JP3253822B2 - 溶接機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は溶接機の制御装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図１３は、従来の抵抗溶接機の制御装置
の第１例（インバータ方式）を示すもので、これは以下
のように構成されている。交流電源１の交流電圧は、整
流器２で直流に変換され、コンデンサ３で平滑された
後、スイッチング素子例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイ
ポーラトランジスタ）４１〜４４からなるインバータに
より、１ｋＨｚ程度の高周波の交流に変換され、変圧器
５により低い交流電圧に変換したした後、整流器７で直
流に変換して溶接電極９に直流の溶接電流を供給可能に
なっている。溶接電極９への配線部には、浮遊インダク
タンス８が存在し、直流の溶接電流平滑化に有効に作用
している。

【０００３】溶接電流の大きさは、電流基準Ｉ^* により
制御される。すなわち、溶接電流は、変流器６を介して
変圧器５の一次電流を検出後、溶接電流シミュレータ回
路１２で直流溶接電流を模擬（変圧器５の一次側には溶
接電流のうち整流器７の還流電流は流れない）して検出
し、電流基準Ｉ^* と比較し、電流制御器６３でその誤差
を減少させるように電流制御信号ａを出力する。

【０００４】電流制御信号ａは、比較器６５でキャリア
発生器６４から出力される三角波ｂと比較され、ＰＷＭ
信号ｃとなる。キャリア発生器６４は、三角波ｂの周期
に同期した信号ｄを出力し、分配回路６６は信号ｄに応
じて出力信号ｅ，ｆのいずれか一方をアクティブにす
る。これにより、アンド回路６７と６８を介して駆動回
路２１と２２に交互にＰＷＭ信号ｃが与えられる。

【０００５】一方、起動回路１９から駆動信号ｇが入力
されると、タイマー２０が動作し設定時間のみ通電信号
ｈが出力され、駆動回路２１，２２を動作状態にするこ
とによりスイッチング信号ｊ，ｋが交互に出力され、Ｉ
ＧＢＴ４１とＩＧＢＴ４４のグループと、ＩＧＢＴ４３
とＩＧＢＴ４２のグループが交互にオンして高周波の交
流電圧が変圧器５の一次側に与えられ、溶接電流と溶接
時間の制御が行われる。

【０００６】図１４は、従来の抵抗溶接機の制御装置の
第２例（サイリスタ方式）を示すもので、交流電源１か
らサイリスタ７０により点弧位相制御を行った交流電圧
を変圧器５の一次側に供給し、変圧器５の二次側の電圧
を交流として溶接電極９に使用する方式である。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上述べた第１例（イ
ンバータ方式）と、第２例（サイリスタ方式）はいずれ
も以下のような問題点がある。図１３のインバータ方式
は、図１４のサイリスタ方式に比べると、応答がが早く
電流制御も比例積分（ＰＩ）制御により高精度となる
が、数万アンペアの電流を整流する整流器７の電力損失
が発生し、効率が低いことや冷却水量の増加が問題であ
る。

【０００８】サイリスタ方式は、商用電源の半サイクル
毎しか制御できないので、電流制御応答が遅く、しかも
無通電期間が存在するので、熱の変動が大きく溶接品質
が悪い。

【０００９】また、サイリスタ方式は、オン時期を制御
できるが、オフ時期が制御できないので、変圧器の飽和
防止制御が細かくは困難であるため、鉄心の磁束密度を
低く設計する必要がある。

【００１０】本発明の目的は、高品質な溶接を可能と
し、また変圧器の飽和防止制御を行い、鉄心の磁束密度
を高くまで利用できる溶接機の制御装置を提供すること
にある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、請求項１に対応する発明は、直流電源からの直流電
力をパルス幅変調制御により波形成形して溶接機に流れ
る負荷電流を制御する電力変換器と、前記負荷電流と電
流基準を比較してその偏差を減少させる制御信号を出力
する制御手段と、一定の変調周期で導通のパルス幅変調
信号を出力すると共に、前記制御信号と前記負荷電流と
の比較結果に応じて非導通のパルス幅変調信号を出力す
るパルス幅変調制御手段と、前記変調周期毎に漸増また
は漸減するデイザ信号を前記電流基準または負荷電流に
加える演算手段と、前記パルス幅変調信号から得られる
変調率を直接または関数を介して前記電流基準または前
記負荷電流を補正する補正手段を具備した溶接機の制御
装置である。

