JPH0564461A - ハーフブリツジ形電力変換回路 - Google Patents
ハーフブリツジ形電力変換回路Info
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- JPH0564461A JPH0564461A JP3245261A JP24526191A JPH0564461A JP H0564461 A JPH0564461 A JP H0564461A JP 3245261 A JP3245261 A JP 3245261A JP 24526191 A JP24526191 A JP 24526191A JP H0564461 A JPH0564461 A JP H0564461A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ハーフブリッジ形電力変換回路において、直
列コンデンサの電圧アンバランスを分圧抵抗を用いずに
抑制し、前記抵抗による変換効率の低下、発熱を防ぐ。 【構成】 直流電源１の両端にコンデンサ２，３の直列
回路と半導体スイッチ４，５の直列回路とを接続する。
コンデンサ２，３の直列接続点ｂと半導体スイッチ４，
５の直列接続点ａとの間に負荷７を接続し、ダイオード
１１，１２の直列回路をコンデンサ２，３の直列回路の
両端に接続する。直列接続点ａ，ｂとダイオード１１，
１２の直列接続点との間に変圧器１０の一次、二次巻線
を接続する。半導体スイッチ４のオンによりコンデンサ
２から３へ、半導体スイッチ５のオンによりコンデンサ
３から２へ電力を伝え、電圧Ｅ1，Ｅ2を等しくする。
列コンデンサの電圧アンバランスを分圧抵抗を用いずに
抑制し、前記抵抗による変換効率の低下、発熱を防ぐ。 【構成】 直流電源１の両端にコンデンサ２，３の直列
回路と半導体スイッチ４，５の直列回路とを接続する。
コンデンサ２，３の直列接続点ｂと半導体スイッチ４，
５の直列接続点ａとの間に負荷７を接続し、ダイオード
１１，１２の直列回路をコンデンサ２，３の直列回路の
両端に接続する。直列接続点ａ，ｂとダイオード１１，
１２の直列接続点との間に変圧器１０の一次、二次巻線
を接続する。半導体スイッチ４のオンによりコンデンサ
２から３へ、半導体スイッチ５のオンによりコンデンサ
３から２へ電力を伝え、電圧Ｅ1，Ｅ2を等しくする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ハーフブリッジ形電力
変換回路に関し、詳しくは、直流側電源電圧を分圧する
直列コンデンサの電圧アンバランスを補正するようにし
た電力変換回路に関する。
変換回路に関し、詳しくは、直流側電源電圧を分圧する
直列コンデンサの電圧アンバランスを補正するようにし
た電力変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】ハーフ
ブリッジ形電力変換回路は、例えば「半導体電力変換回
路」第２版第２９７頁等に記載されているように、比較
的簡単な回路構成によりインバータやコンバータを実現
できるものとしてよく知られている。図６は第１の従来
技術としてのハーフブリッジ形インバータを示してい
る。図において、１は直流側電源であり、その両端には
コンデンサ２，３の直列回路が接続されている。４，５
はトランジスタ等の１または複数の半導体素子により構
成され、順方向電流の導通及び遮断を制御端子により制
御し、かつ、逆方向電流は制御端子に無関係に導通させ
る半導体スイッチであり、これらの半導体スイッチ４，
５の直列回路が前記コンデンサ２，３の直列回路の両端
に接続されている。また、各コンデンサ２，３には値の
等しい抵抗５１，５２が各々並列に接続され、半導体ス
イッチ４，５の直列接続点ａとコンデンサ２，３の直列
接続点ｂとの間に負荷７が接続されてインバータが構成
される。
ブリッジ形電力変換回路は、例えば「半導体電力変換回
路」第２版第２９７頁等に記載されているように、比較
的簡単な回路構成によりインバータやコンバータを実現
できるものとしてよく知られている。図６は第１の従来
技術としてのハーフブリッジ形インバータを示してい
る。図において、１は直流側電源であり、その両端には
コンデンサ２，３の直列回路が接続されている。４，５
はトランジスタ等の１または複数の半導体素子により構
成され、順方向電流の導通及び遮断を制御端子により制
御し、かつ、逆方向電流は制御端子に無関係に導通させ
る半導体スイッチであり、これらの半導体スイッチ４，
５の直列回路が前記コンデンサ２，３の直列回路の両端
に接続されている。また、各コンデンサ２，３には値の
等しい抵抗５１，５２が各々並列に接続され、半導体ス
イッチ４，５の直列接続点ａとコンデンサ２，３の直列
接続点ｂとの間に負荷７が接続されてインバータが構成
される。
【０００３】いま、コンデンサ２の両端電圧をＥ1、コ
ンデンサ３の両端電圧をＥ2とすると、半導体スイッチ
４がオンのときにはａ，ｂ間電圧ＶtはＥ1に等しく、ま
た、半導体スイッチ５がオンのときにはａ，ｂ間電圧Ｖ
tは−Ｅ2に等しい。従って、半導体スイッチ４，５を交
互にオンさせることにより、負荷７には交流電圧が印加
される。
ンデンサ３の両端電圧をＥ2とすると、半導体スイッチ
４がオンのときにはａ，ｂ間電圧ＶtはＥ1に等しく、ま
た、半導体スイッチ５がオンのときにはａ，ｂ間電圧Ｖ
tは−Ｅ2に等しい。従って、半導体スイッチ４，５を交
互にオンさせることにより、負荷７には交流電圧が印加
される。
【０００４】一般にこの種の回路では、Ｅ1＝Ｅ2である
ことが必要であるが、各コンデンサ２，３の漏れ電流の
差や半導体スイッチ４，５の特性の差及びオンオフの制
御誤差、更には負荷７の特性による電圧の正負非対称等
により、コンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2にはアンバランスが生
じる。直流電源１により、Ｅ1＋Ｅ2の値は一定に保たれ
ているので、Ｅ1，Ｅ2にアンバランスが生じれば一方は
規定値よりも高い値、他方は規定値よりも低い値とな
る。この場合、電圧の高い方ではコンデンサの過電圧破
壊の危険が生じ、低い方では負荷７の両端電圧Ｖtを所
定の値に保つことが不可能になるといった問題を生じ
る。
ことが必要であるが、各コンデンサ２，３の漏れ電流の
差や半導体スイッチ４，５の特性の差及びオンオフの制
