JPH0246176A - インバータ装置の出力電圧検出回路 - Google Patents
インバータ装置の出力電圧検出回路Info
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- JPH0246176A JPH0246176A JP63197532A JP19753288A JPH0246176A JP H0246176 A JPH0246176 A JP H0246176A JP 63197532 A JP63197532 A JP 63197532A JP 19753288 A JP19753288 A JP 19753288A JP H0246176 A JPH0246176 A JP H0246176A
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- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は、インバータ装置の出力電圧検出回路の改良
に関するものである。
に関するものである。
第２図は、従来のインバータ装置の出力電圧検出回路の
概略構成図である。 この従来のインバータ装置の出力電圧検出回路は、６個
のスイッチング素子Ｔａ”、 Ｔａ−、Ｔｂ’Ｔｂ−、
Ｔｃ”、 Ｔｃ−をオン・オフすることによって直流電
圧ＶｄｃをＰＷＭ変調して、モータに任意の周波数、電
圧の三相交流電圧を出力している。この時、例えば、ス
イッチング素子Ｔａ”、 Ｔａ−を同時にオンすると、
直流電圧Ｖｄｃを短絡して、スイッチング素子Ｔａ”、
Ｔａ−に過大電流が流れてスイッチング素子Ｔａ”、
Ｔａ−を破損する。そのために、スイッチング素子Ｔ
ａ”、 Ｔａ−が同時にオンしないように、スイッチン
グ素子Ｔａ”、 Ｔａ−を必ず交互にオン・オフさせて
いる。しかし、一般にスイッチング素子は、オンする時
よりもオフする時の方が若干時間が長くかかる。そこで
、オン信号を一定時間Ｔｄだけ遅らせる方法が採用され
ている。 しかしながら、この時間Ｔｄ中は、スイッチング素子Ｔ
ａ”とスイッチング素子Ｔａ−がともにオフとなり、モ
ータ端子Ｕがオープン状態となり、モータ端子電圧が制
御不能な状態になるため、モータが不安定現象となった
り、トルクリップルが増大して、悪影響を引き起こす原
因となる。 そこで、第２図に示したように、時間Ｔｄ時間中のモー
タ端子Ｕ、 Ｖ、 Ｗの母線Ｎに対する電位を検出す
る電圧検出回路１．２．３が設けである。 この電圧検出回路１，２．３の検出結果と、パターン作
成回路４より発生したＰＷＭ制御パターンは、Ｔｄ補正
回路５に人力されて時間Ｔｄ期間で生じた誤差を補正し
た補正パターンを作成する補正パターン信号を出力する
。ごのＴｄ補正回路５より出力された補正パターン信号
は、スイッチング素子Ｔａ”、 Ｔａ−、Ｔｂ”、 Ｔ
ｂ−、Ｔｃ”、 Ｔｃ−をオン・オフするベースアンプ
６〜１１に人力されている。即ち、Ｔｄ補正回路５によ
って、時間Ｔｄ中のモータへの悪影響を改善している。 電圧検出回路１，２．３は、第３図からも明らかなよう
に、ホトカプラ２１，３１．４１と、ホトカプラ２１．
’３１．４１の１次側の電流を制限する１次側電流制限
抵抗Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ：＋と、ホトカプラ２１，３１．４
１の２次側の電流を制限する２次側電流制限抵抗Ｒ４、
Ｒｓ 、Ｒｈとで構成されている。 例えば、モータ端子ＵがＨ（ハイ）の時は、１次側電流
制限抵抗Ｒ１を通って、ホトカプラ２１の１次側（入力
側）に電流が流れ、ホトカプラ２１がオンする。時間Ｔ
ｄ中では、スイッチング素子Ｔａ”、 Ｔａ”ともがオ
フなので、その瞬間、モータ電流の向きによって、スイ
ッチング素子Ｔａ’の逆方向ダイオード１２または、ス
イッチング素子Ｔａ“の逆方向ダイオード１２がオンす
る。 もし、モータ電流が第４図（ａ）に図示した方向であれ
ば、逆方向ダイオード１２がオンして、モータ端子０点
がｖａｃ（Ｖ）となる。 また、モータ電流が第４図（ｂ）に図示した方向であれ
ば、逆方向ダイオード１３がオンして、モータ端子０点
がＯ（Ｖ）となる。
概略構成図である。 この従来のインバータ装置の出力電圧検出回路は、６個