【００１２】前記目的を達成するため、請求項２に対応
する発明では、前記変調率はパルス幅変調信号またはこ
のパルス幅変調信号の反転信号をフィルタを介して平均
化することを特徴とする請求項１記載の溶接機の制御装
置である。

【００１３】前記目的を達成するため、請求項３に対応
する発明では、直流電源からの直流電力をパルス幅変調
制御により交流電力に変換し、変圧器の一次側に供給
し、かつ変圧器の二次側から得られる交流電力を溶接機
に供給するインバータと、このインバータの出力電流と
電流基準を比較して電流を制御する電流制御手段と、周
波数基準により前記インバータの出力電流の方向を反転
する反転制御手段と、前記交流電流の正のサイクルの最
終パルス幅変調の導通信号の期間中の電流変化率と、前
記交流電流の負のサイクルの最終パルス幅変調の導通信
号の期間中の電流変化率とを交互に比較する比較手段
と、この比較手段により得られる比較結果により正のサ
イクルと負のサイクルの電流値を調整する第１の調整手
段と、前記交流電流の正のサイクルと負のサイクルの時
間を調整する調整する第２の調整手段とを具備した溶接
機の制御装置である。

【００１４】前記目的を達成するため、請求項４に対応
する発明では、前記インバータの周波数は、通電開始の
半サイクル〜数サイクル間のみ、定常周波数より高くし
た請求項３記載の溶接機の制御装置である。

【００１５】前記目的を達成するため、請求項５に対応
する発明では、直流電源からの直流電力をパルス幅変調
制御により交流電力に変換し、変圧器の一次側に供給
し、かつ変圧器の二次側から得られる交流電力を溶接機
に供給するインバータと、このインバータの通電終了時
の最終の半サイクルの極性と通電幅を検出する検出手段
と、前記通電終了時の最終の半サイクルの通電幅が設定
値より広いか狭いかを検出し、狭い場合次の通電開始時
は前回の最終半サイクルと同方向から通電を開始し、広
い場合次の通電開始時は前回の最終半サイクルと逆方向
から通電開始を決定する手段を具備した溶接機の制御装
置である。

【００１６】前記目的を達成するため、請求項６に対応
する発明では、直流電源からの直流電力をパルス幅変調
制御により交流電力に変換し、変圧器の一次側に供給
し、かつ変圧器の二次側から得られる交流電力を溶接機
に供給するインバータと、前記交流電流値と前記パルス
幅変調制御の変調率を検出する検出手段と、前記交流電
流の正の半サイクルと負の半サイクルのそれぞれ最終パ
ルス幅変調制御の時点の前記交流電流と前記変調率を比
較し、この値がバランスする方向に前記交流電流の正負
の大きさと、前記交流電流の通電幅の少なくとも一方を
変える手段を具備した溶接機の制御装置である。

【００１７】前記目的を達成するため、請求項７に対応
する発明では、前記インバータの交流電流の周波数を手
動により調整可能にする手段を備えたことを特徴とする
請求項５または請求項６記載の溶接機の制御装置であ
る。

【００１８】

【作用】請求項１に対応する発明によれば、デイザ信号
による電流制御の誤差分をパルス幅変調信号から得られ
る変調率を直接または関数を介して補正することによ
り、高速で精度が向上し、これにより高品質な溶接が可
能となる。

【００１９】請求項２に対応する発明によれば、パルス
幅変調信号を平均化することにより、遅れが存在する
が、平均的な変調率を容易に求めることができる。請求
項３に対応する発明によれば、変圧器の一次側の電流の
正のサイクルの最終パルス幅変調の導通期間の電流変化
率と、該一次側の負のサイクルの最終パルス幅変調の導
通期間の電流の変化率を比較することにより、偏磁方向
を見つけ、その結果に基づいて正のサイクルの電流値と
負のサイクルの電流値を微少に調整することにより偏磁
を防止できる。

