JP2005051991A - 電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ｄｃ−ｄｃコンバータにおけるデューティサイクルの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 入力側分圧キャパシタの電圧を所定値にラッチして、パルス幅変調信号のデューティサイクルを対称にする電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデューティサイクルの制御装置を提供する。
【解決手段】 電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータ４において、その主変圧器４２の一次側４２１に並列接続される補助変圧器３１と、その直列接続の分圧キャパシタＣ１，Ｃ２に対して並列接続され、順方向の直列接続となる第１ダイオードＳＤ１および第２ダイオードＳＤ２とを設ける。この際に、前記補助変圧器３１の一次側３１１の無点端を変流器４４における分圧キャパシタＣ１，Ｃ２側の一端に接続し、前記補助変圧器３１の二次側３１２の一端を前記分圧キャパシタＣ１，Ｃ２の間に接続し、他端を前記第１ダイオードと前記第２ダイオードの間に接続する。
【選択図】 図４

Description

本発明は、電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に関し、特に、ハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング信号のデューティサイクルを対称にすることが可能な制御装置に適用して有効な技術に関するものである。

現在、大多数のＤＣ−ＤＣコンバータは、いずれもパルス幅変調（ＰＷＭ）方式を採用しており、この方式は、スイッチの導通時間を変更することにより、導通期間内に出力電圧を所定値に制御ならびに調整するものであり、つまり、パルス幅変調システムにおいて、方形パルスを発生させてスイッチを導通または非導通状態とするとともに、パルス幅を変更することによって、スイッチの導通時間を適切に増加または減少し、出力電圧を安定状態にするものである。また、一般に、フィードバック信号の差異により、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御モードは、主に２種類に分けることができ、電圧モード制御およびピーク値電流モード制御がある。

図１において、従来のハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、その大部分が電圧モード制御を採用しており、その制御回路１０の特徴は、図２に示すように、そのキャリア発生器１１が固定した大きさの三角波を発生し、そして、ハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力回路１２の出力電圧Ｖ₀を誤差増幅器１３のマイナス端に入力するとともに、誤差増幅器１３のプラス端に入力される参考電圧（Ｖ_ref）と比較することによって誤差信号１４を発生し、さらに、比較器１５によって誤差信号１４とキャリア発生器１１の出力する三角波とを比較することで制御信号１６を発生し、この制御信号１６によってＴ型フリップフロップ１７の出力するパルス幅変調信号のデューティサイクル（パルス幅）を制御するものとなっている。

しかし、現在、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する要求は、従来と比べて更に厳格なものとなっているので、電流モード制御が次第に採用されるようになっており、それと電圧モード制御との最大の差異は、パルス幅変調のキャリアが固定された三角波ではなくなり、変圧器の一次側の主回路が得るフィードバック信号となったことであり、その利点は、制御システムの反応速度が速いことであり、電流モード制御が一次側電流のフィードバックを含むので、事前にシステムが入力電圧の変化を制御回路中に入力し、出力信号のデューティサイクルの大きさを変更して、フィード・フォアード機能を達成できるほか、出力側が短絡した時、一次側電流のフィードバック信号が同時に検知するとともに、制御回路がスイッチを制御して瞬時に非導通として、短絡保護の作用を達成する。

だが、ピーク値電流モード制御は、その他の構成、例えば、プッシュプル式構成に適用した場合の動作については問題がないものの、電流モード制御をハーフブリッジ式構成に適用した場合には、一次側スイッチング信号（つまりパルス幅変調信号）の不対称（つまりパルス幅変調信号の電圧レベルが不対称）という問題が発生する。

このため、図３に示すように、Ｕｎｉｔｒｏｄｅ社が１９８８年に提出したハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、主変圧器２１上に補助コイル２２を設け、これと２つのショットキー・ダイオードＳＤ１，ＳＤ２とを組み合わせることによって、電流モード制御のハーフブリッジ式システムにおける入力側の２つの分圧キャパシタＣ_in1，Ｃ_in2が電圧均衡（平均）状態を達成するよう促進して、一次側スイッチの制御信号（つまりパルス幅変調信号）をデューティサイクルが対称（つまり電圧レベルが対称）となるようにする。この方式は、理論上は実行可能であるけれども、実際に行うと下記のような問題が発生する。

