JPH03103069A

JPH03103069A - 直列共振形コンバータ

Info

Publication number: JPH03103069A
Application number: JP23574489A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiko Kikuchi; 芳彦菊地; Kimisada Kobayashi; 公禎小林; Yasuo Ohashi; 大橋　靖生; Yutaka Kuwata; 豊鍬田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1989-09-13
Filing date: 1989-09-13
Publication date: 1991-04-30
Anticipated expiration: 2013-07-02
Also published as: JP2772553B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は直列共振形コンバータの制御回路に関するもの
である。

（従来の技術）直列共振形コンバータは例えば第１図のように、コンバ
ータの出力電圧を制御信号として動作する制御回路ＣＯ
によって作られた第２図（ａ）．　（ｂ）に示す駆動信
号により、第１，第２の主スイッチングトランジスタＱ
，及びＱ２を交互にオンーオフさせることにより、トラ
ンスＴと、インダクタンスＬ，コンデンサＣ．，Ｃ．か
らなる直列共振回路ＳＲに第２図（Ｃ）に示す共振電流
ｉＴを流し、トランスＴの２次側の電流をダイオードＤ
．，Ｄ．により整流したのちコンデンサＣ，により平滑
して、直流出力Ｖ．．Ｉ．を負荷に供給するものである
。

なお第１図においてＤ＋，ＤｚはコンデンサＣＣ２の電
圧を入力電圧にクランプするためのダイオードである。

この直列共振形コンバータは主回路の電流ｉＴが第２図
（Ｃ）のように正弦波状であり、第１，第２主スイッチ
ングトランジスタＱ．，Ｑ．を零電流スイッチング動作
させるため、主回路電流が方形波状である従来のＰＷＭ
形コンバータに比べて、スイッチング損失とスイッチン
グノイズが小さい利点があり、通信機用電源装置等によ
く使用される。

ところでこのような直列共振形コンバータにおいては制
御部ＣＯに次の機能、即ち■出力電圧値の制御のため、
共振回路に流す電流の周波数制御を行いうること、■零
電流スイッチング動作を行わせるため、第２図のように
少なくとも共振電流ｉＴが流れ始めからその半周期が終
わるまでの間、主スイッチングトランスを導通状態を保
ちうるようにすること、■出力電力を回路の能力限界ま
で有効に取り出しうるようにするため、第２図（Ｃ）の
ように動作周波数ｆ．の上限を直列共振回路ＳＲの固有
振動周波数ｆ０にできる限り近付けうろことなどの機能
をもたせることが要求される。

そこで従来においては制御部ＣＯとして、第３図に示す
如き回路構戊と作用をもつものを使用して、上記■■■
の要求に応えることが行われている。

この回路は入力電圧、出力電圧電流が定格付近の場合次
のように動作する。即ち第３図のように第１図のコンバ
ータの出力端子（１）から得られた出力電圧ｖ０を誤差
振幅器（２）において出力電圧の設定基準電圧ＶＳＩと
比較する。そしてこれにより得られた誤差電圧により出
力制御用発振器（３）を制御して、その発振周波数をコ
ンバータの出力電圧Ｖｏが低いときは高い周波数、高い
ときには低い周波数の出力を送出させる。そしてこれに
より得られた第４図Ａ（・・・ＡＢＣＤＥ・・・は第３
図中に記載したＡＢＣ・・・に一致する）の周波数出力
の立上がりエッジにおいて単安定マルチ（４）をトリガ
して、第４図Ｂのようにその設定時間τ，の間ローレベ
ル、次の周波数出力の立上りエッジまでハイレベルとな
る出力を送出してナンド回路（５）に加える。

一方コンバータの主回路の電流ｉＴを変流器ＯＤ（第１
図参照）と抵抗０２１により電圧として検出して、これ
を比較器０３）０４１において基準電圧ＶＳＺ＋　ｖ，
３と正負半波毎に比較したのち合威して第４図Ｄのよう
に電流ｉｔが流れている期間比較器ａノ０４の出力レベ
ルをローレベルとしてナンド回路（５）の他端子に入力
する。そして第４図Ｅの出力を得、これをフリップフロ
ップ（８）とアンド回路（６）　（７）により、第４図
Ｆのように半周期毎に振り分けて端子（９）００）に駆
動部信号を送出して、これらにより主スイッチングトラ
ンジスタＱ，，Ｑｚを交互に共振電流の半波の期間だけ
オンさせるようにして、前記■■の要求即ち周波数制御
と、零電流スイッチング動作の要求に応えることが行わ
れている。