御誤差、更には負荷７の特性による電圧の正負非対称等
により、コンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2にはアンバランスが生
じる。直流電源１により、Ｅ1＋Ｅ2の値は一定に保たれ
ているので、Ｅ1，Ｅ2にアンバランスが生じれば一方は
規定値よりも高い値、他方は規定値よりも低い値とな
る。この場合、電圧の高い方ではコンデンサの過電圧破
壊の危険が生じ、低い方では負荷７の両端電圧Ｖtを所
定の値に保つことが不可能になるといった問題を生じ
る。
【０００５】このため、前述したように各コンデンサ
２，３に値の等しい抵抗５１，５２をそれぞれ並列接続
し、抵抗分圧によりＥ1，Ｅ2が等しくなるように調整し
ている。しかしながら、この方法によると、アンバラン
ス補正効果を十分なものにするためには抵抗５１，５２
を流れる電流を大きくする必要があるため、抵抗におけ
る損失増加に伴う変換回路の効率低下、更には抵抗によ
る発熱増加等の不都合を生じていた。
２，３に値の等しい抵抗５１，５２をそれぞれ並列接続
し、抵抗分圧によりＥ1，Ｅ2が等しくなるように調整し
ている。しかしながら、この方法によると、アンバラン
ス補正効果を十分なものにするためには抵抗５１，５２
を流れる電流を大きくする必要があるため、抵抗におけ
る損失増加に伴う変換回路の効率低下、更には抵抗によ
る発熱増加等の不都合を生じていた。
【０００６】次に、図７は第２の従来技術としてのハー
フブリッジ形インバータであり、回路構成としては、点
ａと負荷７との間にリアクトル６を挿入したことを除け
ば図６と同一である。なお、リアクトル６は負荷７の種
類によっては省略することができる。この回路でも、図
６の場合と同様に半導体スイッチ４，５を交互にオンさ
せるが、その際に各半導体スイッチ４，５がオンしてい
る時間の比率を図８に示すように制御する、いわゆるＰ
ＷＭ制御を行なうことにより、出力交流電圧波形Ｖ0を
スイッチング周波数よりも低い周波数の任意の波形、例
えば正弦波とすることができるのは周知の事実である。
しかるに、この例においても、コンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2
のアンバランス補正のために抵抗５１，５２を用いてお
り、図６の例と同様の欠点を有していた。
フブリッジ形インバータであり、回路構成としては、点
ａと負荷７との間にリアクトル６を挿入したことを除け
ば図６と同一である。なお、リアクトル６は負荷７の種
類によっては省略することができる。この回路でも、図
６の場合と同様に半導体スイッチ４，５を交互にオンさ
せるが、その際に各半導体スイッチ４，５がオンしてい
る時間の比率を図８に示すように制御する、いわゆるＰ
ＷＭ制御を行なうことにより、出力交流電圧波形Ｖ0を
スイッチング周波数よりも低い周波数の任意の波形、例
えば正弦波とすることができるのは周知の事実である。
しかるに、この例においても、コンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2
のアンバランス補正のために抵抗５１，５２を用いてお
り、図６の例と同様の欠点を有していた。
【０００７】図９は、第３の従来技術としての電力変換
回路であり、直流電源１の両端にはコンデンサ２，３の
直列回路が接続され、この直列回路の両端には負荷７が
接続されていると共に、各コンデンサ２，３には前記同
様にアンバランス補正用の抵抗５１，５２が各々接続さ
れている。なお、この回路は、負荷７に直流電圧を供給
するに当たり、コンデンサ２，３の平滑作用により波形
整形を行なう一種の直流−直流変換回路である。ここ
で、コンデンサ２，３を直列接続する目的は、直流電源
電圧よりも耐圧の低いコンデンサを使用するためであ
る。そして、この回路においても、上記各従来技術と同
様に抵抗５１，５２を有するため、図６、図７の例と同
様の欠点を有していた。
回路であり、直流電源１の両端にはコンデンサ２，３の
直列回路が接続され、この直列回路の両端には負荷７が
接続されていると共に、各コンデンサ２，３には前記同
様にアンバランス補正用の抵抗５１，５２が各々接続さ
れている。なお、この回路は、負荷７に直流電圧を供給
するに当たり、コンデンサ２，３の平滑作用により波形
整形を行なう一種の直流−直流変換回路である。ここ
で、コンデンサ２，３を直列接続する目的は、直流電源
電圧よりも耐圧の低いコンデンサを使用するためであ
る。そして、この回路においても、上記各従来技術と同
様に抵抗５１，５２を有するため、図６、図７の例と同
様の欠点を有していた。
【０００８】図１０は第４の従来技術としてのハーフブ
リッジ形コンバータである。図において、半導体スイッ
チ４，５の直列回路、コンデンサ２，３の直列回路、電
圧アンバランス補正用抵抗５１，５２の直列回路、直流
電源１及び負荷７がすべて並列に接続され、交流電源８
とリアクトル９との直列回路の両端が半導体スイッチ
４，５の直列接続点ａと、コンデンサ２，３の直列接続
点ｂ（抵抗５１，５２の直列接続点）との間に接続され
てコンバータが構成されている。
リッジ形コンバータである。図において、半導体スイッ
チ４，５の直列回路、コンデンサ２，３の直列回路、電
圧アンバランス補正用抵抗５１，５２の直列回路、直流
電源１及び負荷７がすべて並列に接続され、交流電源８
とリアクトル９との直列回路の両端が半導体スイッチ
４，５の直列接続点ａと、コンデンサ２，３の直列接続
点ｂ（抵抗５１，５２の直列接続点）との間に接続され
てコンバータが構成されている。
【０００９】電源の健全時であって交流電源８からの入
力があるときには、半導体スイッチ４，５のスイッチン
グ動作により交流電力を直流電力に変換し、コンデンサ
２，３を介して負荷７に供給する。また、停電により交
流電源８からの入力がないときには、直流電源１から電
力が供給される。従って、この回路では、交流電源８か
らの入力の有無に関わらず、負荷７に対して常に給電が
可能ないわゆる無停電電源装置として機能する。
力があるときには、半導体スイッチ４，５のスイッチン
グ動作により交流電力を直流電力に変換し、コンデンサ
２，３を介して負荷７に供給する。また、停電により交
流電源８からの入力がないときには、直流電源１から電
力が供給される。従って、この回路では、交流電源８か
らの入力の有無に関わらず、負荷７に対して常に給電が
