JPH0828978B2 - Ｐｗｍインバ−タ - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タInfo
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- JPH0828978B2 JPH0828978B2 JP60136072A JP13607285A JPH0828978B2 JP H0828978 B2 JPH0828978 B2 JP H0828978B2 JP 60136072 A JP60136072 A JP 60136072A JP 13607285 A JP13607285 A JP 13607285A JP H0828978 B2 JPH0828978 B2 JP H0828978B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、パルス幅変調制御（以下PWM制御）インバ
ータに係り、特に変圧器を介して電力を供給する場合の
変圧器の偏磁防止手段を備えたPWMインバータに関する
ものである。
ータに係り、特に変圧器を介して電力を供給する場合の
変圧器の偏磁防止手段を備えたPWMインバータに関する
ものである。
インバータにより直流を交流に変換し、変圧器を介し
て電力を供給する場合、交流の周波数を高くすることに
より変圧器が小形化される。抵抗溶接機では、従来、商
用電源の位相制御により電力を調整し、変圧器を介し
て、大電流に変換していたが、ロボツトに搭載する変圧
器の場合、変圧器を小形，軽量化する必要がある。この
場合、変圧器の一次側に印加する交流電圧は、直流分を
含まないように制御を行わないと、変圧器の磁束密度を
高く設計しなければならず軽量化することが出来ない。
て電力を供給する場合、交流の周波数を高くすることに
より変圧器が小形化される。抵抗溶接機では、従来、商
用電源の位相制御により電力を調整し、変圧器を介し
て、大電流に変換していたが、ロボツトに搭載する変圧
器の場合、変圧器を小形，軽量化する必要がある。この
場合、変圧器の一次側に印加する交流電圧は、直流分を
含まないように制御を行わないと、変圧器の磁束密度を
高く設計しなければならず軽量化することが出来ない。
第４図に、抵抗溶接機の従来の変圧器の偏磁防止回路
の１例を示す。
の１例を示す。
直流電源１からインバータブリツジ２により直流から
交流に変換し、変圧器３に電力を供給する。変圧器２次
側を整流器４により整流し、溶接電極５に数千Ａ〜数万
Ａの電流を流すことにより溶接を行う。溶接電流の制御
はインバータブリツジのPWM制御により行なわれ、実際
の溶接電流は、溶接電極回路を含むリアクトル分により
平滑化される。
交流に変換し、変圧器３に電力を供給する。変圧器２次
側を整流器４により整流し、溶接電極５に数千Ａ〜数万
Ａの電流を流すことにより溶接を行う。溶接電流の制御
はインバータブリツジのPWM制御により行なわれ、実際
の溶接電流は、溶接電極回路を含むリアクトル分により
平滑化される。
インバータブリツジ２は、トランジスタとダイオード
を逆並列接続した電気弁21,22,23,24から成る。
を逆並列接続した電気弁21,22,23,24から成る。
変流器６により変圧器３の一次側電流を検出し、電流
検出回路７を介して直流の検出電流Ｉに変換する。
検出回路７を介して直流の検出電流Ｉに変換する。
溶接条件設定器８は溶接電流基準信号Ｉ＊と溶接時間
信号TRUNを出力し、TRUNの間Ｉ＊の溶接電流となるよう
にインバータブリツジ２を動作させる信号である。電流
基準Ｉ＊と検出電流Ｉとの偏差を電流制御増幅器９によ
り増幅した出力と後記の補正信号を加算器10,及び11を
通して加算しそれぞれ比較器12及び13により３角波発生
器14の出力ｅ△と比較してPWM信号V12,V13を出力し分配
回路15により電気弁21,24のグループと電気弁22,23のグ
ループを駆動回路16を介してそれぞれ駆動する。
信号TRUNを出力し、TRUNの間Ｉ＊の溶接電流となるよう
にインバータブリツジ２を動作させる信号である。電流
基準Ｉ＊と検出電流Ｉとの偏差を電流制御増幅器９によ