しかし、この回路ではコンバータの出力条件を固定した
ままの状態で入力電圧が低下された場合には、前記■に
よって要求される零電流スイッチング動作が不能となり
、前記■の要求即ち出力電力を回路の能力限度まで有効
に取り出せなくなる。

即ち入力電圧の低下と共に、第３図の出力制御用発振器
（３）の発振周波数は上昇し、これに伴い、コンバータ
の動作周波数ｆ．も上昇して、遂には直？共振回路ＳＲ
の固有周波数ｆ．よりも高いｆ．＞ｆ０の状態になろう
とする。たのため第１，第２主スイッチングトランジス
タＱ．，Ｑ．の同時オンを生じて零電流スイッチング動
作が行えなくなり゛、出力電圧を回路の能力限界まで有
効に取出すことができなくなる。

そこで従来においては第３図中に示すように更に単安定
マルチ０５）とアンド回路０ωを設けて、■．の要求を
満足させることが行われている。即ち比較器（１３）（
１４１の出力を単安定マルチ００に加えて第５図に示す
出力を作り、これと比較器（１３）　Ｑ４）の出力とを
アンド回路０６）に加え、更にその出力を発振器（３）
の出力に加えて単安定マルチ（４）をトリガすることに
より、第５図Ｆ，　Ｇに示すように駆動信号にデッドタ
イムＴＤをもたせる。そしてこれにより第５図（Ｃ）の
ｉ，のようにデッドタイムＴ，を加えた期間後に次の半
周期の電流の流れが開始されるようにして、動作周波数
ｆ，の最大周波数ｆ−８がｒ０を共振回路の固有周波数
としたときｆ■Ｘ　＝１／（ＴＯ＋２ＴＤ）ただしＴＤξ１／２ｆｏによって与えられるようにして、常に回路の能力限界ま
で出力を取出しうるようにしている。

（従来技術と問題点）しかし以上説明した従来の制御部では、トランスＴの励
磁インダクタンスにもとづく励磁電流と、ダイオードＤ
ｚ，Ｄ４のリカバリ電流が大きいと、コンバータの動作
周波数が発振器（３）の発振周波数と全く無関係となる
場合があり、周波数制御が不能となる場合がある。即ち
トランスＴの励磁電流などが大きい場合には、第７図の
１７のようにトランジスタＱ，とＱｚが同時にオフとな
っている時刻ｔ，からｔ２の期間にも電流が流れること
になる。このため変流器００によって検出された電流が
比較器０利Φに入力されるとその出力レベルは第７図Ｄ
のように半周期内においてハイ，ローのレベル変化を数
回繰返す，従ってこのままではこれを入力とするナンド
回路（５）は、比較器０３）側の出力がハイレベルとな
る毎にローレベルとなって次の半サイクルが始まるため
、コンバータの周波数は発振器（３）の周波数と無関係
となり、出力の制御が不能となる。

これを防ぐためには励磁電流が問題とならない程度に小
さいトランスＴや、超高速のダイオード等の特別なもの
を使用すればよいが、これでは装置を高価額とするなど
の難点がある。

（発明の目的）本発明は従来の制御部に簡単な回路を付加するのみで、
励磁電流の小さいトランスや超高速のダイオードなどの
特殊の構或部品を用いることなく、常に正常な動作を行
いうる直列共振形コンバータの提供を目的とするもので
ある。

（問題点を解決するための本発明の手段）本発明は発振
器の出力パルス１箇毎にそのパルスの発生時間から見て
最初の比較器出力を選択して取出し、これを電流半波幅
信号とすることにより従来回路の問題点の解決を図った
ものである。

次に本発明を実施例により説明する。

（実施例）第６図は本発明の制御部の一実施例ブロック回路図、第
７図は動作説明用の回路各部の波形図である。第６図に
おいて（１）はコンバータ出力端子、（２）は誤差増幅
器、ＶＳ＋は基準電圧、（３）は発振器、（４）は単安
定マルチ、（５）はナンドゲート回路、（６）及び（７
）はアンドゲート回路、（８）はフリップフロップ回路
、（９）（１０）はコンバータの主スイッチングトラン
スベース端子、０１）は主回路電流検出用変流器、Ｇ２
１は電圧変換用抵抗、０３）（１４１は比較器、Ｖｓｔ
，　Ｖｓ３は基準電圧、０５）は単安定マルチ、０６）
はアンドゲート回路であって、以上の構或作用は前記第
３図に示した従来の制御回路と同様である。

