JPS61295877A

JPS61295877A - Ｐｗｍインバ−タ

Info

Publication number: JPS61295877A
Application number: JP60136072A
Authority: JP
Inventors: Chihiro Okatsuchi; 千尋岡土; Takatomo Izume; 井爪　孝友
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-06-24
Filing date: 1985-06-24
Publication date: 1986-12-26
Anticipated expiration: 2011-03-21
Also published as: JPH0828978B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、パルス幅変調制御（以下ＰＷＭ制御）インバ
ータに係り、特：：変圧器を介して電力を供給する場合
の変圧器の偏磁防止手段を備えたＰＷＭインバータに関
するものである。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

インバータ（二より直流を交流に変換し、変圧器を介し
て電力を供給する場合、交流の周波数を高くすることに
より変圧器が小形化される。抵抗溶接機では、従来、商
用電源の位相制御により電力を調整し、変圧器を介して
、大電流に変換していたが、ロボットに搭載する変圧器
の場合、変圧器を小形、軽量化する必要がある。この場
合、変圧器の一次側に印加する交流電圧は、直流分を含
まないように制御を行わないと、変圧器の磁束密度を高
く設計しなけれはならず軽量化することが出来ない。

第４図に、抵抗溶接機の従来の変圧器の偏磁防止回路の
１例を示す、直流電源１からインバータブリッジ２（二より直流から
交流に変換し、変圧器３に電力を供給する。

変圧器２次側を整流器４により整流し、溶接電極５（：
数千Ａ〜数万人の電流を流すことにより溶接を行う。溶
接電流の制御はインバータブリッジのＰＷＭ制御により
行なわれ、実際の溶接電流は、＃接電掻回路を含むリア
クトル分により平滑化される。

インバータブリッジ２は、トランジスタとダイオードを
逆並列接続した電気弁２１　、２２．２３　、２４から
成る。

変流器６により変圧器３の一次側電流を検出し、電流検
出回路７を介して直流電流Ｉに変換する。

溶接条件設定器８は溶接電流基準信号Ｉと溶接時間信号
ＴＲＵＮを出力し、ＴＲ，ＵＮの間■の溶接電流となる
ようにインバータブリッジ２を動作させる信号である。

電流基準工と検出電流Ｉとの偏差を電流制御増幅器９（
：より増幅した出力と後記の補正信号を加算器１０．及
び１１を通して加算しそれぞれ比較器１２及び１３によ
り３角波発生器１４の出力ｅΔと比較してＰＷＭ信号ｖ
１！　＋　ｖ１３を出力し分配回路１５り二より電気弁
２１．２４のグループと電気弁ｎ、２３のグループを駆
動回路１６を介してそれぞれ駆動する。

一方位相検出回路１７の出力信号（二より、前記電気弁
２１．２４を駆動する区間と電気弁２２．２３を駆動す
る区間を分離し、溶接時間ＴＲＵＮと同期回路１８を通
して、前記位相検出回路１７の位相（−同期して。

オンオフ信号を分配回路１５に与えインバータブリッジ
２の通電時間を制御する。

電流差検出回路１９は検出電流Ｉを位相検出回路１７か
らのタイミング指令により、半サイクル毎の電流に分離
しその電流差を検出し、増幅器２０により増幅し電流バ
ランス補正信号として加算器１０（＝加え、一方極性反
転回路３１を介して加算器１１（＝加えることにより電
流が多い半サイクル側の通電幅を狭く、電流が少ない半
サイクル側の通電幅を広くする様な正′逆の電流バラン
ス制御を行う。この様に変圧器に流れる半サイクル毎の
電流をバランスさせる必要が生じる理由は、直流分の励
磁により変圧器の磁束が飽和し過大電流によりスイッチ
ング素子が破壊する危険があるからである。すなわち、
インバータブリッジ２の電気弁には動作遅れがあり、そ
の値が素子個体や、温度等Ｃ二より差があるためで１例
えば１０００　Ｖ　　３００人のパワートランジスタを
例に取ると、オンの遅れは１〜２μ＄、ターンオフ時間
は１５μＳ〜３０μｓであり、特にターンオフ時間は温
度により更に５０　％程度変動する。更にパワートラン
ジスタの駆動回路にも数μｓの遅れがあることを考える
と、ターンオフとターンオフの総合動作遅れのバラツキ
は素子により１０μＳ程度を考慮する必要がある。今Ｉ
　ＫＨｚの周波数を変圧器に供給する場合を考えると、
半サイクルは５００μＳとなり、トランジスタの動作２
チである。

