜６ 第８図 第９図

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）パルス幅変調（以下ＰＷＭ）により出力が可変さ
    れ変圧器を介して負荷に電力を供給するＰＷＭインバー
    タを備えた装置において、 前記変圧器の電流を検出する電流検出手段、上記電流検
    出信号から電流変化率を検出する電流変化率検出手段、 上記電流変化率をＰＷＭ制御信号により正側と負側に分
    離して比較し大小を判別する電流変化率比較手段、上記
    判別に応じてＰＷＭのパルス幅を修正するパルス幅補正
    手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
  2. （２）前記電流変化率検出手段は、 上記電流検出信号にその微分値を加算する演算手段で構
    成したことを特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載
    の電力変換装置。
  3. （３）前記電流変化率比較手段は、 正負各通電期間の後部における電流変化率をサンプルホ
    ールドする手段を備えて構成したことを特徴とする前記
    特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
  4. （４）前記パルス幅補正手段は、 ＰＷＮ制御信号を基にしてパルス幅の異なる２種のＰＷ
    Ｍ制御パルスを出力する狭広パルス発生手段、 前記電流変化率比較手段からの指令により前記２種のＰ
    ＷＭ制御パルスのいずれかを選択する切換手段で構成し
    たことを特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載の電
    力変換装置。
  5. （５）前記パルス幅補正手段は、 ＰＷＭ制御信号の周期に同期した方形波をＰＷＭ制御信
    号を発生する比較器の入力部に加算する補正電圧発生手
    段、 前記電流変化率比較手段からの判別指令に応じて前記方
    形波を反転させる切換手段で構成したことを特徴とする
    前記特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
JP61048639A 1986-03-07 1986-03-07 電力変換装置 Expired - Lifetime JPH0724463B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP61048639A JPH0724463B2 (ja) 1986-03-07 1986-03-07 電力変換装置
EP87102945A EP0237861B1 (en) 1986-03-07 1987-03-02 Power converter
DE8787102945T DE3763124D1 (de) 1986-03-07 1987-03-02 Leistungskonverter.
US07/022,623 US4748550A (en) 1986-03-07 1987-03-05 Pulse width modulator used for a power converter with a transformer

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP61048639A JPH0724463B2 (ja) 1986-03-07 1986-03-07 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS62207173A true JPS62207173A (ja) 1987-09-11
JPH0724463B2 JPH0724463B2 (ja) 1995-03-15

Family

ID=12808940

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP61048639A Expired - Lifetime JPH0724463B2 (ja) 1986-03-07 1986-03-07 電力変換装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US4748550A (ja)
EP (1) EP0237861B1 (ja)
JP (1) JPH0724463B2 (ja)
DE (1) DE3763124D1 (ja)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6422477A (en) * 1987-07-16 1989-01-25 Miyachi Electric Co Power source controller for inverter type resistance welding machine
JPS6427786A (en) * 1987-07-22 1989-01-30 Miyachi Electric Co Power source controller for inverter type resistance welding machine
JPH02111266A (ja) * 1988-10-20 1990-04-24 Fuji Electric Co Ltd 系統連けい用インバータの制御装置
JPH02182384A (ja) * 1989-01-10 1990-07-17 Honda Motor Co Ltd 直流抵抗溶接機の保護装置
JPH02207981A (ja) * 1989-02-08 1990-08-17 Honda Motor Co Ltd インバータ式直流抵抗溶接機の制御方法および回路
US5450310A (en) * 1993-07-13 1995-09-12 Kabushiki Kaisha Toshiba Control system for power converter with prevention of DC magnetization in the transformer
US5867376A (en) * 1996-08-08 1999-02-02 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha DC magnetization suppression in power converter transformers
JP2007020243A (ja) * 2005-07-05 2007-01-25 Daihen Corp インバータ電源装置
WO2009050943A1 (ja) * 2007-10-19 2009-04-23 Murata Manufacturing Co., Ltd. スイッチング電源装置
JP2019057757A (ja) * 2017-09-19 2019-04-11 株式会社東芝 制御回路、制御方法、およびプログラム