本発明においては以上の従来回路にフリップフロップ回
路ｑ′７）を設けて、そのリセット端子Ｒに比較器０利
滲の出力を接続し、セット端子Ｓに発振器（３）の出力
により動作する単安定マルチ（４）の出力を接続したも
のである。

（作　用）このようにすれば第１図のトランスＴの励磁電流やダイ
オードＤｓ，Ｄａのリカバリ電流によりトランジスタＱ
，，Ｑ．のオフ期間において第７図のｉｔのように電流
が流れて比較器０３）（１４）の出力がハイローを数回
繰返しても、フリップフロップ回路Ｑ７）は第７図Ｂの
時刻ｔ０における単安定マルチ回路（４）の出力の最初
の立上りエッジでセットされたのち、第７図のＤの時刻
ｔｌにおける比較器０３）側の最初の立上りエッジにお
いてリセットされる。従ってセットからリセットされる
までの間、即ち時刻ｔｏからｔｌまでの間フリップフロ
ップ回路０７）の出力は第７図■に示すようにローレベ
ルとなり、その後第７図Ｂの時刻ｔ２において立下る単
安定マルチ（４）の出力により図にセットされるまでハ
イレベルとなる。このためフリップフロップ０７）の出
力と単安定マルチ（４）の出力が入力されるナンドゲー
ト回路（５）の出力は、第７図Ｅのようになり、これを
アンド回路（６）　（７）とフリップフロップ回路（８
）により半周期毎に振り分けて作られた、第１図の主ス
イッチングトランジスタＱ．，Ｑ２のベース制御信号は
第７図Ｆ，Ｇとなり零スイッチング動作が行われる。

従って主スイッチングトランジスタＱ，，Ｑ．のオフ期
間中に励磁電流などにより主回路に電流が流れて、コン
バータの半周期中において比較器Ｑ３）（１４）の出力
が複数箇のローレベルの繰返し期間を生じても、発振器
（３）の周波数とコンバータの周波数とが無関係になる
ことがなく確実な周波数制御を行うことができる。

即ち本発明においては、一つの主スイッチングトランジ
スタのオン時流れる共振回路の零クロク点から、他の一
つの主スイッチングトランジスタのオン開始までの間、
一つの主スイッチングトランジスタのオフ状態を保持す
るようにして、制御不能とならないようにしたものであ
る。

（発明の効果）以上のように本発明によれば、主回路の電流にトランス
の励磁電流やダイオードのリカバリ電流が重畳しても、
周波数制御機能の失われることのない直列共振形コンバ
ータが得られ、従来のように高価な励磁電流の少ないト
ランスＴや超高速のダイオードを用いる必要がないので
価額を低下できる。

【図面の簡単な説明】第１図，第２図．第３図，第４図，第５図は従来装置の
説明図、第．６図，第７図は本発明の一実施例の説明図
である。ＣＯ・・・制御回路、Ｑ＋　，Ｑ−・・・主スイッチン
グトランジスタ、Ｔ・・・トランス、Ｌ．，Ｃ，，Ｃ．
・・・共振回路、Ｄ＋，Ｄｔ・・・電圧クランプ用ダイ
オード、Ｄｓ．Ｄａ・・・整流用ダイオード、Ｃ，・・
・平滑用コンデンサ、（１）・・・コンバータの出力端
子、（２）・・・誤差増幅器、（３）・・・出力制御用
発振器、（４）・・・単安定マルチ、（５）・・・ナン
ドゲート回路、（６）（７）・・・アンドゲート回路、
（８）・・・フリップフロップ回路、（９）００）・・
・トランジスタＱ．，Ｑ．のベース入力端子、０１）・
・・変流器、（１２１・・・抵抗、０３）Ｑ釦・・比較
器、Ｑ５）・・・単安定マルチ、０６）・・・アンドゲ
ート回路、側・・・フリップフロップ回路。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）出力制御用発振器出力の一周期に一回直列共振回
路の固有振動周期より短い幅の駆動信号により主スイッ
チング素子をオンさせると共に、検出された共振回路電
流の流れている間主スイッチング素子に駆動信号を与え
てオン状態を継続させて出力を得るようにした直列共振
形コンバータにおいて、主スイッチング素子をオン状態
にしてから直列共振回路電流の１回目の零クロス点以後
は直列共振回路電流が流れても次の動作周期に移るまで
主スイッチング素子のオフ状態を保持するようにしたこ
とを特徴とする直列共振形コンバータ。