この様ζ：２チの直流分（二対しても飽和しない様な変
圧器を製作すると、変圧器の重量が増加し、ロボットに
溶接用変圧器を搭載することは不可能となる。

この様な理由で、電気弁等の動作遅れのバラツキが発生
しても、変圧器（＝直流分が印加されない方法を採用し
、変圧器を小形、軽輩化する必要がある。

第４図の方法は、以上に対して、変圧器に流れる電流の
半サイクル毎の誤差を検出し、この誤差が零になる様制
御する方式であり次の様な欠点がある。

（ａ）　　励磁電流分は変圧器定格電流に対し２〜３チ
であり、飽和前の電流のアンバランス検出は困難であり
、結果としては、変圧器が飽和し、励磁電流が増加した
時点で検出すること）二なる。

（ｂ）　　正逆の電流バランス制御の応答が遅く、急に
飽和する特性の良い鉄心を適用すると大きな励磁電流が
過渡的に流れる事が発生し、インバータブリッジの電流
容量を増大する必要がある。

以上の如く、従来の方式では変圧器が飽和したことを検
出して、制卸を行うので、制御が遅れ、変圧器の磁束密
度を低く設置しないと過大電流が流れるので、変圧器の
捲限設計が困難であった。

更に、ＰＷＭ制御を行わない即ち１８０度区間オンの状
態では、この方式では電流バランス制御が不可能になる
ため、常１：制御角に余裕を取って制御する必要があり
、インバータ出力電圧を１００　％利用することが出来
ず、常に１０％程度電圧の制御範囲を残して置くため、
インバータ容量がその分だけ増加する欠点があった。

〔参考文献基〕

溶接技術、１９８３　３月号（Ｐ２８〜３２）　　イン
バータ制御抵抗浴接機〔発明の目的〕本発明は上記の点を考慮してなされたもので、変圧器に
印加される電圧の１サイクルの積分値、即ち磁束が常に
、正の半サイクルと負の半サイクルとで同一（；なる様
にしかも応答の遅れが無く、かつ１８０度通電の区間で
も制御可能な、変圧器の偏磁防止回路を備えたＰＷＭイ
ンバータを提供することを目的とするものである。

〔発明の概要〕

本発明は上記目的を達成するために、半導体スイッチン
グ素子とダイオードを逆並列接続した電気弁をブリッジ
接続し、変圧器を介して負荷に電力を供給するＰＷＭイ
ンバータにおいて、インバータの出力電圧を積分して磁
束を模擬する積分回路と、１ナイクル毎Ｃ：模擬した前
記磁束のレベルをチェックして偏磁の方向に応じて偏磁
信号を出力する偏磁検出手段と、前記偏磁信号に応じて
ＰＷＭ制御信号のパルス幅を変え偏磁を打消すように制
御する偏磁防止手段を設は前記変圧器を小形化できるよ
う（ニジたことを特徴とするＰＷＭインバータである。

〔発明の実施例〕

本発明の実施例を第１図に示す。第４図と同一部分は同
一番号を記してその説明は省略する１、電圧検出回路３
２により変圧器３の一次電圧を検出し、積分回路３３は
この一次電圧を積分して磁束を演算し、レベル検出器３
４により磁束の零点（偏磁）を検出する。ラッチ回路３
５は分配回路１５からのタイミング指令により、インバ
ータ出力１サイクル毎の偏磁の方向（極性）をラッチす
る。

分配回路１５より出力される正逆半サイクルのパルス＠
変調信号は、狭広パルス回路３６により、それぞれ２種
（狭広）のパルス幅の信号を発生させ、前記ラッチ回路
３５の出力信号に応じて切換回路３７を切換えそれぞれ
２種のパルス幅のいずれかを選択する。即ち、磁束が正
側に偏磁している場合は、正側サイクルのパルス幅が狭
く、負側サイクルのパルス幅を広くする様（＝選択、磁
束が負側に偏磁している場・合はその逆方向に動作する
如く切換える。

なお、サンプルホールド回路あは、インバータ出力の１
ナイクル中の正の半サイクルと負の半サイクルのパルス
幅が同じ（＝なるようにし、１−９−イクル毎（＝は変
化するが半サイクルでは変化しない様に位相検出回路１
７からの所定のタイミング指令でサンプルホールドする
。以上のように構成して、変圧器が偏磁しない様に工夫
しである。