【００２０】請求項４に対応する発明によれば、偏磁し
易い通電の初期区間のみ過渡的にインバータ周波数を上
昇させることにより、変圧器の磁束密度を下げることに
より過渡的な偏磁を防止できる。

【００２１】請求項５に対応する発明によれば、最終通
電の極性と通電幅から次回スタート時の通電方向が変圧
器鉄心の磁束密度がより低い方向に選んで起動する。請
求項６に対応する発明によれば、偏磁検出を最終パルス
幅変調制御の変調率を主体として比較し、電流値が変わ
った場合の修正を行うことにより、偏磁を防止できる。

【００２２】請求項７に対応する発明によれば、方形波
回路の交流電流の周波数を手動で商用周波数より低下さ
せることにより、可変溶接電極回路部の浮遊インダクタ
ンスが大きくなって波形率が悪化しても、力率が悪化し
ない。

【００２３】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明するが、図１３と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略する。 ＜第１実施例＞ （構成）第１実施例は図１に示すように構成されてい
る。すなわち、実効値回路１３は、変流器６により変圧
器５の一次電流を検出し、この検出された交流電流を整
流回路１１で直流電流Ｉd とし、これから実効値Ｉrms
を求める。

【００２４】増幅回路１４は実効値Ｉrms および実効値
基準（Ｉrms ^* ）の誤差を増幅する。加算回路１５は、
増幅回路１４の出力と前記実効値基準Ｉrms ^* を加算
し、増幅回路１４の誤差が減少する方向にように加算回
路１５の入力に補正信号として加算し、新しい電流基準
Ｉ ^*を出力し、この電流基準Ｉ ^*を加算回路１６に出力
する。

【００２５】加算回路１６は、電流基準Ｉ ^*と、後述す
る電流補正回路３５からの出力Ｖ35と、後述する関数発
生回路３３の出力を加算し、出力Ｖ16すなわち最終電流
基準を出力する。

【００２６】比較回路２６は、加算回路１６の出力Ｖ16
と整流回路１１の出力である直流電流Ｉd が比較され、
この偏差出力がフリップフロップ２９のリセット端子Ｒ
に入力し、フリップフロップ２９のセット端子Ｓには後
述するパルス発生器２７からの信号が入力される。

【００２７】パルス発生器２７は、変調用周波数を発生
し、その立上りでフリップフロップ２９のセット端子Ｓ
に入力し、フリップフロップ２９の出力を“１”にセッ
トし、インバータブリッジのＩＧＢＴをオンさせる極性
となる。

【００２８】加算回路１６の出力Ｖ16より整流回路１１
の出力Ｉd が大になると、フリップフロップ２９の出力
が“０”となる。すなわち、フリップフロップ２９の出
力がＰＷＭ信号となる。

【００２９】一方、パルス発生器２７の出力がディザ回
路２８に入力され、ディザ回路２８において変調同期毎
に漸増または漸減する三角状の波形が出力され、これが
比較回路２６に入力される。以上のような構成により、
ノイズ等に強いＰＷＭ信号を出力できるようになってい
る。

【００３０】変調率（Ｍ率）検出回路３２は、フリップ
フロップ２９の出力であるＰＷＭ信号を入力して変調率
を検出し、この検出した変調率を関数回路３３に入力す
ることにより、得られる電流精度補正入力として加算回
路１６に入力する。

【００３１】また、分配回路３１にはフリップフロップ
２９の出力であるＰＷＭ信号およびを後述する通電幅選
択回路３９からの交流電流極性信号Ｆを入力し、信号Ｆ
によりＰＷＭ信号を、インバータ（インバータブリッ
ジ）４のＩＧＢＴを駆動する駆動回路２１，２２に分配
する。

【００３２】起動回路１９は、タイマー２０を起動する
ための信号を出力し、タイマー２０の通電時間中のみ駆
動回路２１，２２を動作させる。以上述べた構成以外
に、変圧器５の偏磁防止を目的とする構成を備えてい
る。すなわち、サンプル信号回路３４は、後述する通電
幅選択回路３９からの交流電流極性信号ＦとＰＷＭ信号
を入力してサンプル信号Ｓａ，Ｓｂを出力する。