のスイッチング素子Ｔａ”、 Ｔａ−、Ｔｂ’Ｔｂ−、
Ｔｃ”、 Ｔｃ−をオン・オフすることによって直流電
圧ＶｄｃをＰＷＭ変調して、モータに任意の周波数、電
圧の三相交流電圧を出力している。この時、例えば、ス
イッチング素子Ｔａ”、 Ｔａ−を同時にオンすると、
直流電圧Ｖｄｃを短絡して、スイッチング素子Ｔａ”、
Ｔａ−に過大電流が流れてスイッチング素子Ｔａ”、
Ｔａ−を破損する。そのために、スイッチング素子Ｔ
ａ”、 Ｔａ−が同時にオンしないように、スイッチン
グ素子Ｔａ”、 Ｔａ−を必ず交互にオン・オフさせて
いる。しかし、一般にスイッチング素子は、オンする時
よりもオフする時の方が若干時間が長くかかる。そこで
、オン信号を一定時間Ｔｄだけ遅らせる方法が採用され
ている。 しかしながら、この時間Ｔｄ中は、スイッチング素子Ｔ
ａ”とスイッチング素子Ｔａ−がともにオフとなり、モ
ータ端子Ｕがオープン状態となり、モータ端子電圧が制
御不能な状態になるため、モータが不安定現象となった
り、トルクリップルが増大して、悪影響を引き起こす原
因となる。 そこで、第２図に示したように、時間Ｔｄ時間中のモー
タ端子Ｕ、 Ｖ、 Ｗの母線Ｎに対する電位を検出す
る電圧検出回路１．２．３が設けである。 この電圧検出回路１，２．３の検出結果と、パターン作
成回路４より発生したＰＷＭ制御パターンは、Ｔｄ補正
回路５に人力されて時間Ｔｄ期間で生じた誤差を補正し
た補正パターンを作成する補正パターン信号を出力する
。ごのＴｄ補正回路５より出力された補正パターン信号
は、スイッチング素子Ｔａ”、 Ｔａ−、Ｔｂ”、 Ｔ
ｂ−、Ｔｃ”、 Ｔｃ−をオン・オフするベースアンプ
６〜１１に人力されている。即ち、Ｔｄ補正回路５によ
って、時間Ｔｄ中のモータへの悪影響を改善している。 電圧検出回路１，２．３は、第３図からも明らかなよう
に、ホトカプラ２１，３１．４１と、ホトカプラ２１．
’３１．４１の１次側の電流を制限する１次側電流制限
抵抗Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ：＋と、ホトカプラ２１，３１．４
１の２次側の電流を制限する２次側電流制限抵抗Ｒ４、
Ｒｓ 、Ｒｈとで構成されている。 例えば、モータ端子ＵがＨ（ハイ）の時は、１次側電流
制限抵抗Ｒ１を通って、ホトカプラ２１の１次側（入力
側）に電流が流れ、ホトカプラ２１がオンする。時間Ｔ
ｄ中では、スイッチング素子Ｔａ”、 Ｔａ”ともがオ
フなので、その瞬間、モータ電流の向きによって、スイ
ッチング素子Ｔａ’の逆方向ダイオード１２または、ス
イッチング素子Ｔａ“の逆方向ダイオード１２がオンす
る。 もし、モータ電流が第４図（ａ）に図示した方向であれ
ば、逆方向ダイオード１２がオンして、モータ端子０点
がｖａｃ（Ｖ）となる。 また、モータ電流が第４図（ｂ）に図示した方向であれ
ば、逆方向ダイオード１３がオンして、モータ端子０点
がＯ（Ｖ）となる。
上述のような従来のインバータ装置の出力電圧検出回路
では、１次側電流制限抵抗の消費電力が大きくなり、損
失の増加、発熱による温度上昇、さらに、大きなワット
数の１次側電流制限抵抗が必要になるという問題点があ
った。 例えば、スイッチング素子Ｔａ＋、 Ｔａ−のデユーテ
ィ比が５０％の時、１次側電流制限抵抗Ｒ２の消費電力
Ｗ１は、（１）式のようになる。 例えば、ＡＣ２０ＯＶ系のインバータの場合では、Ｖｄ
ｃが通常３００ｖとなり、ホトカプラ２１の１次側に流
れる電流が２０ｍＡとすると、と非常に大きくなる。 さらに、モータ回生時には、Ｖｄｃが４００ｖまで、上
昇する場合があるので、 通常、抵抗の選定には、消費電力の４倍程度とするので
、Ｗｌは、■相当り、 ５．３ＷＸ４＝２１．２Ｗ となり、非常に大きいものとなる。 この抵抗の消費電力を減らす方法として、ホトカプラの
入力電流を下げる方法があるが、しかし、時間Ｔｄは、
非常に短時間であるので、ホトカプラは高速応答が要求
される。高速で、かつ安価なホトカプラは、一般にＣＴ
Ｒ（電流伝達比）が低く経年変化によるＣＴＲ劣化を考
慮すると、ホトカプラの入力端子をむやみに下げること
はできない。また、ホトカプラの入力電流をむやみに下
げるとノイズに弱くなるという問題点もある。 この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、１次側電流制限抵抗の消費電力を下げるこ