更に詳細な動作について、第２図に従って説明する。

電流基準−と電流Ｉの誤差は増幅器９（一般的にはＰＩ
制御）により増幅され、その出力信号Ｖ。

は３角波ｅΔ（：同期した信号ｖＩ４のタイミングで変
化する位相検出回路１７の出力信号Ｖ、の立上りの瞬間
のデータ■。をサンプルホールドし出力ｖ３゜とする。

このためＶ、は破線の如く変化するが、サンプルホール
ド出力ＶＳａはｖ８．の立上りの瞬間のみｖ９と一致す
る。ＶＳａとｅΔを比較器１２（二より比較してＰＷＭ
制御信号”１１を出力する。同期回路１８は溶接時間信
号ＴＲＵＮがアクティブのとき信号”Ｉ？に同期して、
分配回路１５を動作させＰＡ、ＰＢなる信号を出力し、
それぞれ電気弁２１．２４と電気弁２２．２３を駆動す
る。この信号ＰＡｅ　Ｐｌはサンプルホールド３８（二
よりホールドした信号ＶｉａとｅΔを比較した信号より
造出するので、パルス幅は１サイクル間は常に等しく制
御しており、電気弁の動作時間に差が無ければ、変圧器
３を飽和させる事を考えなくてもよい様（＝制御する。

しかし、電気弁２１〜２４のターンオフ時間にはバラツ
キが存在するので、このバラツキ分を補正するために、
電圧検出回路３２により変圧器３の一次電圧を検出、積
分回路おにより、電圧を積分して磁束を模擬し、レベル
検出器具により零レベルからの偏磁を検出し％　ＰＡの
立上りの瞬間にラッチ回路あに偏磁方向の検出データを
ラッチして、切換回路３７の切換を行う。狭広パルス回
路３６は第２図書；示す如くそれぞれＰＩＡ　＊　Ｐｌ
ｍよりやや広いパルス幅の信号Ｐ２□Ａ　ｅ　Ｐ２Ｎを
出力する。この広バルス信号Ｐ２Ａ　Ｉ　Ｐ２ＢはＰＩ
Ａ　Ｉ　ＰｌＢと立上りは一致して立下り時に遅れを持
たせである。この理由については第３図により別に説明
する。

電気弁２１．２４がオンしている期間が、電気弁２２゜
詔のオンしている期間より長い場合、積分回路３３の出
力は正となる。このとき、レベル検出器３４の出力には
１１１１１が検出されており、このタイミングで検出デ
ータ＠１”をラッチ回路３５にラッチして切換回路３７
はＰｌＡとＰｊＪｌの信号を出力し、電気弁２１゜２４
をオンする時間より電気弁２２．２３をオンする時間を
長くして、電気弁の遅れ時間による偏磁を補正する。次
１：、上記補正の行き過ぎが生じれは、逆方向に偏磁さ
れ積分回路あの出力は”Ｏ”となり、ラッチ出力ＶＳＳ
も”０″″となる。この場合は上記と逆に、切換回路３
７はＰ２ムとＰ１ｍｌ＝切換わり、電気弁２１．２４の
オン時間が長くなる様に制御する。変圧器３の入力の１
ｆイクル毎に磁束レベルを演算して、この値が零になる
如く、電気弁のオン時間を調整することにより、変圧器
の偏磁防止制御を行う。

■□のラッチをＰＡの立上りに同期して行うのは、第２
図のＰＩＡ　Ｔ　Ｐ２Ａ　１１電気弁２１．２２．２３
．２４のオン信号から明らかな如く、前回の１ｆイクル
の動作が完了し、積分回路３３の変圧器３の磁束の演算
が完了し、しかも、”２Ａの広幅制向が選択可能なタイ
ミングであり、　ＰｌＡの期間中；二切換えれば充分に
間に合う。

第３図は、広幅パルスＰ２□、Ｐ２．がそれぞれＰ□Ａ
　Ｉ　Ｐ１！ｌの先端に同期し、後端側で遅らせて広幅
化している理由を説明するためのものである。

なお、同図において電気弁２１．２４．２２．２３のオ
ン。

オフは、ターンオン、オフ時の遅れ時間を含めて記しで
ある。電気弁２１．２４がオンしている期間、変圧器３
の一次側電圧Ｖ、は図の如く正であるが、電気弁２１．
２４がオフすると変圧器のり一ケージインダクタンス分
により、電流が電気弁２２．２３のダイオード部を通っ
て流れるので図の如く、短時間ではあるがｖｌは逆電圧
が発生する。この時間は、電流値によって変化し、１８
０度全部オンしている（ｂ）の状態では普通、１０度〜
２０度程度である。この部分を斜線で示し、この区間は
、電気弁２１．２４゜四、２３のオン幅を変化させても
出力電圧ｖＩは変化しない、即ち無制御区間となる。こ
のため斜線の部分が１８度と仮定すると１８０度の１０
％の区間が無制御の範囲となり、この期間、パルス幅を
位相制御しても、出力電圧は変化せず無効となる。この
ため変圧器の飽和防止制御は従来、この範囲では不可能
であった。