可能ないわゆる無停電電源装置として機能する。
【００１０】ここで、交流電源８から電力を供給する
際、その電圧が正の場合にはコンデンサ２に、また、交
流電源電圧が負の場合にはコンデンサ３に電力が供給さ
れ、それぞれの電圧はコンバータのスイッチング動作に
より個別に制御可能であるため、コンデンサ電圧Ｅ1，
Ｅ2のアンバランスは容易に抑制することができる。し
かしながら、直流電源１によって電力を供給する場合に
は、各コンデンサ２，３に供給される電力を個別に制御
することができないため、電圧アンバランスを生じる。
このため、先の各従来技術と同様にアンバランス補正用
の抵抗５１，５２が設けられており、これによって前記
同様の種々の欠点を生じていた。
際、その電圧が正の場合にはコンデンサ２に、また、交
流電源電圧が負の場合にはコンデンサ３に電力が供給さ
れ、それぞれの電圧はコンバータのスイッチング動作に
より個別に制御可能であるため、コンデンサ電圧Ｅ1，
Ｅ2のアンバランスは容易に抑制することができる。し
かしながら、直流電源１によって電力を供給する場合に
は、各コンデンサ２，３に供給される電力を個別に制御
することができないため、電圧アンバランスを生じる。
このため、先の各従来技術と同様にアンバランス補正用
の抵抗５１，５２が設けられており、これによって前記
同様の種々の欠点を生じていた。
【００１１】本発明は、上記問題点を解決するためにな
されたもので、その目的とするところは、電圧アンバラ
ンス補正用抵抗を不要にしてこの抵抗による変換回路の
効率の低下、発熱の増加を防止し、直列コンデンサの電
圧バランスを正確に保つようにしたハーフブリッジ形電
力変換回路を提供することにある。
されたもので、その目的とするところは、電圧アンバラ
ンス補正用抵抗を不要にしてこの抵抗による変換回路の
効率の低下、発熱の増加を防止し、直列コンデンサの電
圧バランスを正確に保つようにしたハーフブリッジ形電
力変換回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１の発明は、直流電源の両端に、第１及び第２の
コンデンサの直列回路と、順逆双方向に導通可能な第１
及び第２の半導体スイッチの直列回路とが接続されると
共に、第１及び第２のコンデンサの直列接続点と、第１
及び第２の半導体スイッチの直列接続点との間に負荷が
接続され、第１及び第２の半導体スイッチを交互にオン
させて直流電源電圧を交流電圧に変換して負荷に供給す
るインバータとしてのハーフブリッジ形電力変換回路に
おいて、第１及び第２のダイオードの直列回路が第１及
び第２のコンデンサの直列回路の両端に接続され、第１
及び第２の半導体スイッチの直列接続点と第１及び第２
のコンデンサの直列接続点との間に変圧器の一次巻線が
接続され、かつ、第１及び第２のダイオードの直列接続
点と第１及び第２のコンデンサの直列接続点との間に前
記変圧器の二次巻線が接続され、第１の半導体スイッチ
のオン時に第１のコンデンサから前記変圧器を介して第
２のコンデンサに電力を供給し、第２の半導体スイッチ
のオン時に第２のコンデンサから前記変圧器を介して第
１のコンデンサに電力を供給するものである。
め、第１の発明は、直流電源の両端に、第１及び第２の
コンデンサの直列回路と、順逆双方向に導通可能な第１
及び第２の半導体スイッチの直列回路とが接続されると
共に、第１及び第２のコンデンサの直列接続点と、第１
及び第２の半導体スイッチの直列接続点との間に負荷が
接続され、第１及び第２の半導体スイッチを交互にオン
させて直流電源電圧を交流電圧に変換して負荷に供給す
るインバータとしてのハーフブリッジ形電力変換回路に
おいて、第１及び第２のダイオードの直列回路が第１及
び第２のコンデンサの直列回路の両端に接続され、第１
及び第２の半導体スイッチの直列接続点と第１及び第２
のコンデンサの直列接続点との間に変圧器の一次巻線が
接続され、かつ、第１及び第２のダイオードの直列接続
点と第１及び第２のコンデンサの直列接続点との間に前
記変圧器の二次巻線が接続され、第１の半導体スイッチ
のオン時に第１のコンデンサから前記変圧器を介して第
２のコンデンサに電力を供給し、第２の半導体スイッチ
のオン時に第２のコンデンサから前記変圧器を介して第
１のコンデンサに電力を供給するものである。
【００１３】第２の発明は、第１の発明にかかるハーフ
ブリッジ形電力変換回路が、第１及び第２の半導体スイ
ッチのオン、オフの時間比率を制御することにより、そ
のスイッチング周波数よりも基本波成分周波数が低い交
流電圧を出力するＰＷＭインバータである場合におい
て、第１及び第２の半導体スイッチの直列接続点と変圧
器の一次巻線の一端との間に、第３のコンデンサを接続
したものである。
ブリッジ形電力変換回路が、第１及び第２の半導体スイ
ッチのオン、オフの時間比率を制御することにより、そ
のスイッチング周波数よりも基本波成分周波数が低い交
流電圧を出力するＰＷＭインバータである場合におい
て、第１及び第２の半導体スイッチの直列接続点と変圧
器の一次巻線の一端との間に、第３のコンデンサを接続
したものである。
【００１４】第３の発明は、直流電源の両端に、第１及
び第２のコンデンサの直列回路と、順逆双方向に導通可
能な第１及び第２の半導体スイッチの直列回路とが接続
され、第１及び第２のコンデンサの直列回路の両端に負
荷が接続され、かつ、第１及び第２の半導体スイッチの
直列接続点と第１及び第２のコンデンサの直列接続点と
の間にリアクトルが接続され、第１及び第２のコンデン
サの電圧に応じて第１及び第２の半導体スイッチをスイ
ッチング動作させ、一方のコンデンサの電力をリアクト
ルを介して他方のコンデンサに伝達するものである。
び第２のコンデンサの直列回路と、順逆双方向に導通可
能な第１及び第２の半導体スイッチの直列回路とが接続
され、第１及び第２のコンデンサの直列回路の両端に負
荷が接続され、かつ、第１及び第２の半導体スイッチの
直列接続点と第１及び第２のコンデンサの直列接続点と
の間にリアクトルが接続され、第１及び第２のコンデン
サの電圧に応じて第１及び第２の半導体スイッチをスイ
ッチング動作させ、一方のコンデンサの電力をリアクト
ルを介して他方のコンデンサに伝達するものである。
【００１５】第４の発明は、直流電源の両端に、第１及
び第２のコンデンサの直列回路と、順逆双方向に導通可