り増幅した出力と後記の補正信号を加算器10,及び11を
通して加算しそれぞれ比較器12及び13により３角波発生
器14の出力ｅ△と比較してPWM信号V12,V13を出力し分配
回路15により電気弁21,24のグループと電気弁22,23のグ
ループを駆動回路16を介してそれぞれ駆動する。
一方位相検出回路17の出力信号により、前記電気弁2
1,24を駆動する区間と電気弁22,23を駆動する区間を分
離し、溶接時間TRUNと同期回路18を通して、前記位相検
出回路17の位相に同期して、オンオフ信号を分配回路15
に与えインバータブリツジ２の通電時間を制御する。
1,24を駆動する区間と電気弁22,23を駆動する区間を分
離し、溶接時間TRUNと同期回路18を通して、前記位相検
出回路17の位相に同期して、オンオフ信号を分配回路15
に与えインバータブリツジ２の通電時間を制御する。
電流差検出回路19は検出電流Ｉを位相検出回路17から
のタイミング指令により、半サイクル毎の電流に分離し
その電流差を検出し、増幅器20により増幅し電流バラン
ス補正信号として加算器10に加え、一方極性反転回路31
を介して加算器11に加えることにより電流が多い半サイ
クル側の通電幅を狭く、電流が少ない半サイクル側の通
電幅を広くする様な正逆の電流バランス制御を行う。こ
の様に変圧器に流れる半サイクル毎の電流をバランスさ
せる必要が生じる理由は、直流分の励磁により変圧器の
磁束が飽和し過大電流によりスイツチング素子が破壊す
る危険があるからである。すなわち、インバータブリツ
ジ２の電気弁には動作遅れがあり、その値が素子個体
や、温度等により差があるためで、例えば1000V 300A
のパワートランジスタを例に取ると、オンの遅れは１〜
２μｓ、ターンオフ時間は15μｓ〜30μｓであり、特に
ターンオフ時間は温度により更に50％程度変動する。更
にパワートランジスタ駆動回路にも数μｓの遅れがある
ことを考えると、ターンオフとターンオフの総合動作遅
れのバラツキは素子により10μｓ程度を考慮する必要が
ある。今1KHzの周波数を変圧器に供給する場合を考える
と、半サイクルは500μｓとなり、トランジスタの動作
遅れのバラツキによる直流分は10μs/500μｓとなり約
２％である。
のタイミング指令により、半サイクル毎の電流に分離し
その電流差を検出し、増幅器20により増幅し電流バラン
ス補正信号として加算器10に加え、一方極性反転回路31
を介して加算器11に加えることにより電流が多い半サイ
クル側の通電幅を狭く、電流が少ない半サイクル側の通
電幅を広くする様な正逆の電流バランス制御を行う。こ
の様に変圧器に流れる半サイクル毎の電流をバランスさ
せる必要が生じる理由は、直流分の励磁により変圧器の
磁束が飽和し過大電流によりスイツチング素子が破壊す
る危険があるからである。すなわち、インバータブリツ
ジ２の電気弁には動作遅れがあり、その値が素子個体
や、温度等により差があるためで、例えば1000V 300A
のパワートランジスタを例に取ると、オンの遅れは１〜
２μｓ、ターンオフ時間は15μｓ〜30μｓであり、特に
ターンオフ時間は温度により更に50％程度変動する。更
にパワートランジスタ駆動回路にも数μｓの遅れがある
ことを考えると、ターンオフとターンオフの総合動作遅
れのバラツキは素子により10μｓ程度を考慮する必要が
ある。今1KHzの周波数を変圧器に供給する場合を考える
と、半サイクルは500μｓとなり、トランジスタの動作
遅れのバラツキによる直流分は10μs/500μｓとなり約
２％である。
この様に２％の直流分に対しても飽和しない様な変圧
器を製作すると、変圧器の重量が増加し、ロボツトに溶
接用変圧器を搭載することは不可能となる。
器を製作すると、変圧器の重量が増加し、ロボツトに溶
接用変圧器を搭載することは不可能となる。
この様な理由で、電気弁等の動作遅れのバラツキが発
生しても、変圧器に直流分が印加されない方法を採用
し、変圧器を小形，軽量化する必要がある。
生しても、変圧器に直流分が印加されない方法を採用
し、変圧器を小形，軽量化する必要がある。
第４図の方法は、以上に対して、変圧器に流れる電流