不発明では、第２図Ｐ２□＋　２２ｍの広１鴫パルスで
説明した如く、パルスの立上りの部分ではなく立下りの
部分を制御しているので第３図（Ｃ）の如く電気弁２１
．２４のオン期間を遅れ側に広げることにより出力電圧
ｖ１は、全区間オン（全点弧）の場合でも制御可能とな
り、変圧器の飽和防止制御は。

全範囲行うことが可能となる。

以上説明したよう（：、インバータ１ｆ−イクル内では
、パルス幅が変化しない様、サンプルホールドによりＰ
ＷＭ制御を行い、さら（：、磁束を模擬演算し、１サイ
クル毎に、磁束が零（＝戻る様に、パルス幅の後側のエ
ツジを広げた広幅パルスに切換え制御を行っている。

これにより偏磁書：よる電流が増大する前に制御が可能
となり、全範囲で高速に制御可能な変圧器の偏磁防止制
御を行うことができる。

なお、本実施例はアナログ制御について説明したが、電
流制御は計算機制御、ＰＷＭ制御はカクンタと比較器、
磁束積分はアップダクンカクンタ等に置換えることによ
りディジタル制御でも同様な作用を実現することが可能
であることは云うまでもない。

また、電圧検出回路は変圧器を使用して、大きさの変化
も積分する方法でも、フォトカブラ等を利用して、パル
ス幅のみを検出して積分する方法でも効果は同様である
。

更に、第１図の積分回路あの入力は、パルス幅の等しい
ＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢと電圧検出回路３２の検出信号と
の不一致の部分のみを極性を加味して入力することによ
り出力電圧のアンバランス（主として電気弁の遅れによ
る）を補正しても作用は同様である。

〔発明の効果〕

以上説明した如く、不発明によれは、インバータ出力の
１ｆイクル毎Ｃ二、ＰＷＭ制御を行い、変圧器には過渡
的にも直流分が発生しない様に制御すると同時に、変圧
器の磁束を演算し、１−９−イクル毎に磁束が零になる
様、パルス幅の後のエツジを可変制御することによりパ
ルス幅を微調して、全点弧時でも電気弁のターンオン・
オフ時間のバラツキ等を補正することができ高速に変圧
器の偏磁防止制御を行うことが出来るので変圧器の極限
設計を可能としたＰＷＭインバータを提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示した構成図、第２図、３図
は本発明の詳細な説明するための波形図、第４図は従来
の実施例を示した構成図である。１・・・直流Ｎ源、２・・・インバータブリッジ、３・
・・変圧器、４・・・整流器、６・・・変流器、７・・
・電流検出回路、８・・・溶接条件設定器、９・・・電
流制御増偏器、１０．１１・・・加算器、１２．１３・
・・比較器、１４・・・３角波発生器、１５・・・分配
器、１６・・・駆動回路、１７・・・位相検出回路、１
８・・・同期回路、１９・・・電流差検出回路、２０・
・・増幅器、　２１．２２．２３．２４・・・電気弁、
３１・・・極性反転器、３２・・・電圧検出回路、３３
・・・積分回路、３４・・・レベル検出回路、３５・・
・ラッチ回路、３６・・・狭広パルス回路、３７・・・
切換回路、３８・−・ナンブルホールド。（７３１７）代理人弁理士　則　近　憲佑　（ほか１名
）第１図Ｖ３．ｓラッ第２図第３図第４図

Claims

【特許請求の範囲】

半導体スイツチング素子とダイオードを逆並列接続した
電気弁をブリツジ接続したＰＷＭインバータにおいて、
インバータの出力電圧を積分して磁束を模擬する積分回
路と、１サイクル毎に模擬した前記磁束のレベルをチエ
ツクして偏磁の方向に応じて偏磁信号を出力する偏磁検
出手段と、前記偏磁信号に応じてＰＷＭ制御信号のパル
ス幅を変え偏磁を打消すように制御する偏磁防止手段を
設けたことを特徴とするＰＷＭインバータ。