とが可能なインバータ装置の出力電圧検出回路を得るこ
とを目的とするものである。
では、１次側電流制限抵抗の消費電力が大きくなり、損
失の増加、発熱による温度上昇、さらに、大きなワット
数の１次側電流制限抵抗が必要になるという問題点があ
った。 例えば、スイッチング素子Ｔａ＋、 Ｔａ−のデユーテ
ィ比が５０％の時、１次側電流制限抵抗Ｒ２の消費電力
Ｗ１は、（１）式のようになる。 例えば、ＡＣ２０ＯＶ系のインバータの場合では、Ｖｄ
ｃが通常３００ｖとなり、ホトカプラ２１の１次側に流
れる電流が２０ｍＡとすると、と非常に大きくなる。 さらに、モータ回生時には、Ｖｄｃが４００ｖまで、上
昇する場合があるので、 通常、抵抗の選定には、消費電力の４倍程度とするので
、Ｗｌは、■相当り、 ５．３ＷＸ４＝２１．２Ｗ となり、非常に大きいものとなる。 この抵抗の消費電力を減らす方法として、ホトカプラの
入力電流を下げる方法があるが、しかし、時間Ｔｄは、
非常に短時間であるので、ホトカプラは高速応答が要求
される。高速で、かつ安価なホトカプラは、一般にＣＴ
Ｒ（電流伝達比）が低く経年変化によるＣＴＲ劣化を考
慮すると、ホトカプラの入力端子をむやみに下げること
はできない。また、ホトカプラの入力電流をむやみに下
げるとノイズに弱くなるという問題点もある。 この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、１次側電流制限抵抗の消費電力を下げるこ
とが可能なインバータ装置の出力電圧検出回路を得るこ
とを目的とするものである。
この発明に係るインバータ装置の出力電圧検出回路は、
出力と直流電源の負極間の電圧を抵抗器となる。 で分圧し、その分圧した電圧を内蔵基準電圧とを比較し
比較結果に基づいて出力する比較手段と、この比較手段
に接続され１次側のホトダイオードの通電制御を行いそ
れに応動して２次側を出力するホトカプラとを備えてな
るものである。
出力と直流電源の負極間の電圧を抵抗器となる。 で分圧し、その分圧した電圧を内蔵基準電圧とを比較し
比較結果に基づいて出力する比較手段と、この比較手段
に接続され１次側のホトダイオードの通電制御を行いそ
れに応動して２次側を出力するホトカプラとを備えてな
るものである。
この発明においては、出力と直流電源の負極間を抵抗器
が分圧し、比較手段がその分圧した電圧を内蔵基準電圧
とを比較し比較結果に基づいて出力する。そして、ホト
カプラの１次側のホトダイオードの通電制御を行い、そ
れに応動して２次側が出力される。
が分圧し、比較手段がその分圧した電圧を内蔵基準電圧
とを比較し比較結果に基づいて出力する。そして、ホト
カプラの１次側のホトダイオードの通電制御を行い、そ
れに応動して２次側が出力される。
以下、この゛発明の一実施例を図について説明する。
第１図はこの発明によるインバータ装置の出力電圧検出
回路の一実施例を示す概略構成図である。 図において、第２図〜第３図と同一の部分には、同一符
号を付して、その説明を省略し、異なる部分を重点に述
べる。 電圧検出回路１，２．３は、モータ端子Ｕ、 Ｖ。 ＷのＵ、Ｖ、Ｗともに同一回路が接続されているるので
、モータ端子Ｕについて詳細に説明する。 図において、１０１．１０２は分圧抵抗、１０３はシャ
ントレギュレータ、１０４は１次側電流制限抵抗、１０
５はホトカプラである。 分圧抵抗１０１と分圧抵抗１０２は、直列接続されて、
モータ端子Ｕと母線Ｎ間に接続され、分圧された電圧が
シャントレギュレータ１０３に入力される。シャントレ
ギュレータ１０３の出力は、１次側電流制限抵抗１０４
を介して、ホトカプラ１０５に接続されている。 尚、上述のようにモータ端子■、Ｗについてもモータ端
子Ｕの回路と同様の構成であり、２０１゜２０２．３０
１，３０２は分圧抵抗、２０３，３０３はシャントレギ
ュレータ、２０４，３０４は１次側電流制限抵抗、２０
５，３０５はホトカプラである。 次に動作説明を行う。 モータ端子Ｕと母線Ｎの電圧を分圧した電圧■ｒｅｆが
シャントレギュレータ１０３の内蔵基準電圧より大きく
なるとシャントレギュレータ１０３のに−Ａ間が導通状
態となり、１次側電流制限抵抗１０４を介し、電圧Ｖｃ
ｃよりホトカプラ１０５の１次側のホトダイオードに電