【００３３】微分回路１７は、整流回路１１により整流
された直流検出電流Ｉｄの電流変化率Ｖ17を検出する。
サンプリングホールド回路１８は、サンプル信号回路３
４からサンプル信号Ｓａと微分回路１７の電流変化率Ｖ
17を入力し、交流電流のハーフサイクルの最終ＰＷＭ時
の電流変化率をサンプリングホールドして出力Ａを出力
するものである。

【００３４】また、サンプリングホールド回路２３は、
サンプル信号回路３４からサンプル信号Ｓｂと微分回路
１７の電流変化率Ｖ17を入力し、交流電流のハーフサイ
クルの最終ＰＷＭ時の電流変化率をサンプリングホール
ドして出力Ｂを出力するものである。

【００３５】比較回路２４は、サンプリングホールド回
路１８，２３の出力Ａ，Ｂのレベルを比較し、ＡとＢが
略等しい場合は０を出力し、またＢ＞Ａ＋α（比較回路
２４のウインドウ幅）の場合はＰを出力し、さらにＢ＜
Ａ−α（比較回路２４のウインドウ幅）の場合はＮを出
力する。

【００３６】ラッチ回路２５は比較回路２４においてレ
ベル比較した結果を、後述する信号回路３７からのラッ
チ信号Ｌにより、プラス（Ｐ）、ゼロ（０）、マイナス
（Ｎ）の３レベルに判別する。

【００３７】電流補正回路３５は、後述する通電幅選択
回路３９からの交流電流極性信号Ｆを受け、ラッチ回路
２５からの出力Ｐ，０，Ｎに応じて電流値の補正（直流
分の補正）を行い、出力Ｖ35を出力する。

【００３８】方形波回路３６は、後述する過渡周波数上
昇回路４０からの信号を入力し、インバータ出力周波数
ｆを決定する。信号回路３７は、方形波回路３６からの
インバータ出力周波数ｆを入力し、３通りの通電幅信号
Ｗ1 ，Ｗ2 ，Ｗ3 を出力する。

【００３９】通電幅選択回路３９は、ラッチ回路２５か
らの出力Ｐ，０，Ｎを受けて、３通りの通電幅信号Ｗ1
，Ｗ2 ，Ｗ3 から１つ交流電流極性信号Ｆを、前記サ
ンプ信号回路３４および分配回路３１に出力する。

【００４０】また、過渡周波数上昇回路４０は、起動回
路１９からの出力Ｖ19を入力し、起動の最初の一定期間
のみ周波数を上昇させる。 （作用）以上のように構成された第１実施例の作用効果
について、図２〜図５を参照して説明する。まず、信号
回路３７の出力波形について、図２を参照して説明す
る。方形波回路３６の出力信号ｆは、インバータ出力電
流の周波数をきめる信号であり、パルス幅Ｔ1 とＴ2 は
等しい。Ｗ2 は出力信号ｆよりやや遅れた信号で、パル
ス幅は等しい。Ｗ3 はＷ2 より“１”の区間が狭く、Ｗ
1 はＷ2 より“１”の区間が広くなっている。

【００４１】ラッチ信号Ｌは、出力信号ｆが変化する時
点で立上がり、ラッチ回路２５はＬの立上がり時点のデ
ータをラッチする。通電幅選択回路３９は、ラッチ回路
２５の出力Ｐ，０，Ｎにより信号回路３７からの通電幅
信号Ｗ1 ，Ｗ2 ，Ｗ3 から１つ選んで出力Ｆとする。

【００４２】次に、図３により偏磁方向検出動作につい
て説明する。現在偏磁がなく、ラッチ回路２５は０を出
力している場合通電幅選択回路３９は、図２の通電幅Ｗ
2 を選択して出力Ｆとなる。すなわち、インバータ出力
の正負の通電幅が等しくなる制御となっているものとす
る。

【００４３】インバータ出力電流ｉACは整流回路１１に
より整流され、Ｉd となり、ＰＷＭ信号の“１”の区間
ＩＧＢＴがオンするので、電流が増加し、ＰＷＭ信号の
“０”の区間はＩＧＢＴがオフするので、電流は減少す
る。