１．補助コイル２２が主変圧器２１と同一のコア上に巻き付けられ、しかも補助コイル２２が実際上は変圧器（ＰＴ）に類似する機能であるため、その巻数比は１：１であり、理論上は動作できなければならないが、実際上は充電電流経路を発生させる必要があり、補助コイル２２上の出力電圧が２つの分圧キャパシタＣ_in1，Ｃ_in2のうち大きいほうの電圧に２つのスイッチング素子のうち順方向の導通降圧を加えたもの（つまり補助コイル２２上の出力電圧が主変圧器２１上の降圧）より大きいものでなければならず、そうして初めてショットキー・ダイオードＳＤ１，ＳＤ２のうち１つの順方向降圧（一般に約０．２Ｖ〜０．５Ｖ）を克服することができるので、補助コイル２２の巻数は、主変圧器２１の巻数より少し大きいものでなければならず、しかも主変圧器２１の巻数が１巻よりも多くない場合、補助コイル２２の巻数が非整数であって初めて正確な電圧を得ることができるが、一般に変圧器構成は、通常、整数巻設計であるため、補助コイル２２が期待される効果を発揮することができない。

２．もう１つの問題は、電流フィードバックの取り込み点に問題があり、図３に示すように、電流フィードバック信号Ｉ_fは、主変圧器２１の二次側出力回路２５（詳細な回路は、図１の出力回路１２に示す）の出力電流Ｉ_oが巻数比を反映した電流であるとともに、変流器（ＣＴ）２３を経た後に電流検知器２４により制御回路１０（詳細な回路は図２の通り）中に入力されるが、図３から判るように、電流検知器２４が得る電流フィードバック信号Ｉ_f中には補助コイル２２が反映した電流量を含んでいるため、得られた電流フィードバック信号Ｉ_fは正確なものでなく、システムは期待される機能を達成することができない。

そこで、この発明の目的は、補助変圧器により、電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側分圧キャパシタの電圧を所定値にラッチして、パルス幅変調信号のデューティサイクルを対称にするハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決し、所望の目的を達成するために、この発明にかかる電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデューティサイクルの制御装置は、前記ハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータが、入力回路および主変圧器を含み、そのうち、前記入力回路が、２つの直列接続のキャパシタとなるアッパーアーム・キャパシタならびにローアーアーム・キャパシタと、前記２つの直列接続のキャパシタと並列に接続され、２つの直列接続のスイッチング素子となる第１スイッチング素子および第２スイッチング素子とを含み、前記主変圧器の一次側の有点端が前記２つの直列接続のスイッチング素子の間に接続され、その無点端が電流検出回路を介して前記２つの直列接続のキャパシタの間に接続されるものであって、前記制御装置が、前記２つの直列接続のキャパシタと並列に接続され、２つの直列接続のダイオードとなる第１ダイオードならびに第２ダイオードと、その一次側が前記主変圧器の一次側と並列に接続され、かつ前記一次側の無点端が前記２つの直列接続のキャパシタの間に連結する前記電流検出回路の一端に対して接続され、その二次側の一端が前記２つの直列接続のキャパシタの間に接続され、他端が前記２つの直列接続のダイオードの間に接続される補助変圧器とを含むものから構成される。これにより前記２つの直列接続のキャパシタの電圧が、それぞれ所定値にラッチされ、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のスイッチング信号が、対称なデューティサイクルを有するものとなる。

上記構成により、この発明にかかる電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデューティサイクルの制御装置は、補助変圧器によりハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側分圧キャパシタの電圧を所定値にラッチして、パルス幅変調信号のデューティサイクルを対称にすることができ、正確な電流フィードバック信号を得ることができる。従って、産業上の利用価値が高い。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

図４は、本発明にかかる電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるデューティサイクルの制御装置３を示しており、図４のハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、図３および図２に示したものと同様に、スイッチング回路４１と、主変圧器４２と、出力回路４３とを含むものとなっている。スイッチング回路４１は、２つの直列接続の分圧キャパシタＣ１，Ｃ２（以下、アッパーアーム・キャパシタＣ１およびローアーアーム・キャパシタＣ２とも呼ぶ）と、２つの直列接続の分圧キャパシタＣ１，Ｃ２に対して並列に接続され、それぞれ直列に接続される第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２と、２つの直列接続の分圧キャパシタＣ１，Ｃ２に対して並列に印加される入力電圧Ｖ_inとを含む。主変圧器４２の一次側４２１有点端（図中の「●」印）は、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２の間に接続され、その無点端は、変流器４４の一次側を経て分圧キャパシタＣ１，Ｃ２の間に接続され、その二次側４２２は、出力回路４３に接続される。また、ハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータ４の電流モード制御方式は、従来技術（図３）で示したように、変流器４４の二次側が電流検知器４５に接続され、主変圧器４２の二次側４２２の電流フィードバック信号を検知するとともに、電流フィードバック信号を制御回路４６（その詳細な回路は図２に示す通り）中に入力し、制御回路４６中のキャリア発生器が固定されない三角波を発生するように変更して、スイッチング信号（つまりパルス幅変調信号）のデューティサイクル（つまりパルス幅）を制御する。