の半サイクル毎の誤差を検出し、この誤差が零になる様
制御する方式であり次の様な欠点がある。
の半サイクル毎の誤差を検出し、この誤差が零になる様
制御する方式であり次の様な欠点がある。
（ａ） 励磁電流分は変圧器定格電流に対し２〜３％で
あり、飽和前の電流のアンバランス検出は困難であり、
結果としては、変圧器が飽和し、励磁電流が増加した時
点で検出することになる。
あり、飽和前の電流のアンバランス検出は困難であり、
結果としては、変圧器が飽和し、励磁電流が増加した時
点で検出することになる。
（ｂ） 正逆の電流バランス制御の応答が遅く、急に飽
和する特性の良い鉄心を適用すると大きな励磁電流が過
渡的に流れる事が発生し、インバータブリツジの電流容
量を増大する必要がある。
和する特性の良い鉄心を適用すると大きな励磁電流が過
渡的に流れる事が発生し、インバータブリツジの電流容
量を増大する必要がある。
以上の如く、従来の方式では変圧器が飽和したことを
検出して、制御を行うので、制御が遅れ、変圧器の磁束
密度を低く設計しないと過大電流が流れるので、変圧器
の極限設計が困難であつた。
検出して、制御を行うので、制御が遅れ、変圧器の磁束
密度を低く設計しないと過大電流が流れるので、変圧器
の極限設計が困難であつた。
更に、PWM制御を行わない即ち180度区間オンの状態で
は、この方式では電流バランス制御が不可能になるた
め、常に制御角に余裕を取つて制御する必要があり、イ
ンバータ出力電圧を100％利用することが出来ず、常に1
0％程度電圧の制御範囲を残して置くため、インバータ
容量がその分だけ増加する欠点があつた。
は、この方式では電流バランス制御が不可能になるた
め、常に制御角に余裕を取つて制御する必要があり、イ
ンバータ出力電圧を100％利用することが出来ず、常に1
0％程度電圧の制御範囲を残して置くため、インバータ
容量がその分だけ増加する欠点があつた。
溶接技術、1983 ３月号（P28〜32）インバータ制御
抵抗溶接機 〔発明の目的〕 本発明は上記の点を考慮してなされたもので、変圧器
に印加される電圧の１サイクルの積分値、即ち磁速が常
に、正の半サイクルと負の半サイクルとで同一になる様
にしかも応答の遅れが無く、かつ180度通電の区間でも
制御可能な、変圧器の偏磁防止回路を備えたPWMインバ
ータを提供することを目的とするものである。
抵抗溶接機 〔発明の目的〕 本発明は上記の点を考慮してなされたもので、変圧器
に印加される電圧の１サイクルの積分値、即ち磁速が常
に、正の半サイクルと負の半サイクルとで同一になる様
にしかも応答の遅れが無く、かつ180度通電の区間でも
制御可能な、変圧器の偏磁防止回路を備えたPWMインバ
ータを提供することを目的とするものである。
本発明のPWMインバータは、上記目的を達成するた
め、ダイオードを逆並列接続したスイッチ素子でなり、
直流電圧を所定の周波数で波高値が一定の交流電圧に変
換するインバータと、前記交流電圧を変圧して出力する
変圧器を備え、電流基準と前記インバータの出力電流検
出値とを比較して電流制御信号を出力する電流制御手段
と、前記所定の周波数を決定する三角波の変調信号を出
力する信号発生部と、前記変調信号により前記交流電圧
の１サイクル毎に前記電流制御信号を保持する制御信号
保持手段と、保持された電流制御信号と前記変調信号を
比較してパルス幅変調されたPWM信号を出力するパルス
幅変調手段と、前記PWM信号に基づいてパルス幅の異な
る第１、第２のパルス信号を出力するパルス発生手段
と、前記交流電圧を積分し１サイクル期間毎にその積分
値の極性を保持する偏磁検出手段と、前記交流電圧の１
サイクル期間毎に前記積分値の極性に応じて該極性が反
転するように前記第１、第２のパルス信号のいずれか一
方のパルス信号を選択する切換手段を備え、選択された
パルス信号により前記インバータを制御する。
め、ダイオードを逆並列接続したスイッチ素子でなり、
直流電圧を所定の周波数で波高値が一定の交流電圧に変
換するインバータと、前記交流電圧を変圧して出力する
変圧器を備え、電流基準と前記インバータの出力電流検
出値とを比較して電流制御信号を出力する電流制御手段