【００４４】ＰＷＭ波形とＦ信号を受け、サンプリング
信号回路３４からＳａ，Ｓｂを出力し、交流電流の半サ
イクル毎の電流微分値Ｖ17をそれぞれサンプリングホー
ルドして出力Ａ，Ｂとする。

【００４５】時刻ｔ1 の時点でＶ17をホールドし出力Ａ
とする。時刻ｔ2 の時点でＶ17をホールドして出力Ｂと
し、Ｌの立上がり点てせ比較してラッチ回路２５の出力
を３レベルで出力する。時刻ｔ2 でＡとＢが略等しい場
合は０出力となり、Ｂ＞Ａ＋α（比較回路２４のウイン
ドウ幅）の場合はＰ出力を出す。

【００４６】すなわち、Ｆ信号が“０”の期間の方向で
（ｄＩｄ）／（ｄｔ）が大きいことは、変圧器５が偏磁
して励磁電流が増加したと考えられるので、Ｆ信号の
“０”の期間を短くすることにより、偏磁が防止できる
ことになる。

【００４７】このため、通電幅選択回路３９は、Ｐが出
力された場合、時刻ｔ2 でＷ2 からＷ1 に切換えること
により、Ｆ信号の“０”の期間を短くする。Ｂ＜Ａ−α
（比較回路２４のウインドウ幅）の場合は、Ｎ出力とな
り、Ｆが“１”の区間の場合飽和方向に偏磁しているの
で、Ｗ3 を選択してＦ出力すればよいことになる。この
選択は、半サイクル毎に行われる。

【００４８】次に、電流補正回路３５について図４に従
って説明する。すなわち、時刻ｔ2でラッチ回路２５が
Ｐ出力を出した場合、図３で説明したようにＦが“０”
の期間で変圧器５が飽和方向にあるので、この区間の電
流値を下げ、Ｆが“１”の区間の電流値を上げることに
より、偏磁を防止できる。これは、電流補正回路３５の
出力がＶ35となるように構成してあるからである。

【００４９】また、時刻ｔ2 でラッチ回路２５が“０”
を出力した場合は、電流補正回路３５は、Ｖ350 すなわ
ちゼロ出力となり、電流補正は行われない。また、時刻
ｔ2 でラッチ回路２５がＮを出力した場合は、同様に電
流補正回路３５の出力はＶ35を出力し、Ｆが“１”の区
間の電流を低下させることにより、変圧器５の偏磁を防
止できる。

【００５０】なお、電流補正回路３５と通電幅選択回路
３９は、図１のように両方に設けることの他、いずれか
一方を設けることでも作用はほとんど変わらないが、交
流電流の周波数を可変する場合、周波数が高くなると、
通電選択回路３９が強力となり、周波数が低い場合は電
流補正回路３５が強力となる。

【００５１】次に、過渡周波数上昇回路４０の動作につ
いて、図５を参照して説明する。変圧器５に、通電開始
する直前で鉄心の磁束密度は、残留磁束の影響があり、
ゼロよりもやや高い位置に前回の通電の最終磁束の方向
にずれている。

【００５２】そこで、通電の最初から通電交流の周波数
を選ぶと鉄心が飽和し易くなる。ところが、従来のサイ
リスタやインバータの直流方式では、周波数一定で通電
幅を狭く起動していたが、本実施例では１８０度通電方
式のため（溶接性能を良くするため）、本方式を採用で
きない。

【００５３】このようなことから、図５に示すように、
起動信号Ｖ19がオンになった最初の部分（図５では１サ
イクル）の周波数を上昇させることにより、鉄心の飽和
を避けるように工夫されている。

【００５４】この最初の部分は、半サイクルから２〜３
サイクルでなるべく短い方が波形率が向上するので、溶
接品質を悪化させることなく、変圧器５の磁束密度を有
効に利用することが可能である。すなわち、起動の最初
の半サイクルは、磁束変化幅が５０％程度しか利用でき
ないことに注目して制御する。