能な第１及び第２の半導体スイッチの直列回路とが接続
されると共に、第１及び第２のコンデンサの直列回路の
両端に負荷が接続され、かつ、第１及び第２の半導体ス
イッチの直列接続点と、第１及び第２のコンデンサの直
列接続点との間に、リアクトルと、切換スイッチを介し
て除去可能に接続された交流電源との直列回路が接続さ
れ、交流電源の健全時には、第１及び第２の半導体スイ
ッチを交互にオンさせて交流電源電圧を直流電圧に変換
し、第１及び第２のコンデンサを介して負荷に供給する
と共に、交流電源の停電時には、切換スイッチを動作さ
せて交流電源を回路から除去し、前記直流電源から負荷
に電力を供給するコンバータとしてのハーフブリッジ形
電力変換回路において、交流電源の停電時に、第１及び
第２のコンデンサの電圧に応じて第１及び第２の半導体
スイッチをスイッチング動作させ、一方のコンデンサの
電力をリアクトルを介して他方のコンデンサに伝達する
ものである。
び第２のコンデンサの直列回路と、順逆双方向に導通可
能な第１及び第２の半導体スイッチの直列回路とが接続
されると共に、第１及び第２のコンデンサの直列回路の
両端に負荷が接続され、かつ、第１及び第２の半導体ス
イッチの直列接続点と、第１及び第２のコンデンサの直
列接続点との間に、リアクトルと、切換スイッチを介し
て除去可能に接続された交流電源との直列回路が接続さ
れ、交流電源の健全時には、第１及び第２の半導体スイ
ッチを交互にオンさせて交流電源電圧を直流電圧に変換
し、第１及び第２のコンデンサを介して負荷に供給する
と共に、交流電源の停電時には、切換スイッチを動作さ
せて交流電源を回路から除去し、前記直流電源から負荷
に電力を供給するコンバータとしてのハーフブリッジ形
電力変換回路において、交流電源の停電時に、第１及び
第２のコンデンサの電圧に応じて第１及び第２の半導体
スイッチをスイッチング動作させ、一方のコンデンサの
電力をリアクトルを介して他方のコンデンサに伝達する
ものである。
【００１６】
【作用】第１の発明によれば、ハーフブリッジ形インバ
ータにおいて、半導体スイッチの動作により、直列コン
デンサのうち電圧の高い方のコンデンサから低い方のコ
ンデンサに変圧器を介して電力が伝達され、両コンデン
サの電圧が等しくなる。
ータにおいて、半導体スイッチの動作により、直列コン
デンサのうち電圧の高い方のコンデンサから低い方のコ
ンデンサに変圧器を介して電力が伝達され、両コンデン
サの電圧が等しくなる。
【００１７】第２の発明によれば、上記ハーフブリッジ
形インバータがＰＷＭインバータである場合において、
半導体スイッチの直列接続点と変圧器の一次巻線の一端
との間に接続したコンデンサが電圧の低周波成分を遮断
するため、変圧器としては高周波仕様の小形のものが使
用可能となる。
形インバータがＰＷＭインバータである場合において、
半導体スイッチの直列接続点と変圧器の一次巻線の一端
との間に接続したコンデンサが電圧の低周波成分を遮断
するため、変圧器としては高周波仕様の小形のものが使
用可能となる。
【００１８】第３の発明によれば、直流電源電圧をコン
デンサにより平滑して負荷に供給する直流−直流変換回
路において、半導体スイッチのスイッチング動作によ
り、直列コンデンサのうち電圧の高い方のコンデンサか
ら低い方のコンデンサにリアクトルを介して電力が伝達
され、両コンデンサの電圧が等しくなる。
デンサにより平滑して負荷に供給する直流−直流変換回
路において、半導体スイッチのスイッチング動作によ
り、直列コンデンサのうち電圧の高い方のコンデンサか
ら低い方のコンデンサにリアクトルを介して電力が伝達
され、両コンデンサの電圧が等しくなる。
【００１９】第４の発明によれば、交流電源の停電時に
直流電源により負荷に給電可能なハーフブリッジ形コン
バータにおいて、直流電源による給電時に、半導体スイ
ッチのスイッチング動作により、直列コンデンサのうち
電圧の高い方のコンデンサから低い方のコンデンサにリ
アクトルを介して電力が伝達され、両コンデンサの電圧
が等しくなる。
直流電源により負荷に給電可能なハーフブリッジ形コン
バータにおいて、直流電源による給電時に、半導体スイ
ッチのスイッチング動作により、直列コンデンサのうち
電圧の高い方のコンデンサから低い方のコンデンサにリ
アクトルを介して電力が伝達され、両コンデンサの電圧
が等しくなる。
【００２０】
【実施例】以下、図に沿って各発明の実施例を説明す
る。図１は第１の発明の一実施例を示すハーフブリッジ
形インバータの回路図であり、図６と同一の構成要素に
は同一の符号を付して詳述を省略する。図１において、
１０は変圧比が１：１の変圧器であり、その一次巻線の
一方の端子ｔ1は点ａに、また、他方の端子ｔ2は点ｂに
接続されている。また、ダイオード１１，１２が直列に
接続され、ダイオード１１のカソードは直流電源１の正
極に、ダイオード１２のアノードは直流電源１の負極に
それぞれ接続されると共に、変圧器１０の二次巻線の一
方の端子ｔ4はダイオード１１のアノードに、また、他
方の端子ｔ3（ｔ2と共通）は点ｂに接続されている。な
お、変圧器１０の極性は図示のとおりとする。
る。図１は第１の発明の一実施例を示すハーフブリッジ
形インバータの回路図であり、図６と同一の構成要素に
は同一の符号を付して詳述を省略する。図１において、
１０は変圧比が１：１の変圧器であり、その一次巻線の
一方の端子ｔ1は点ａに、また、他方の端子ｔ2は点ｂに
接続されている。また、ダイオード１１，１２が直列に
接続され、ダイオード１１のカソードは直流電源１の正
極に、ダイオード１２のアノードは直流電源１の負極に
それぞれ接続されると共に、変圧器１０の二次巻線の一
方の端子ｔ4はダイオード１１のアノードに、また、他
方の端子ｔ3（ｔ2と共通）は点ｂに接続されている。な
お、変圧器１０の極性は図示のとおりとする。
【００２１】次に、この実施例における直列コンデンサ
の電圧をバランスさせる動作を説明する。いま、コンデ
ンサ２の電圧Ｅ1とコンデンサ３の電圧Ｅ2との関係が、
Ｅ1＜Ｅ2であるとする。半導体スイッチ５がオンすると
変圧器の一次巻線には図示する極性でＥ2に等しい電圧
が印加される。変圧器１０の変圧比が１：１であるた
め、二次巻線の両端にも電圧Ｅ2が発生する。このと
き、コンデンサ３→点ｂ→端子ｔ2→端子ｔ1→点ａ→半
導体スイッチ５→コンデンサ３の経路で電流Ｉb1が流
れ、また、端子ｔ4→ダイオード１１→コンデンサ２→