流が流れる。これに、応動してホトカプラ１０５がオン
して、２次側はＨ（ハイ）となる。 また、逆に電圧Ｖ ｒｅｆがシャントレギュレータ１０
３の内蔵基準電圧より低くなるとシャントレギュレータ
１０３のに−Ａ間が非導通状態となり、ホトカプラ１０
５がオフして、２次側はＬ（ロー）となる。 なお、上記一実施例では、シャントレギュレータ１０３
，２Ｇ３．３０３を用いたが同様の機能を有するもので
あれば、例えばコンパレータなどであっても可能である
。 また、ホトカプラの１次側電源として、Ｖｃｃを使用し
ているが、スイッチング素子Ｔａ−、Ｔｂ＋Ｔｃ−の駆
動用のベースアンプ７．９．１１の電源と共用してもよ
い。同様に、Ｖｃｃは、Ｖｄｃの電圧検出回路の電源と
共用してもよいことは言うまでもない。
回路の一実施例を示す概略構成図である。 図において、第２図〜第３図と同一の部分には、同一符
号を付して、その説明を省略し、異なる部分を重点に述
べる。 電圧検出回路１，２．３は、モータ端子Ｕ、 Ｖ。 ＷのＵ、Ｖ、Ｗともに同一回路が接続されているるので
、モータ端子Ｕについて詳細に説明する。 図において、１０１．１０２は分圧抵抗、１０３はシャ
ントレギュレータ、１０４は１次側電流制限抵抗、１０
５はホトカプラである。 分圧抵抗１０１と分圧抵抗１０２は、直列接続されて、
モータ端子Ｕと母線Ｎ間に接続され、分圧された電圧が
シャントレギュレータ１０３に入力される。シャントレ
ギュレータ１０３の出力は、１次側電流制限抵抗１０４
を介して、ホトカプラ１０５に接続されている。 尚、上述のようにモータ端子■、Ｗについてもモータ端
子Ｕの回路と同様の構成であり、２０１゜２０２．３０
１，３０２は分圧抵抗、２０３，３０３はシャントレギ
ュレータ、２０４，３０４は１次側電流制限抵抗、２０
５，３０５はホトカプラである。 次に動作説明を行う。 モータ端子Ｕと母線Ｎの電圧を分圧した電圧■ｒｅｆが
シャントレギュレータ１０３の内蔵基準電圧より大きく
なるとシャントレギュレータ１０３のに−Ａ間が導通状
態となり、１次側電流制限抵抗１０４を介し、電圧Ｖｃ
ｃよりホトカプラ１０５の１次側のホトダイオードに電
流が流れる。これに、応動してホトカプラ１０５がオン
して、２次側はＨ（ハイ）となる。 また、逆に電圧Ｖ ｒｅｆがシャントレギュレータ１０
３の内蔵基準電圧より低くなるとシャントレギュレータ
１０３のに−Ａ間が非導通状態となり、ホトカプラ１０
５がオフして、２次側はＬ（ロー）となる。 なお、上記一実施例では、シャントレギュレータ１０３
，２Ｇ３．３０３を用いたが同様の機能を有するもので
あれば、例えばコンパレータなどであっても可能である
。 また、ホトカプラの１次側電源として、Ｖｃｃを使用し
ているが、スイッチング素子Ｔａ−、Ｔｂ＋Ｔｃ−の駆
動用のベースアンプ７．９．１１の電源と共用してもよ
い。同様に、Ｖｃｃは、Ｖｄｃの電圧検出回路の電源と
共用してもよいことは言うまでもない。
以上のようにこの発明によれば、各相出力と直流電源の
負極間を抵抗器で分圧し、分圧された電圧と内蔵基準電
圧とを比較する比較手段と、この比較手段に接続され１
次側のホトダイオードの通電制御を行いそれに応動して
２次側を出力するホトカプラとを備えたので、低い電圧
に設定でき、１次側電流制限抵抗の消費電力を下げるこ
とが可能となる。 その結果、１次側電流制限抵抗の損失を大幅に低減でき
る。例えば、Ｖｃｃ＝５Ｖとし、ホトダイオードのオン
ドロップを無視すると、ホトカプラの入力電流を２０ｍ
Ａとすると、１次側電流制限抵抗の損失Ｗは、 Ｗ＝５Ｘ０．０２Ｘ１／２＝５０ｍＷ となり、損失が激減する。そのために、装置を大幅に小
型化できるとともに、発熱が減り、周囲温度も下がり、
信頼性が向上し、価格も安価となる。
負極間を抵抗器で分圧し、分圧された電圧と内蔵基準電
圧とを比較する比較手段と、この比較手段に接続され１
次側のホトダイオードの通電制御を行いそれに応動して
２次側を出力するホトカプラとを備えたので、低い電圧
に設定でき、１次側電流制限抵抗の消費電力を下げるこ
とが可能となる。 その結果、１次側電流制限抵抗の損失を大幅に低減でき
る。例えば、Ｖｃｃ＝５Ｖとし、ホトダイオードのオン
ドロップを無視すると、ホトカプラの入力電流を２０ｍ
Ａとすると、１次側電流制限抵抗の損失Ｗは、 Ｗ＝５Ｘ０．０２Ｘ１／２＝５０ｍＷ となり、損失が激減する。そのために、装置を大幅に小