と、前記所定の周波数を決定する三角波の変調信号を出
力する信号発生部と、前記変調信号により前記交流電圧
の１サイクル毎に前記電流制御信号を保持する制御信号
保持手段と、保持された電流制御信号と前記変調信号を
比較してパルス幅変調されたPWM信号を出力するパルス
幅変調手段と、前記PWM信号に基づいてパルス幅の異な
る第１、第２のパルス信号を出力するパルス発生手段
と、前記交流電圧を積分し１サイクル期間毎にその積分
値の極性を保持する偏磁検出手段と、前記交流電圧の１
サイクル期間毎に前記積分値の極性に応じて該極性が反
転するように前記第１、第２のパルス信号のいずれか一
方のパルス信号を選択する切換手段を備え、選択された
パルス信号により前記インバータを制御する。
本発明の実施例を第１図に示す。第４図と同一部分は
同一番号を記してその説明は省略する。
同一番号を記してその説明は省略する。
電圧検出回路32により変圧器３の一次電圧を検出し、
積分回路33はこの一次電圧を積分して磁束を演算し、レ
ベル検出器34により磁束の零点（偏磁の正負）を検出す
る。ラツチ回路35は分配回路15からのタイミング指令に
より、インバータ出力１サイクル毎の偏磁の方向（極
性）をラツチする。
積分回路33はこの一次電圧を積分して磁束を演算し、レ
ベル検出器34により磁束の零点（偏磁の正負）を検出す
る。ラツチ回路35は分配回路15からのタイミング指令に
より、インバータ出力１サイクル毎の偏磁の方向（極
性）をラツチする。
分配回路15より出力される正逆半サイクルのパルス幅
変調信号は、狭広パルス回路36により、それぞれ２種
（狭広）のパルス幅の信号を発生させ、前記ラツチ回路
35の出力信号に応じて切換回路37を切換えそれぞれ２種
のパルス幅のいずれかを選択する。即ち、磁束が正側に
偏磁している場合は、正側サイクルのパルス幅が狭く、
負側サイクルのパルス幅を広くする様に選択、磁束が負
側に偏磁している場合はその逆方向に動作する如く切換
える。
変調信号は、狭広パルス回路36により、それぞれ２種
（狭広）のパルス幅の信号を発生させ、前記ラツチ回路
35の出力信号に応じて切換回路37を切換えそれぞれ２種
のパルス幅のいずれかを選択する。即ち、磁束が正側に
偏磁している場合は、正側サイクルのパルス幅が狭く、
負側サイクルのパルス幅を広くする様に選択、磁束が負
側に偏磁している場合はその逆方向に動作する如く切換
える。
なお、サンプルホールド回路38は、インバータ出力の
１サイクル中の正の半サイクルと負の半サイクルのパル
ス幅が同じになるようにし、１サイクル毎には変化する
が半サイクルでは変化しない様に位相検出回路17からの
所定のタイミング指令でサンプホールドする。以上のよ
うに構成して、変圧器が偏磁しない様に工夫してある。
１サイクル中の正の半サイクルと負の半サイクルのパル
ス幅が同じになるようにし、１サイクル毎には変化する
が半サイクルでは変化しない様に位相検出回路17からの
所定のタイミング指令でサンプホールドする。以上のよ
うに構成して、変圧器が偏磁しない様に工夫してある。
更に詳細な動作について、第２図に従つて説明する。
電流基準Ｉ＊と電流Ｉの誤差は増幅器９（一般的には
PI制御）により増幅され、その出力信号V9は３角波ｅ△
に同期した信号V14のタイミングで変化する位相検出回
路17の出力信号V17の立上りの瞬間のデータV9をサンプ
ルホールドし出力V38とする。このためV9は破線の如く
変化するが、サンプルホールド出力V38はV17の立上りの
瞬間のみV9一致する。V38とｅ△を比較器12により比較
してPWM制御信号V12を出力する。同期回路18は溶接時間
信号TRUNがアクテイブのとき信号V17に同期して、分配
回路15を動作させPA,PBなる信号を出力し、それぞれ電
気弁21,24と電気弁22,23を駆動し１サイクルの交流電圧
を出力する。この信号PA,PBはサンプルホールド38によ
りホールドした信号V38とｅ△を比較した信号より造出
するパルス幅変調された信号で、パルス幅は１サイクル
間に常に等しく制御しており、電気弁の動作時間に差が
無ければ、変圧器３を飽和させる事を考えなくてもよい
様に制御する。