端子ｔ3の経路で電流Ｉb2が流れる。これにより、コン
デンサ３から変圧器１０を介してコンデンサ２に電力が
供給される。
の電圧をバランスさせる動作を説明する。いま、コンデ
ンサ２の電圧Ｅ1とコンデンサ３の電圧Ｅ2との関係が、
Ｅ1＜Ｅ2であるとする。半導体スイッチ５がオンすると
変圧器の一次巻線には図示する極性でＥ2に等しい電圧
が印加される。変圧器１０の変圧比が１：１であるた
め、二次巻線の両端にも電圧Ｅ2が発生する。このと
き、コンデンサ３→点ｂ→端子ｔ2→端子ｔ1→点ａ→半
導体スイッチ５→コンデンサ３の経路で電流Ｉb1が流
れ、また、端子ｔ4→ダイオード１１→コンデンサ２→
端子ｔ3の経路で電流Ｉb2が流れる。これにより、コン
デンサ３から変圧器１０を介してコンデンサ２に電力が
供給される。
【００２２】Ｅ1＞Ｅ2のときには、他方の半導体スイッ
チ４がオンしたときに同様の原理によりコンデンサ２か
ら変圧器１０を介してコンデンサ３に電力が供給され
る。このような動作により、コンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2は
最終的にほぼ等しくなってバランスする。なお、この実
施例のインバータとしての動作は図６と同一であるた
め、説明を省略する。また、端子ｔ2，ｔ3は同電位であ
るため、変圧器１０の代わりに、図２に示す他の実施例
のように単巻変圧器１０Ａを使用してもよい。
チ４がオンしたときに同様の原理によりコンデンサ２か
ら変圧器１０を介してコンデンサ３に電力が供給され
る。このような動作により、コンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2は
最終的にほぼ等しくなってバランスする。なお、この実
施例のインバータとしての動作は図６と同一であるた
め、説明を省略する。また、端子ｔ2，ｔ3は同電位であ
るため、変圧器１０の代わりに、図２に示す他の実施例
のように単巻変圧器１０Ａを使用してもよい。
【００２３】次に、図３は第２の発明の一実施例を示す
ハーフブリッジ形インバータである。この実施例が図１
と異なるのは、変圧器１０Ｂの端子ｔ1と点ａとの間に
コンデンサ１３を接続した点、及び、後述するように変
圧器１０Ｂの変圧比が１：１ではない点である。この実
施例は、図７の場合と同様にＰＷＭインバータとして動
作するが、前述のごとく、点ａ，ｂ間に印加される電圧
の基本波成分の周波数は半導体スイッチ４，５のスイッ
チング周波数よりも低い。従って、図１の回路をそのま
まＰＷＭインバータに適用すると、出力電圧の基本周波
数が低くなればそれに応じて低周波用の大形の変圧器が
必要になる。
ハーフブリッジ形インバータである。この実施例が図１
と異なるのは、変圧器１０Ｂの端子ｔ1と点ａとの間に
コンデンサ１３を接続した点、及び、後述するように変
圧器１０Ｂの変圧比が１：１ではない点である。この実
施例は、図７の場合と同様にＰＷＭインバータとして動
作するが、前述のごとく、点ａ，ｂ間に印加される電圧
の基本波成分の周波数は半導体スイッチ４，５のスイッ
チング周波数よりも低い。従って、図１の回路をそのま
まＰＷＭインバータに適用すると、出力電圧の基本周波
数が低くなればそれに応じて低周波用の大形の変圧器が
必要になる。
【００２４】図３の実施例はこの点に鑑みてなされたも
ので、上記コンデンサ１３により電圧の低周波成分を遮
断することにより、変圧器１０Ｂには半導体スイッチ
４，５のスイッチング周波数に応じた高周波用の小形の
ものが使用可能となる。この場合、コンデンサ１３の電
圧はほぼ出力電圧Ｖ0に等しくなり、半導体スイッチ５
がオンしたときの変圧器１０Ｂの一次巻線の電圧はＥ2
＋Ｖ0となる。そして、変圧器１０Ｂの変圧比が１：１
であると、コンデンサ１３の作用によりコンデンサ２，
３間で電圧アンバランスの補正に必要な量以上の電力の
やり取りが行なわれる。これを防止するために、本実施
例では変圧器１０Ｂの変圧比を、コンデンサ電圧Ｅ2の
規格値＋Ｖ0のピーク値が一次側に入力されたときに、
二次側の出力電圧がＥ2の規格値になるように設定する
ことが望ましい。なお、この実施例におけるコンデンサ
電圧Ｅ1，Ｅ2をバランスさせる動作は図１，図２の実施
例と実質的に同一であり、また、ＰＷＭインバータとし
ての動作も図７，図８の場合と同一であるため、説明を
省略する。
ので、上記コンデンサ１３により電圧の低周波成分を遮
断することにより、変圧器１０Ｂには半導体スイッチ
４，５のスイッチング周波数に応じた高周波用の小形の
ものが使用可能となる。この場合、コンデンサ１３の電
圧はほぼ出力電圧Ｖ0に等しくなり、半導体スイッチ５
がオンしたときの変圧器１０Ｂの一次巻線の電圧はＥ2
＋Ｖ0となる。そして、変圧器１０Ｂの変圧比が１：１
であると、コンデンサ１３の作用によりコンデンサ２，
３間で電圧アンバランスの補正に必要な量以上の電力の
やり取りが行なわれる。これを防止するために、本実施
例では変圧器１０Ｂの変圧比を、コンデンサ電圧Ｅ2の
規格値＋Ｖ0のピーク値が一次側に入力されたときに、
二次側の出力電圧がＥ2の規格値になるように設定する
ことが望ましい。なお、この実施例におけるコンデンサ
電圧Ｅ1，Ｅ2をバランスさせる動作は図１，図２の実施
例と実質的に同一であり、また、ＰＷＭインバータとし
ての動作も図７，図８の場合と同一であるため、説明を
省略する。
【００２５】次に、図４は第３の発明の一実施例を示す
ものであり、この実施例は、ハーフブリッジ形の直流−
直流変換回路に関するものである。先に説明した図９の
回路と同一の構成要素には同一符号が付されており、異
なるのは、図９における抵抗５１，５２が除去されてい
ることと、直流電源１の両端に半導体スイッチ４，５の
直列回路が接続され、直列接続点ａ，ｂ間にリアクトル
９が接続されていることである。なお、この回路は、図
９と同様に直流電源１の電圧をコンデンサ２，３により
平滑して負荷７に供給するものであり、直流電源電圧が
波形整形されて出力されるため、一種の直流−直流変換
回路を構成している。また、コンデンサ２，３は、前述
のごとく直流電源電圧よりも低い耐圧のものを使用する
ために２個直列に接続されている。
ものであり、この実施例は、ハーフブリッジ形の直流−
直流変換回路に関するものである。先に説明した図９の
回路と同一の構成要素には同一符号が付されており、異