【００５５】次に、デイザ分補正によって電流精度が向
上することについて、図６を参照して説明する。変調周
期毎に、パルス発生器２７からのセット信号Ｓが入力さ
れ、ＰＷＭ信号はオンとなり、加算回路１６の出力Ｖ16
である最終電流基準と検出電流Ｉｄを比較回路２６で比
較し、最終電流基準より検出電流Ｉｄが大きくなると、
ＰＷＭ信号は“０”「オフ」に切換わるデイザ信号は、
変調周波数に同期した、鋸歯状波的なものを比較回路２
６に入力し（図６では検出電流と同極に加え）、ノイズ
に強い安定なパルス幅変調（ＰＷＭ）を行えるように、
検出電流の最大値の数％〜５％程度のピークのデイザ信
号を加える。

【００５６】ところが、このデイザ信号のため電流精度
は最大でデイザ信号のピーク値分悪化することになる。
この電流制御を高速に高精度に行うためのデイザ回路２
８が図１の変調率検出回路３２と関数発生器３３による
電流基準の補正である。

【００５７】図６において、時刻ｔ1 において、電流基
準ー（検出電流＋デイザ）＜０になってＰＷＭ信号が
“１”→“０”に変化したので、電流制御誤差はｈ分だ
けと判る。このｈの大きさは、変調率ＭすなわちＴ2 ／
Ｔ1 を求めて電流基準をその分だけ上げれば、次のＰＷ
Ｍ信号点で補正されることになり、極めて早い応答を得
ることが可能となる。変調率はＴ2 ／Ｔ1 をマイクロプ
ロセッサなどで演算して補正することができるが、簡易
的にはＰＷＭ信号にフィルタを介して平均化することに
より、２〜３パルス遅れで補正可能である。

【００５８】なお、デイザ信号が図７に示す逆傾斜で電
流基準側に加算する方式の場合は、反転ＰＷＭ信号を求
め、Ｍ＝（１−反転ＰＷＭ信号）から求まることが判
る。また、図８に示すようにデイザ信号が非直線的な場
合は、図１の関数回路３３により、非直線性を補正する
ことは容易に実現できる。

【００５９】（効果）以上述べた第１実施例によれば、
起動時過渡的に交流電流の周波数を上昇させることによ
り、変圧器５の鉄心の飽和を防ぎ、電流リプルの変化率
の比較により偏磁方向を検出して電流値や通電幅を微調
整することにより、変圧器５の磁束密度を限界まで、利
用することができ、この結果小形化を図ることができ、
経済的である。

【００６０】しかも、電流制御を高速高精度に行うこと
により、高品質な溶接が可能となる溶接機の制御装置が
提供できる。 ＜第２実施例＞図９に示すように、図１の実施例に新た
に、通電幅メモリー５１と、方向決定回路５２と、起動
方向回路５３を追加したものである。タイマー２０が停
止信号を出力した時点の交流電流極性信号Ｆの通電幅を
通電メモリー５１で求め、その結果から次の起動時の通
電方向を決める方向決定回路５２により起動回路１９か
らの起動信号Ｖ19を受けて、起動方向回路５３により通
電方向をプリセットして方形波回路３６をスタートさせ
る。これは交流の周波数を商用周波数より低下させて使
用する場合に極めて有効となる。

【００６１】図１０に示すように、通電停止時の通電方
向と通電幅Ｔ3 をラッチして次の起動サイクルの通電方
向を決め、変圧器５が飽和しない方向から通電を開始す
る。簡単に考えると、通電幅Ｔ3 が５０％以下の場合
は、磁束がゼロ方向に移動している範囲であるので、次
のスタートは同方向に電流を流す。通電幅Ｔ3 が５０％
以上の場合は、磁束がゼロを通過していて増加方向なの
で、次の起動時は反対極性で電流を流すことで変圧器５
の鉄心を有効利用できる。

【００６２】正確には、電圧のフォーシングがあるの
で、通電幅Ｔ3 が５０％未満の点を界として次のスター
ト方向を決めることが望まれる。 ＜変形例＞ １）図１の実施例では、変圧器５の偏磁を変圧器５の一
次側のリプル電流の変化分から求めたが、図１１に示す
ように高速電流制御を行うと変圧器５が飽和しても電流
Ｉｄがほとんど増加しないようにインバータ出力を下げ
ることになる。このため、時刻ｔ1 ，ｔ2 の変調率Ｍを
検出比較することにより、偏磁を検出することが可能と
なる。