PI制御）により増幅され、その出力信号V9は３角波ｅ△
に同期した信号V14のタイミングで変化する位相検出回
路17の出力信号V17の立上りの瞬間のデータV9をサンプ
ルホールドし出力V38とする。このためV9は破線の如く
変化するが、サンプルホールド出力V38はV17の立上りの
瞬間のみV9一致する。V38とｅ△を比較器12により比較
してPWM制御信号V12を出力する。同期回路18は溶接時間
信号TRUNがアクテイブのとき信号V17に同期して、分配
回路15を動作させPA,PBなる信号を出力し、それぞれ電
気弁21,24と電気弁22,23を駆動し１サイクルの交流電圧
を出力する。この信号PA,PBはサンプルホールド38によ
りホールドした信号V38とｅ△を比較した信号より造出
するパルス幅変調された信号で、パルス幅は１サイクル
間に常に等しく制御しており、電気弁の動作時間に差が
無ければ、変圧器３を飽和させる事を考えなくてもよい
様に制御する。
しかし、電気弁21〜24のターンオフ時間にはバラツキ
が存在するので、このバラツキ分を補正するために、電
圧検出回路32により変圧器３の一次電圧を検出、積分回
路33により、電圧を積分して磁束を模擬し、レベル検出
器34により零レベルからの偏磁を検出し、PAの立上りの
瞬間、すなわち、１サイクルの交流電圧を出力する周期
の初めにラツチ回路35に偏磁方向の検出データをラツチ
して、切換回路37の切換を行う。狭広パルス回路36は第
２図に示す如くＰA、ＰBに対応した信号P 1A、P 1Bを出
力すると共に、それぞれP1A,P1Bよりやや広いパルス幅
の信号P2A,P2Bを出力する。この広パルス信号P2A,P2Bは
P1A,P1Bと立上りは一致して立下り時に遅れを持たせて
ある。この理由については第３図により別に説明する。
が存在するので、このバラツキ分を補正するために、電
圧検出回路32により変圧器３の一次電圧を検出、積分回
路33により、電圧を積分して磁束を模擬し、レベル検出
器34により零レベルからの偏磁を検出し、PAの立上りの
瞬間、すなわち、１サイクルの交流電圧を出力する周期
の初めにラツチ回路35に偏磁方向の検出データをラツチ
して、切換回路37の切換を行う。狭広パルス回路36は第
２図に示す如くＰA、ＰBに対応した信号P 1A、P 1Bを出
力すると共に、それぞれP1A,P1Bよりやや広いパルス幅
の信号P2A,P2Bを出力する。この広パルス信号P2A,P2Bは
P1A,P1Bと立上りは一致して立下り時に遅れを持たせて
ある。この理由については第３図により別に説明する。
電気弁21,24がオンしている期間が、電気弁22,23のオ
ンしている期間より長い場合、そのサイクルの終了時点
で積分回路33の出力は正となる。このとき、レベル検出
器34の出力には“1"が検出されており、次サイクルの初
めのタイミングで検出データ“1"をラツチ回路35にラツ
チして切換回路37はP1AとP2Bの信号を出力し、電気弁2
1,24をオンする時間より電気弁22,23をオンする時間を
長くして、電気弁の遅れ時間による偏磁を補正する。次
に、上記補正の行き過ぎが生じれば、逆方向に偏磁され
積分回路33の出力は“0"となり、ラツチ出力V35も“0"
となる。この場合は上記と逆に、切換回路37はP2AとP1B
に切換わり、電気弁21,24のオン時間が長くなる様に制
御する。変圧器３の入力電圧の１サイクル毎に磁束レベ
ルを演算して、この値が零になる如く、電気弁のオン時
間を調整することにより、変圧器の偏磁防止制御を行
う。
ンしている期間より長い場合、そのサイクルの終了時点
で積分回路33の出力は正となる。このとき、レベル検出
器34の出力には“1"が検出されており、次サイクルの初
めのタイミングで検出データ“1"をラツチ回路35にラツ
チして切換回路37はP1AとP2Bの信号を出力し、電気弁2
1,24をオンする時間より電気弁22,23をオンする時間を
長くして、電気弁の遅れ時間による偏磁を補正する。次
に、上記補正の行き過ぎが生じれば、逆方向に偏磁され
積分回路33の出力は“0"となり、ラツチ出力V35も“0"
となる。この場合は上記と逆に、切換回路37はP2AとP1B