型化できるとともに、発熱が減り、周囲温度も下がり、
信頼性が向上し、価格も安価となる。
第１図はこの発明によるインバータ装置の出力電圧検出
回路の一実施例を示す概略構成図、第２図〜第４図は従
来のインバータ装置の出力電圧検出回路の概略構成図で
ある。 図において、１，２．３は電圧検出回路、１０１．１０
２，２０１，２０２，３０１，３０２は分圧抵抗、１０
３，２０３．３０３はシャントレギュレータ、１０４，
２０４，３０４は１次側電流制限抵抗、１０５，２０５
，３０５はホトカプラである。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
回路の一実施例を示す概略構成図、第２図〜第４図は従
来のインバータ装置の出力電圧検出回路の概略構成図で
ある。 図において、１，２．３は電圧検出回路、１０１．１０
２，２０１，２０２，３０１，３０２は分圧抵抗、１０
３，２０３．３０３はシャントレギュレータ、１０４，
２０４，３０４は１次側電流制限抵抗、１０５，２０５
，３０５はホトカプラである。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 直流電源をブリッジ接続された電気弁の開閉により可
変電圧、可変周波数の交流に変換するインバータ装置の
出力電圧検出回路において、各相出力と直流電源の負極
間の電圧を分圧する抵抗器と、分圧された電圧と内蔵基
準電圧とを比較し比較結果に基づいて出力する比較手段
と、この比較手段に接続され１次側のホトダイオードの
通電制御を行いそれに応動して２次側を出力するホトカ
プラとを備えてなるインバータ装置の出力電圧検出回路
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63197532A JPH0246176A (ja) | 1988-08-08 | 1988-08-08 | インバータ装置の出力電圧検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63197532A JPH0246176A (ja) | 1988-08-08 | 1988-08-08 | インバータ装置の出力電圧検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0246176A true JPH0246176A (ja) | 1990-02-15 |
Family
ID=16376033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63197532A Pending JPH0246176A (ja) | 1988-08-08 | 1988-08-08 | インバータ装置の出力電圧検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0246176A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0469066A (ja) * | 1990-06-29 | 1992-03-04 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置 |
| CN105629122A (zh) * | 2015-12-24 | 2016-06-01 | 西北工业大学 | 一种三相全桥逆变器的静态故障诊断的电路及诊断方法 |
-
1988
- 1988-08-08 JP JP63197532A patent/JPH0246176A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0469066A (ja) * | 1990-06-29 | 1992-03-04 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置 |
| CN105629122A (zh) * | 2015-12-24 | 2016-06-01 | 西北工业大学 | 一种三相全桥逆变器的静态故障诊断的电路及诊断方法 |
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