なるのは、図９における抵抗５１，５２が除去されてい
ることと、直流電源１の両端に半導体スイッチ４，５の
直列回路が接続され、直列接続点ａ，ｂ間にリアクトル
９が接続されていることである。なお、この回路は、図
９と同様に直流電源１の電圧をコンデンサ２，３により
平滑して負荷７に供給するものであり、直流電源電圧が
波形整形されて出力されるため、一種の直流−直流変換
回路を構成している。また、コンデンサ２，３は、前述
のごとく直流電源電圧よりも低い耐圧のものを使用する
ために２個直列に接続されている。
【００２６】この実施例におけるコンデンサ電圧をバラ
ンスさせる動作について、以下に説明する。いま、半導
体スイッチ４をオンすると、図に実線にて示すようにコ
ンデンサ２→半導体スイッチ４→点ａ→リアクトル９→
点ｂの経路で電流が流れ、コンデンサ２のエネルギーが
リアクトル９に蓄積される。また、半導体スイッチ４を
オフすると、破線にて示すように点ａ→リアクトル９→
点ｂ→コンデンサ３→半導体スイッチ５の経路で電流が
流れ、リアクトル９に蓄積されたエネルギーがコンデン
サ３に伝達される。
ンスさせる動作について、以下に説明する。いま、半導
体スイッチ４をオンすると、図に実線にて示すようにコ
ンデンサ２→半導体スイッチ４→点ａ→リアクトル９→
点ｂの経路で電流が流れ、コンデンサ２のエネルギーが
リアクトル９に蓄積される。また、半導体スイッチ４を
オフすると、破線にて示すように点ａ→リアクトル９→
点ｂ→コンデンサ３→半導体スイッチ５の経路で電流が
流れ、リアクトル９に蓄積されたエネルギーがコンデン
サ３に伝達される。
【００２７】このように、半導体スイッチ４のオン、オ
フにより、コンデンサ２からコンデンサ３へ電力が伝達
され、また、詳述は省略するが、半導体スイッチ５のオ
ン、オフにより、コンデンサ３からコンデンサ２へ電力
が伝達される。このため、コンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2のア
ンバランスを検出し、それに応じて半導体スイッチ４ま
たは５をオン、オフすることにより、電圧アンバランス
を補正してＥ1，Ｅ2を等しくすることができる。あるい
は、コンデンサ２，３を同じ時間比率でオン、オフさせ
れば、電圧の高いコンデンサから低いコンデンサに供給
される電力が、電圧の低いコンデンサから高いコンデン
サに供給される電力よりも大きくなるので、特に電圧ア
ンバランスを検出しなくてもアンバランスを補正するこ
とは可能である。
フにより、コンデンサ２からコンデンサ３へ電力が伝達
され、また、詳述は省略するが、半導体スイッチ５のオ
ン、オフにより、コンデンサ３からコンデンサ２へ電力
が伝達される。このため、コンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2のア
ンバランスを検出し、それに応じて半導体スイッチ４ま
たは５をオン、オフすることにより、電圧アンバランス
を補正してＥ1，Ｅ2を等しくすることができる。あるい
は、コンデンサ２，３を同じ時間比率でオン、オフさせ
れば、電圧の高いコンデンサから低いコンデンサに供給
される電力が、電圧の低いコンデンサから高いコンデン
サに供給される電力よりも大きくなるので、特に電圧ア
ンバランスを検出しなくてもアンバランスを補正するこ
とは可能である。
【００２８】次いで、図５は第４の発明の一実施例を示
すハーフブリッジ形コンバータの回路図である。図４と
同一の構成要素には同一符号が付されており、この実施
例では図４の構成に加えて、停電時に交流電源８を回路
から除去するための切換スイッチ１４が、リアクトル９
の一端に接続されている。そして、回路全体としては、
交流電源８の健全時に切換スイッチ１４を実線で示すご
とく交流電源８側に接続し、半導体スイッチ４，５のス
イッチングにより交流電源電圧を直流電圧に変換して負
荷７に供給し、また、交流電源８の停電時には切換スイ
ッチ１４を一点鎖線で示すごとく点ｂ側に切り換え、直
流電源１からコンデンサ２，３を介して負荷７に直流電
圧を供給すると共に、半導体スイッチ４，５のスイッチ
ングによりコンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2をバランスさせる動
作を行なう。
すハーフブリッジ形コンバータの回路図である。図４と
同一の構成要素には同一符号が付されており、この実施
例では図４の構成に加えて、停電時に交流電源８を回路
から除去するための切換スイッチ１４が、リアクトル９
の一端に接続されている。そして、回路全体としては、
交流電源８の健全時に切換スイッチ１４を実線で示すご
とく交流電源８側に接続し、半導体スイッチ４，５のス
イッチングにより交流電源電圧を直流電圧に変換して負
荷７に供給し、また、交流電源８の停電時には切換スイ
ッチ１４を一点鎖線で示すごとく点ｂ側に切り換え、直
流電源１からコンデンサ２，３を介して負荷７に直流電
圧を供給すると共に、半導体スイッチ４，５のスイッチ
ングによりコンデンサ電圧Ｅ1，Ｅ2をバランスさせる動
作を行なう。
【００２９】すなわち、交流電源８の停電時には、図示
されていない停電検出回路がこれを検出して切換スイッ
チ１４を動作させ、切換スイッチ１４の自由端をコンデ
ンサ２，３の直列接続点ｂに接続する。これにより、図
４と実質的に同一の回路構成となり、半導体スイッチ
４，５のスイッチングにより、前記同様にコンデンサ電
圧Ｅ1，Ｅ2のアンバランスを補正して両者を等しくする
ことができる。なお、交流電源８の健全時には、図１０
と同様にコンバータ動作により各コンデンサ２，３の電
圧を個別に制御可能であるため、電圧アンバランスを抑
制することができる。
されていない停電検出回路がこれを検出して切換スイッ
チ１４を動作させ、切換スイッチ１４の自由端をコンデ
ンサ２，３の直列接続点ｂに接続する。これにより、図
４と実質的に同一の回路構成となり、半導体スイッチ
４，５のスイッチングにより、前記同様にコンデンサ電
圧Ｅ1，Ｅ2のアンバランスを補正して両者を等しくする
ことができる。なお、交流電源８の健全時には、図１０
と同様にコンバータ動作により各コンデンサ２，３の電
圧を個別に制御可能であるため、電圧アンバランスを抑
制することができる。
【００３０】
【発明の効果】以上のように第１の発明によれば、ハー
フブリッジ形インバータにおいて、半導体スイッチの動