に切換わり、電気弁21,24のオン時間が長くなる様に制
御する。変圧器３の入力電圧の１サイクル毎に磁束レベ
ルを演算して、この値が零になる如く、電気弁のオン時
間を調整することにより、変圧器の偏磁防止制御を行
う。
V35のラツチをPAの立上りに同期して行うのは、第２
図のP1A,P2Aであり、電気弁21,22,23,24のオン信号から
明らかな如く、前回の１サイクルの動作が完了し、積分
回路33の変圧器３の磁束の演算が完了し、しかも、P2A
の広幅制御が選択可能なタイミングであり、P1Aの期間
中に切換えれば充分に間に合う。
図のP1A,P2Aであり、電気弁21,22,23,24のオン信号から
明らかな如く、前回の１サイクルの動作が完了し、積分
回路33の変圧器３の磁束の演算が完了し、しかも、P2A
の広幅制御が選択可能なタイミングであり、P1Aの期間
中に切換えれば充分に間に合う。
第３図は、広幅パルスP2A,P2BがそれぞれP1A,P1Bの先
端に同期し、後端側で遅らせて広幅化している理由を説
明するためのものである。なお、同図において電気弁2
1,24,22,23のオン，オフは、ターンオン，ターンオフ時
の遅れ時間を含めて記してある。電気弁21,24がオンし
ている期間、変圧器３の一次側電圧V1は図の如く正であ
るが、電気弁21,24がオフすると変圧器のリーケージイ
ンダクタンス分により、電流が電気弁22,23のダイオー
ド部を通つて流れるので第３図（ａ）の如く、短時間で
はあるがV1は逆電圧が発生する。この時間は、電流値に
よつて変化し、180度全部オンしている第３図（ｂ）の
状態では普通、10度〜20度程度である。この部分を斜線
で示し、この区間は、電気弁21,24,22,23のオン幅を変
化させても出力電圧V1は変化しない、即ち無制御区間と
なる。このため斜線の部分が18度と仮定すると180度の1
0％の区間が無制御の範囲となり、この期間、パルス幅
を位相制御しても、出力電圧は変化せず無効となる。こ
のため変圧器の飽和防止制御は従来、この範囲では不可
能であつた。
端に同期し、後端側で遅らせて広幅化している理由を説
明するためのものである。なお、同図において電気弁2
1,24,22,23のオン，オフは、ターンオン，ターンオフ時
の遅れ時間を含めて記してある。電気弁21,24がオンし
ている期間、変圧器３の一次側電圧V1は図の如く正であ
るが、電気弁21,24がオフすると変圧器のリーケージイ
ンダクタンス分により、電流が電気弁22,23のダイオー
ド部を通つて流れるので第３図（ａ）の如く、短時間で
はあるがV1は逆電圧が発生する。この時間は、電流値に
よつて変化し、180度全部オンしている第３図（ｂ）の
状態では普通、10度〜20度程度である。この部分を斜線
で示し、この区間は、電気弁21,24,22,23のオン幅を変
化させても出力電圧V1は変化しない、即ち無制御区間と
なる。このため斜線の部分が18度と仮定すると180度の1
0％の区間が無制御の範囲となり、この期間、パルス幅
を位相制御しても、出力電圧は変化せず無効となる。こ
のため変圧器の飽和防止制御は従来、この範囲では不可
能であつた。
本発明では、第２図P2A,P2Bの広幅パルスで説明した
如く、パルスの立上りの部分ではなく立下りの部分を制
御しているので第３図（ｃ）の如く電気弁21,24のオン
期間を遅れ側に広げることにより出力電圧V1は、全区間
オン（全点弧）の場合でも制御可能となり、変圧器の飽
和防止制御は、全範囲行うことが可能となる。
如く、パルスの立上りの部分ではなく立下りの部分を制
御しているので第３図（ｃ）の如く電気弁21,24のオン
期間を遅れ側に広げることにより出力電圧V1は、全区間
オン（全点弧）の場合でも制御可能となり、変圧器の飽
和防止制御は、全範囲行うことが可能となる。
以上説明したように、インバータ出力電圧の１サイク
ル内では、パルス幅が変化しない様、サンプルホールド
により固定し、さらに、磁束を模様演算し、１サイクル
毎に、磁束が零に戻る様に、パルス幅の後側のエツジを
広げた広幅パルスに切換え制御を行つている。
ル内では、パルス幅が変化しない様、サンプルホールド
により固定し、さらに、磁束を模様演算し、１サイクル