この実施例の制御装置３は、分圧キャパシタＣ１，Ｃ２と並列に接続され、入力電圧Ｖｉｎに対して逆方向となるようにそれぞれ直列に接続された第１ダイオードＳＤ１および第２ダイオードＳＤ２（この実施例では、いずれもショットキー・ダイオード）と、その一次側３１１が主変圧器４２の一次側４２１と並列に接続され、かつその一次側３１１の無点端が変流器４４における分圧キャパシタＣ１，Ｃ２に連結する一端に接続され、その二次側３１２の一端が分圧キャパシタＣ１，Ｃ２の間に接続され、他端が第１ダイオードＳＤ１と第２ダイオードＳＤ２の間に接続された補助変圧器３１とを含む。このようにして、補助変圧器３１のコイル巻数を非整数比、例えば６：７に調整することができ、補助変圧器３１の二次側３１２上の出力電圧を、その一次側３１１の降圧（つまり２つの分圧キャパシタＣ１，Ｃ２のうちの大きい方の電圧に２つの第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２のいずれかの順方向導通降圧を加えたもの）より大きいものとする。さらに、補助変圧器３１の一次側３１１の無点端が変流器４４における分圧キャパシタＣ１，Ｃ２側の一端に接続され、図３のように主変圧器４２および変流器４４の間に接続されていないので、フィードバック電流信号を主変圧器４２の二次側４２２から巻数比を反映した電流量とすることができ、補助変圧器３１のコイルの影響を受けることがない。

これにより、入力電圧Ｖ_inが分圧キャパシタＣ１，Ｃ２に対して充電を開始する時、アッパーアーム・キャパシタＣ１の電圧Ｅ_in1が１／２Ｖ_inより大きくなった場合、補助変圧器３１の一次側３１１コイルと主変圧器４２の一次側４２１コイルとが並列接続となっているので、補助変圧器３１の二次側３１２コイル上で一次側３１１の降圧（つまりアッパーアーム・キャパシタＣ１の電圧Ｅ_in1に第１スイッチング素子Ｑ１の順方向降圧を加えたもの）を即座に検知し、かつ、この時、ローアーアーム・キャパシタＣ２の電圧Ｅ_in2が１／２Ｖ_inおよび補助変圧器３１の二次側３１２コイルの電圧（つまりアッパーアーム・キャパシタＣ１の電圧Ｅ_in1に第１スイッチング素子Ｑ１の順方向降圧を加えたもの）より小さくなるため、補助変圧器３１の二次側コイルの電圧が第２ダイオードＳＤ２上の順方向降圧（一般に約０．２Ｖ〜０．５Ｖ）を克服するとともに、第２ダイオードＳＤ２のローアーアーム・キャパシタＣ２に対する充電により、アッパーアーム・キャパシタＣ１およびローアーアーム・キャパシタＣ２に電圧均等を達成させて、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング信号（つまりパルス幅変調信号）が対称なデューティサイクル（つまり電圧レベル対称）を有するよう促進する。

以上の説明から分かるように、この発明は、補助コイルを主変圧器４２から独立させて、別に補助変圧器３１を設置し、補助変圧器３１のコイル巻数を非整数比に調整できるようにすることで、補助変圧器３１の二次側３１２コイル上の出力電圧が一次側３１１の降圧（つまり２つの分圧キャパシタＣ１，Ｃ２のうちの大きい方の電圧に２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれかの順方向降圧を加えたもの）より大きいものとすることができ、これにより２つのダイオードＳＤ１，ＳＤ２のいずれかの順方向電圧を克服することができる。そのうえ、補助変圧器３１の一次側３１１と主変圧器４２の一次側４２１とが並列であり、一次側３１１の無点端が変流器４４における分圧キャパシタＣ１，Ｃ２側の一端に接続され、主変圧器４２と変流器４４の間に接続されていないので、主変圧器４２の電流フィードバック信号は、補助変圧器３１の影響を受けることなく、主変圧器４２の二次側４２２から巻数比を反映した電流量とすることができる。また、補助変圧器３１の二次側３１２の両端がそれぞれキャパシタＣ１，Ｃ２間ならびにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２間に接続されることにより、アッパーアーム・キャパシタＣ１およびローアーアーム・キャパシタＣ２の電圧を所定値にラッチし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング信号を対称なデューティサイクル（つまり電圧レベルが対称）とする機能効果を達成することができる。