【００６３】さらに、図１１に示すように変圧器５の飽
和により電流が増加する場合には、時刻ｔ1 ，ｔ2 の時
点のそれぞれの（Ｉｄ−Ｍ）を比較すれば、飽和をさら
に拡大してつかまえることができる。

【００６４】２）図１で説明した電流精度の高い高速電
流制御は、図１のインバータ４でなく、図１２に示すＩ
ＧＢＴ４´、ダイオード５０、リアクトル８、レーザ発
振機の如き負荷５´からなるチョッパ回路にも同様に応
用できることは説明するまでもない。なお、図１２の回
路は、小容量の溶接機やパルス溶接機などに使用され
る。

【００６５】３）図１の実施例は加算回路１６の出力Ｖ
16を直流の電流基準とし、周波数をパルス発生器２７か
ら別に与える方式であるが、加算回路１６の出力Ｖ16と
周波数により交流の電流基準を作り、これと変流器６に
検出された交流電流ｉACと比較回路２６で比較して出力
されるＰＷＭ信号で直接駆動回路２１，２２を駆動する
ように構成してもよい。この方式であっても、図１の実
施例と同様な作用効果を得ることができる。この場合
は、偏磁補正の電流分制御は、サンプリング出力ＡとＢ
の差を交流電流基準に加えることで行える。

【００６６】４）図１の実施例の制御装置（主回路を除
く回路）のうち、整流回路１１、微分回路１７、サンプ
リングホールド回路１８，２３、駆動回路２１，２２、
起動回路１９を除いた回路のすべてをマイコンにより簡
単に実現することができる。

【００６７】５）図１では比較回路２４は、３レベル
（Ｐ，０，Ｎ）の判別で電流補正回路３５、通電幅選択
回路３９をそれぞれ３レベルの動作を行っているが、０
レベルを省略して２レベルとしても動作的にはほぼ同じ
作用となることは言うまでもない。

【００６８】６）図１の実施例において、溶接電極回路
部分の浮遊インダクタンス８が大きくなると、波形率が
悪化するので、方形波回路３６の周波数を手動設定変更
可能な回路を設ければ、インダクタンスが大きく、力率
が悪いため、パワーを注入できない回路では、周波数を
下げて使用することで、力率の改善が可能になる。この
場合変圧器５は、低周波用のものに置き換える必要があ
る。

【００６９】

【発明の効果】本発明によれば、高品質な溶接を可能と
し、また変圧器の飽和防止制御を行い、鉄心の磁束密度
を高くまで利用できる溶接機の制御装置を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の溶接機の制御装置の第１実施例を説明
するためのブロック図。