毎に、磁束が零に戻る様に、パルス幅の後側のエツジを
広げた広幅パルスに切換え制御を行つている。
これにより偏磁による電流が増大する前に制御が可能
となり、全範囲で高速に制御可能な変圧器の偏磁防止制
御を行うことができる。
となり、全範囲で高速に制御可能な変圧器の偏磁防止制
御を行うことができる。
なお、本実施例はアナログ制御について説明したが、
電流制御は計算機制御、PWM制御はカウンタと比較器、
磁束積分はアツプダウンカウンタ等に置換えることによ
りデジタル制御でも同様な作用を実現することが可能で
あることは云うまでもない。
電流制御は計算機制御、PWM制御はカウンタと比較器、
磁束積分はアツプダウンカウンタ等に置換えることによ
りデジタル制御でも同様な作用を実現することが可能で
あることは云うまでもない。
また、電圧検出回路は変圧器を使用して、大きさの変
化も積分する方法でも、フオトカプラ等を利用して、パ
ルス幅のみを検出して積分する方法でも効果は同様であ
る。
化も積分する方法でも、フオトカプラ等を利用して、パ
ルス幅のみを検出して積分する方法でも効果は同様であ
る。
更に、第１図の積分回路33の入力は、パルス幅の等し
いPWM信号PA,PBと電圧検出回路32の検出信号との不一致
の部分のみを極性を加味して入力することにより出力電
圧のアンバランス（主として電気弁の遅れによる）を補
正しても作用は同様である。
いPWM信号PA,PBと電圧検出回路32の検出信号との不一致
の部分のみを極性を加味して入力することにより出力電
圧のアンバランス（主として電気弁の遅れによる）を補
正しても作用は同様である。
本発明によれば、直流電圧を波高値一定の交流電圧に
変換した後変圧器を介して出力する場合、交流電圧の１
サイクル毎に変圧器の磁束がゼロに戻るように正の半サ
イクルの負と半サイクルの時間が異なるように意図的に
制御するので、半サイクル期間中を全点弧する場合でも
電気弁のターンオン時間やターンオフ時間のバラツキに
よる直流成分が大きくならないように補正することがで
き、変圧器の偏磁を防止することができ、小形化した変
圧器を用いることの可能なPWMインバータを提供するこ
とができる。
変換した後変圧器を介して出力する場合、交流電圧の１
サイクル毎に変圧器の磁束がゼロに戻るように正の半サ
イクルの負と半サイクルの時間が異なるように意図的に
制御するので、半サイクル期間中を全点弧する場合でも
電気弁のターンオン時間やターンオフ時間のバラツキに
よる直流成分が大きくならないように補正することがで
き、変圧器の偏磁を防止することができ、小形化した変
圧器を用いることの可能なPWMインバータを提供するこ
とができる。
第１図は本発明の実施例を示した構成図、第２図,3図は
本発明の動作を説明するための波形図、第４図は従来の
実施例を示した構成図である。 １……直流電源、２……インバータブリツジ、３……変
圧器、４……整流器、６……変流器、７……電流検出回
路、８……溶接条件設定器、９……電流制御増幅器、1
0,11……加算器、12,13……比較器、14……３角波発生
器、15……分配器、16……駆動回路、17……位相検出回
路、18……同期回路、19……電流差検出回路、20……増
幅器、21,22,23,24……電気弁、31……極性反転器、32
……電圧検出回路、33……積分回路、34……レベル検出
回路、35……ラツチ回路、36……狭広パルス回路、37…
…切換回路、38……サンプルホールド。
本発明の動作を説明するための波形図、第４図は従来の
実施例を示した構成図である。 １……直流電源、２……インバータブリツジ、３……変
圧器、４……整流器、６……変流器、７……電流検出回
路、８……溶接条件設定器、９……電流制御増幅器、1
0,11……加算器、12,13……比較器、14……３角波発生
器、15……分配器、16……駆動回路、17……位相検出回
路、18……同期回路、19……電流差検出回路、20……増
幅器、21,22,23,24……電気弁、31……極性反転器、32
……電圧検出回路、33……積分回路、34……レベル検出
回路、35……ラツチ回路、36……狭広パルス回路、37…
…切換回路、38……サンプルホールド。