以上のごとく、この発明を好適な実施例により開示したが、もとより、この発明を限定するためのものではなく、当業者であれば容易に理解できるように、この発明の技術思想の範囲内において、適当な変更ならびに修正が当然なされうるものであるから、その特許権保護の範囲は、特許請求の範囲および、それと均等な領域を基準として定めなければならない。

従来のハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 図１のハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路を示す回路構成図である。 従来の電流モード制御のハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 この発明にかかる電流モード制御のハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータのデューティサイクルの制御装置を示す回路構成図である。

符号の説明

３ 制御装置
３１ 補助変圧器
３１１ 一次側
３１２ 二次側
４ ハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータ
４１ スイッチング回路
４２ 主変圧器
４３ 出力回路
４４ 変流器
４６ 制御回路
４２１ 一次側
４２２ 二次側
Ｖ_in 入力電圧
ＳＤ１ 第１ダイオード
ＳＤ２ 第２ダイオード
Ｃ１ アッパーアーム・キャパシタ
Ｃ２ ローアーアーム・キャパシタ
Ｑ１ 第１スイッチング素子
Ｑ２ 第２スイッチング素子
Ｖ_o 出力電圧

Claims (4)

1. 電流制御されるハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電源装置であって、
   前記ハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータが、入力回路および主変圧器を含み、
   前記入力回路が、
   ２つの直列接続のキャパシタとなるアッパーアーム・キャパシタならびにローアーアーム・キャパシタと、
   ２つの直列接続のスイッチング素子となり、前記２つの直列接続のキャパシタと並列に接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子とを含み、
   前記主変圧器の一次側の有点端が、前記２つの直列接続のスイッチング素子の間に接続され、
   前記主変圧器の一次側の無点端が、電流検出回路を介して前記２つの直列接続のキャパシタの間に接続されるものであって；
   前記電源装置は、
   ２つの順方向直列接続のダイオードとなり、前記２つの直列接続のキャパシタと並列に接続された第１ダイオードならびに第２ダイオードと、
   一次側と二次側を備えた補助変圧器とを含み、
   前記補助変圧器の一次側は、前記主変圧器の一次側と並列に接続され、なおかつ前記補助変圧器の一次側の無点端は、前記電流検出回路における前記２つ直列接続のキャパシタ側の一端に接続され、
   前記補助変圧器の二次側の一端は、前記２つの直列接続のキャパシタの間に接続され、他端は、前記２つの順方向直列接続のダイオードの間に接続されることを特徴とする電流制御されるハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電源装置。
2. 前記２つの順方向直列接続のダイオードに対して、並列かつ前記２つの順方向直列接続のダイオードが逆方向電圧となるように入力電圧が印加され、前記入力電圧が前記２つの直列接続のキャパシタを充電して、前記アッパーアーム・キャパシタの電圧が前記入力電圧の１／２より大きくなった際、
   前記補助変圧器の二次側のコイルが前記アッパーアーム・キャパシタの電圧を検出し、前記ローアーアーム・キャパシタの電圧が前記入力電圧の１／２より小さければ、前記補助変圧器の二次側のコイルが前記第２ダイオードを介して前記ローアーアーム・キャパシタを充電し、これによって、前記アッパーアーム・キャパシタおよび前記ローアーアーム・キャパシタの電圧を均等なものとし、前記２つの直列接続のスイッチング素子によるスイッチング信号が対称なデューティサイクルとなるように促すものであることを特徴とする請求項１記載の電流制御されるハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電源装置。
3. 前記補助変圧器の二次側のコイルが発生する電圧は、前記補助変圧器の一次側のコイルの電圧よりも大きく、前記アッパーアーム・キャパシタおよび前記ローアーアーム・キャパシタのいずれか大きい方の電圧に前記２つの直列接続のスイッチング素子のいずれかにおける順方向の導通電圧を加えたものより大きいことを特徴とする請求項１記載の電流制御されるハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電源装置。
4. 前記２つの順方向直列接続のダイオードは、ショットキー・ダイオードであることを特徴とする請求項１記載の電流制御されるハーフブリッジ式ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電源装置。

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