作により、直列コンデンサのうち電圧の高い方のコンデ
ンサから低い方のコンデンサに変圧器を介して電力が伝
達されるため、従来のように分圧抵抗を用いなくても両
コンデンサの電圧を等しくすることが可能になる。この
ため、抵抗を用いる場合の変換効率の低下や発熱の増加
を招くことがない。
フブリッジ形インバータにおいて、半導体スイッチの動
作により、直列コンデンサのうち電圧の高い方のコンデ
ンサから低い方のコンデンサに変圧器を介して電力が伝
達されるため、従来のように分圧抵抗を用いなくても両
コンデンサの電圧を等しくすることが可能になる。この
ため、抵抗を用いる場合の変換効率の低下や発熱の増加
を招くことがない。
【００３１】第２の発明によれば、ハーフブリッジ形イ
ンバータがＰＷＭインバータである場合において、半導
体スイッチの直列接続点と変圧器の一次巻線の一端との
間に接続したコンデンサが電圧の低周波成分を遮断する
ため、変圧器としては高周波仕様の小形のものが使用可
能になってコストの低減、装置の軽量化が図れると共
に、第１の発明と同様に抵抗が不要になることに伴う効
果がある。
ンバータがＰＷＭインバータである場合において、半導
体スイッチの直列接続点と変圧器の一次巻線の一端との
間に接続したコンデンサが電圧の低周波成分を遮断する
ため、変圧器としては高周波仕様の小形のものが使用可
能になってコストの低減、装置の軽量化が図れると共
に、第１の発明と同様に抵抗が不要になることに伴う効
果がある。
【００３２】第３の発明によれば、直流電源電圧をコン
デンサにより平滑して負荷に供給する直流−直流変換回
路において、半導体スイッチのスイッチング動作によ
り、直列コンデンサのうち電圧の高い方のコンデンサか
ら低い方のコンデンサにリアクトルを介して電力が伝達
されるため、両コンデンサの電圧が等しくなる。よっ
て、第１、第２の発明と同様に電圧アンバランスを補正
するための抵抗が不要になる。
デンサにより平滑して負荷に供給する直流−直流変換回
路において、半導体スイッチのスイッチング動作によ
り、直列コンデンサのうち電圧の高い方のコンデンサか
ら低い方のコンデンサにリアクトルを介して電力が伝達
されるため、両コンデンサの電圧が等しくなる。よっ
て、第１、第２の発明と同様に電圧アンバランスを補正
するための抵抗が不要になる。
【００３３】第４の発明によれば、交流電源の停電時に
直流電源により負荷に給電可能なハーフブリッジ形コン
バータにおいて、半導体スイッチのスイッチング動作に
より、直列コンデンサのうち電圧の高い方のコンデンサ
から低い方のコンデンサにリアクトルを介して電力が伝
達されるため、直流電源による給電時に従来制御不可能
であった両コンデンサの電圧を制御してバランスさせ、
前記同様に抵抗が不要になることに伴う効果を有する。
直流電源により負荷に給電可能なハーフブリッジ形コン
バータにおいて、半導体スイッチのスイッチング動作に
より、直列コンデンサのうち電圧の高い方のコンデンサ
から低い方のコンデンサにリアクトルを介して電力が伝
達されるため、直流電源による給電時に従来制御不可能
であった両コンデンサの電圧を制御してバランスさせ、
前記同様に抵抗が不要になることに伴う効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】第１の発明の他の実施例を示す回路図である。
【図３】第２の発明の一実施例を示す回路図である。
【図４】第３の発明の一実施例を示す回路図である。
【図５】第４の発明の一実施例を示す回路図である。
【図６】第１の従来技術を示す回路図である。
【図７】第２の従来技術を示す回路図である。
【図８】図７の回路の動作を示す図である。
【図９】第３の従来技術を示す回路図である。
【図１０】第４の従来技術を示す回路図である。
１ 直流電源 ２，３ コンデンサ ４，５ 半導体スイッチ ６ リアクトル ７ 負荷 １０，１０Ａ，１０Ｂ 変圧器 １１，１２ ダイオード １３ コンデンサ １４ 切換スイッチ ｔ1，ｔ2，ｔ3，ｔ4 端子 ａ，ｂ 直列接続点
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源の両端に、第１及び第２のコン
デンサの直列回路と、順逆双方向に導通可能な第１及び
第２の半導体スイッチの直列回路とが接続されると共
に、第１及び第２のコンデンサの直列接続点と、第１及
び第２の半導体スイッチの直列接続点との間に負荷が接
続され、第１及び第２の半導体スイッチを交互にオンさ
せて直流電源電圧を交流電圧に変換して負荷に供給する
インバータとしてのハーフブリッジ形電力変換回路にお
いて、 第１及び第２のダイオードの直列回路が第１及び第２の
コンデンサの直列回路の両端に接続され、第１及び第２
の半導体スイッチの直列接続点と第１及び第２のコンデ
ンサの直列接続点との間に変圧器の一次巻線が接続さ
れ、かつ、第１及び第２のダイオードの直列接続点と第
１及び第２のコンデンサの直列接続点との間に前記変圧
器の二次巻線が接続され、第１の半導体スイッチのオン
時に第１のコンデンサから前記変圧器を介して第２のコ
ンデンサに電力を供給し、第２の半導体スイッチのオン
時に第２のコンデンサから前記変圧器を介して第１のコ
ンデンサに電力を供給することを特徴とするハーフブリ
ッジ形電力変換回路。 - 【請求項２】 第１及び第２の半導体スイッチのオン、
オフの時間比率を制御することにより、そのスイッチン
グ周波数よりも基本波成分周波数が低い交流電圧を出力
するＰＷＭインバータとして動作する請求項１記載のハ
ーフブリッジ形電力変換回路において、 第１及び第２の半導体スイッチの直列接続点と変圧器の
一次巻線の一端との間に、第３のコンデンサを接続した
ことを特徴とするハーフブリッジ形電力変換回路。 - 【請求項３】 直流電源の両端に、第１及び第２のコン
デンサの直列回路と、順逆双方向に導通可能な第１及び
第２の半導体スイッチの直列回路とが接続され、第１及
び第２のコンデンサの直列回路の両端に負荷が接続さ
れ、かつ、第１及び第２の半導体スイッチの直列接続点
と第１及び第２のコンデンサの直列接続点との間にリア
クトルが接続され、第１及び第２のコンデンサの電圧に
応じて第１及び第２の半導体スイッチをスイッチング動
作させ、一方のコンデンサの電力をリアクトルを介して
他方のコンデンサに伝達することを特徴とするハーフブ