Claims (1)
- 【請求項１】ダイオードを逆並列接続したスイッチ素子
でなり、直流電圧を所定の周波数で波高値が一定の交流
電圧に変換するインバータと、前記交流電圧を変圧して
出力する変圧器を備え、電流基準と前記インバータの出
力電流検出値とを比較して電流制御信号を出力する電流
制御手段と、前記所定の周波数を決定する三角波の変調
信号を出力する信号発生部と、前記変調信号により前記
交流電圧の１サイクル毎に前記電流制御信号を保持する
制御信号保持手段と、保持された電流制御信号と前記変
調信号を比較してパルス幅変調されたPWM信号を出力す
るパルス幅変調手段と、前記PWM信号に基づいてパルス
幅の異なる第１、第２のパルス信号を出力するパルス発
生手段と、前記交流電圧を積分し１サイクル期間毎にそ
の積分値の極性を保持する偏磁検出手段と、前記交流電
圧の１サイクル期間毎に前記積分値の極性に応じて該極
性が反転するように前記第１、第２のパルス信号のいず
れか一方のパルス信号を選択する切換手段を備え、選択
されたパルス信号により前記インバータを制御すること
を特徴とするPWMインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60136072A JPH0828978B2 (ja) | 1985-06-24 | 1985-06-24 | Ｐｗｍインバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60136072A JPH0828978B2 (ja) | 1985-06-24 | 1985-06-24 | Ｐｗｍインバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61295877A JPS61295877A (ja) | 1986-12-26 |
| JPH0828978B2 true JPH0828978B2 (ja) | 1996-03-21 |
Family
ID=15166568
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60136072A Expired - Fee Related JPH0828978B2 (ja) | 1985-06-24 | 1985-06-24 | Ｐｗｍインバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0828978B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02307374A (ja) * | 1989-05-22 | 1990-12-20 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP4667771B2 (ja) * | 2004-06-24 | 2011-04-13 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | インバータ装置 |
| CN105142840B (zh) | 2013-07-23 | 2017-05-10 | 松下知识产权经营株式会社 | 焊接装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5822892U (ja) * | 1981-08-06 | 1983-02-12 | 三菱電機株式会社 | トランジスタインバ−タ |
| JPS5992773A (ja) * | 1982-11-17 | 1984-05-29 | Fuji Electric Co Ltd | インバ−タ出力側変圧器の直流偏磁防止方式 |
-
1985
- 1985-06-24 JP JP60136072A patent/JPH0828978B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61295877A (ja) | 1986-12-26 |
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