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4800477A (en) * 1987-11-23 1989-01-24 Anthony Esposito Digitally controlled switch-mode power supply apparatus employing quantized stored digital control signals
US5229567A (en) * 1988-11-17 1993-07-20 Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha Switching control system for controlling an inverter of a spot resistance welding apparatus
JPH03164093A (ja) * 1989-11-17 1991-07-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電流検出方法
DE4041448A1 (de) * 1990-12-21 1992-07-02 Kuka Schweissanlagen & Roboter Stromquelle und verfahren zur steuerung einer stromquelle
DE4134461A1 (de) * 1991-10-18 1993-04-22 Bosch Gmbh Robert Verfahren und vorrichtung zur vermeidung uebergrosser stroeme in einem schweissumrichter
GB2267982B (en) * 1992-06-15 1996-09-25 Honda Motor Co Ltd Direct current resistance welding machine and method of controlling the same
GB2296348B (en) * 1992-06-15 1996-09-25 Honda Motor Co Ltd Direct current resistance welding machine
DE69429963D1 (de) * 1993-10-08 2002-04-04 Sawafuji Electric Co Ltd Stromversorgung für vibrierende Kompressoren
JPH088709A (ja) * 1994-06-17 1996-01-12 Harris Corp ブリッジ制御回路
GB2301495A (en) * 1995-04-05 1996-12-04 Countertone Limited Power supply for electrical welding apparatus
AT505509B1 (de) * 1995-08-28 2012-01-15 Fronius Schweissmasch Verfahren zur steuerung von wechselweise an eine gleichspannung geschalteten transformatoren
DE19621526C1 (de) * 1996-05-29 1997-08-28 Bosch Gmbh Robert Umrichterschweißanordnung
DE19624274C1 (de) * 1996-06-18 1998-03-12 Siemens Ag Strom- und Spannungsversorgungsvorrichtung für Gleichspannungsnetz
DE19648696A1 (de) * 1996-11-25 1998-05-28 Asea Brown Boveri Verfahren und Vorrichtung zur Ausregelung des DC-Offsets eines Umrichters
US7269034B2 (en) 1997-01-24 2007-09-11 Synqor, Inc. High efficiency power converter
US6169670B1 (en) * 1999-04-08 2001-01-02 Hitachi, Ltd. Inverter apparatus operatable over extended frequency range while suppressing output error
US6356461B1 (en) * 2000-06-08 2002-03-12 Mark E. Jacobs Transformer flux observer for a full bridge power converter and method of operation thereof
US6459602B1 (en) 2000-10-26 2002-10-01 O2 Micro International Limited DC-to-DC converter with improved transient response
US6597153B1 (en) 2002-06-03 2003-07-22 O2Micro International Limited Fast transient charging circuit
US6756769B2 (en) 2002-06-20 2004-06-29 O2Micro International Limited Enabling circuit for avoiding negative voltage transients
US6949912B2 (en) 2002-06-20 2005-09-27 02Micro International Limited Enabling circuit for avoiding negative voltage transients
JP2008048513A (ja) * 2006-08-11 2008-02-28 Toshiba Corp 半導体電力変換制御装置
TWI331433B (en) * 2007-02-16 2010-10-01 Delta Electronics Inc Power converter having flux bias regulation method
EP2330870A1 (en) * 2009-08-28 2011-06-08 Freescale Semiconductor, Inc. Sampling trigger device and method thereof
EP2461476B1 (de) * 2010-12-02 2013-02-13 ABB Technology AG Verfahren zum Betrieb einer Umrichterschaltung
JP5351944B2 (ja) * 2011-09-12 2013-11-27 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
US10199950B1 (en) 2013-07-02 2019-02-05 Vlt, Inc. Power distribution architecture with series-connected bus converter
EP3772166A1 (de) 2019-07-31 2021-02-03 Lutz Erhartt Pulsweitenmodulationsverfahren für spannungswechselrichtergespeiste transformatoren