リッジ形電力変換回路。 - 【請求項４】 直流電源の両端に、第１及び第２のコン
デンサの直列回路と、順逆双方向に導通可能な第１及び
第２の半導体スイッチの直列回路とが接続されると共
に、第１及び第２のコンデンサの直列回路の両端に負荷
が接続され、かつ、第１及び第２の半導体スイッチの直
列接続点と、第１及び第２のコンデンサの直列接続点と
の間に、リアクトルと、切換スイッチを介して除去可能
に接続された交流電源との直列回路が接続され、交流電
源の健全時には、第１及び第２の半導体スイッチを交互
にオンさせて交流電源電圧を直流電圧に変換し、第１及
び第２のコンデンサを介して負荷に供給すると共に、交
流電源の停電時には、切換スイッチを動作させて交流電
源を回路から除去し、前記直流電源から負荷に電力を供
給するコンバータとしてのハーフブリッジ形電力変換回
路において、 交流電源の停電時に、第１及び第２のコンデンサの電圧
に応じて第１及び第２の半導体スイッチをスイッチング
動作させ、一方のコンデンサの電力をリアクトルを介し
て他方のコンデンサに伝達することを特徴とするハーフ
ブリッジ形電力変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3245261A JP2677075B2 (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | ハーフブリッジ形電力変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3245261A JP2677075B2 (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | ハーフブリッジ形電力変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0564461A true JPH0564461A (ja) | 1993-03-12 |
| JP2677075B2 JP2677075B2 (ja) | 1997-11-17 |
Family
ID=17131053
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3245261A Expired - Lifetime JP2677075B2 (ja) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | ハーフブリッジ形電力変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2677075B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005051991A (ja) * | 2003-07-30 | 2005-02-24 | Renesas Technology Corp | 電流モード制御を用いたハーフブリッジ式ｄｃ−ｄｃコンバータにおけるデューティサイクルの制御装置 |
| JP2008125355A (ja) * | 2008-02-25 | 2008-05-29 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | スイッチング電源回路、及びインバータ装置 |
| US7394668B2 (en) | 2002-05-22 | 2008-07-01 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. | Switching power supply circuit and frequency converter |
| JP2011167068A (ja) * | 2011-06-01 | 2011-08-25 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | スイッチング電源回路、及びインバータ装置 |
| JP2015012786A (ja) * | 2013-07-02 | 2015-01-19 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ、双方向電力変換器 |
| JP2017505596A (ja) * | 2014-01-22 | 2017-02-16 | デンマークス テクニスク ユニヴェルジテイト | 共振降圧ｄｃ−ｄｃ電力コンバータ |
| JP2017184597A (ja) * | 2016-03-29 | 2017-10-05 | エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. | インバータのｄｃリンクキャパシタ電圧均等化装置 |
| CN112821791A (zh) * | 2021-02-02 | 2021-05-18 | 张超 | 一种直流降半压四象限整流器 |
-
1991
- 1991-08-30 JP JP3245261A patent/JP2677075B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2017184597A (ja) * | 2016-03-29 | 2017-10-05 | エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. | インバータのｄｃリンクキャパシタ電圧均等化装置 |
| US9812986B2 (en) | 2016-03-29 | 2017-11-07 | Lsis Co., Ltd. | Apparatus for balancing voltages of DC link capacitor in inverter |
| CN112821791A (zh) * | 2021-02-02 | 2021-05-18 | 张超 | 一种直流降半压四象限整流器 |
| CN112821791B (zh) * | 2021-02-02 | 2022-08-05 | 张超 | 一种直流降半压四象限整流器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2677075B2 (ja) | 1997-11-17 |
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