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4071812A (en) * 1976-03-01 1978-01-31 General Electric Company AC Inverter with constant power output
FR2485827A1 (fr) * 1980-06-26 1981-12-31 Aerospatiale Procede et systeme pour la production de puissance photovoltaique
US4480297A (en) * 1983-03-31 1984-10-30 Sundstrand Corporation Synchronizing circuit for push-pull inverter
JPS6024190A (ja) * 1983-07-19 1985-02-06 Shionogi & Co Ltd インダンジオンカルボン酸の製造方法
US4541041A (en) * 1983-08-22 1985-09-10 General Electric Company Full load to no-load control for a voltage fed resonant inverter
IL73560A (en) * 1983-12-22 1989-05-15 Gen Electric Antisaturation control for x-ray generator inverter
US4586119A (en) * 1984-04-16 1986-04-29 Itt Corporation Off-line switching mode power supply

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6422477A (en) * 1987-07-16 1989-01-25 Miyachi Electric Co Power source controller for inverter type resistance welding machine
JPS6427786A (en) * 1987-07-22 1989-01-30 Miyachi Electric Co Power source controller for inverter type resistance welding machine
JPH02111266A (ja) * 1988-10-20 1990-04-24 Fuji Electric Co Ltd 系統連けい用インバータの制御装置
JPH02182384A (ja) * 1989-01-10 1990-07-17 Honda Motor Co Ltd 直流抵抗溶接機の保護装置
JPH02207981A (ja) * 1989-02-08 1990-08-17 Honda Motor Co Ltd インバータ式直流抵抗溶接機の制御方法および回路
US5450310A (en) * 1993-07-13 1995-09-12 Kabushiki Kaisha Toshiba Control system for power converter with prevention of DC magnetization in the transformer
US5867376A (en) * 1996-08-08 1999-02-02 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha DC magnetization suppression in power converter transformers
JP2007020243A (ja) * 2005-07-05 2007-01-25 Daihen Corp インバータ電源装置
WO2009050943A1 (ja) * 2007-10-19 2009-04-23 Murata Manufacturing Co., Ltd. スイッチング電源装置
JP5257704B2 (ja) * 2007-10-19 2013-08-07 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP2019057757A (ja) * 2017-09-19 2019-04-11 株式会社東芝 制御回路、制御方法、およびプログラム

Also Published As

Publication number Publication date
JPH0724463B2 (ja) 1995-03-15
EP0237861A3 (en) 1988-10-12
DE3763124D1 (de) 1990-07-12
EP0237861B1 (en) 1990-06-06
EP0237861A2 (en) 1987-09-23
US4748550A (en) 1988-05-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPS62207173A (ja) 電力変換装置
US4546422A (en) Control system for a voltage-type inverter
JPH0634594B2 (ja) 電圧形インバ−タ
US4146827A (en) Four-quadrant current-regulated energization of d.c. motor using pulse-width modulation
US9705422B2 (en) System and method for soft switching power inversion
AU701566B2 (en) PWM inverter apparatus
JPH07298631A (ja) ３相ｐｗｍ電圧発生回路
US7161819B2 (en) Zero-crossing correction in sinusoidally commutated motors
JP3253822B2 (ja) 溶接機の制御装置
JP2619851B2 (ja) 電圧形インバータの並列運転制御回路
da Silva et al. Dead-time compensation in shunt active power filters using fast feedback loop
JPH0753313B2 (ja) インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置
JP3070314B2 (ja) インバータの出力電圧補償回路
JPS61295877A (ja) Ｐｗｍインバ−タ
JP4389415B2 (ja) 直接周波数変換回路の制御方法
JPH0753314B2 (ja) インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置
JPH0898562A (ja) 抵抗溶接機の制御装置
JPH06237577A (ja) コンデンサ充電電源装置
JPS6213737Y2 (ja)
JPS6266309A (ja) 静止形無効電力補償装置の制御方法
JPH08340679A (ja) 高周波変圧器の偏磁防止回路
JPS60156280A (ja) 正弦波ｐｗｍ制御トランジスタインバ−タ
JPH04222464A (ja) Ｐｗｍインバータの制御装置
JPH06233461A (ja) 無効電力補償装置及びその制御装置
JPH04359680A (ja) 偏磁制御装置