【図２】図１の信号回路３７を説明するための図。

【図３】図１の実施例の偏磁方向検出動作を説明するた
めの図。

【図４】図１の実施例の電流補正回路３５を説明するた
めの図。

【図５】図１の実施例の過渡周波数上昇回路４０を説明
するための図。

【図６】図１の実施例のディザ回路２８を説明するため
の図。

【図７】図１の実施例のディザ回路２８を説明するため
の図。

【図８】図１の実施例のディザ回路２８を説明するため
の図。

【図９】本発明の溶接機の制御装置の第２実施例を説明
するためのブロック図。

【図１０】図９の実施例の動作を説明するための図。

【図１１】本発明の溶接機の制御装置の変形例を説明す
るための図。

【図１２】本発明の溶接機の制御装置の変形例を説明す
るための図。

【図１３】従来の溶接機の制御装置の第１例を説明する
ための図。

【図１４】従来の溶接機の制御装置の第２例を説明する
ための図。

【符号の説明】

１…交流電源、２…整流器、３…コンデンサ、４…イン
バータ、４´…ＩＧＢＴ、５…変圧器、５´…負荷、６
…変流器、７…整流器、８…浮遊インダクタンス、９…
溶接電極、１１…整流回路、１２…実効値基準、１３…
実効値回路、１４…増幅回路、１５，１６…加算回路、
１７…微分回路、１８，２３…サンプリングホールド回
路、１９…起動回路、２０…タイマー、２１，２２…駆
動回路、２４…比較回路、２５…ラッチ回路、２６…比
較回路、２７…パルス発生器、２８…ディザ回路、２９
…フリップフロップ回路、３１…分配回路、３２…変調
率検出回路、３３…関数回路、３４…サンプル信号回
路、３５…電流補正回路、３６…方形波回路、３７…信
号回路、３９…通電幅選択回路、４０…過渡周波数上昇
回路、５１…通電幅メモリー、５２…方向決定回路、５
３…起動方向回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/537 Ｈ０２Ｍ 7/537 Ｄ (56)参考文献 特開 平５−305453（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−114569（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−96375（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−77380（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 B23K 9/073 B23K 9/09 B23K 11/24 H02M 7/537

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源からの直流電力をパルス幅変調
   制御により波形成形して溶接機に流れる負荷電流を制御
   する電力変換器と、 前記負荷電流と電流基準を比較してその偏差を減少させ
   る制御信号を出力する制御手段と、 一定の変調周期で導通のパルス幅変調信号を出力すると
   共に、前記制御信号と前記負荷電流との比較結果に応じ
   て非導通のパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調制
   御手段と、 前記変調周期毎に漸増または漸減するデイザ信号を前記
   電流基準または負荷電流に加える演算手段と、 前記パルス幅変調信号から得られる変調率を直接または
   関数を介して前記電流基準または前記負荷電流を補正す
   る補正手段とを具備した溶接機の制御装置。
2. 【請求項２】 前記変調率はパルス幅変調信号またはこ
   のパルス幅変調信号の反転信号をフィルタを介して平均
   化することを特徴とする請求項１記載の溶接機の制御装
   置。
3. 【請求項３】 直流電源からの直流電力をパルス幅変調
   制御により交流電力に変換し、変圧器の一次側に供給
   し、かつ変圧器の二次側から得られる交流電力を溶接機
   に供給するインバータと、 このインバータの出力電流と電流基準を比較して電流を
   制御する電流制御手段と、 周波数基準により前記インバータの出力電流の方向を反
   転する反転制御手段と、 前記交流電流の正のサイクルの最終パルス幅変調の導通
   信号の期間中の電流変化率と、前記交流電流の負のサイ
   クルの最終パルス幅変調の導通信号の期間中の電流変化
   率とを交互に比較する比較手段と、 この比較手段により得られる比較結果により正のサイク
   ルと負のサイクルの電流値を調整する第１の調整手段
   と、 前記交流電流の正のサイクルと負のサイクルの時間を調
   整する調整する第２の調整手段とを具備した溶接機の制
   御装置。
4. 【請求項４】 前記インバータの周波数は、通電開始の
   半サイクル〜数サイクル間のみ、定常周波数より高くし
   たことを特徴とする請求項３記載の溶接機の制御装置。
5. 【請求項５】 直流電源からの直流電力をパルス幅変調
   制御により交流電力に変換し、変圧器の一次側に供給
   し、かつ変圧器の二次側から得られる交流電力を溶接機
   に供給するインバータと、 このインバータの通電終了時の最終の半サイクルの極性
   と通電幅を検出する検出手段と、 前記通電終了時の最終の半サイクルの通電幅が設定値よ
   り広いか狭いかを検出し、狭い場合次の通電開始時は前
   回の最終半サイクルと同方向から通電を開始し、広い場
   合次の通電開始時は前回の最終半サイクルと逆方向から
   通電開始を決定する手段とを具備した溶接機の制御装
   置。
6. 【請求項６】 直流電源からの直流電力をパルス幅変調
   制御により交流電力に変換し、変圧器の一次側に供給
   し、かつ変圧器の二次側から得られる交流電力を溶接機
   に供給するインバータと、 前記交流電流値と前記パルス幅変調制御の変調率を検出
   する検出手段と、 前記交流電流の正の半サイクルと負の半サイクルのそれ
   ぞれ最終パルス幅変調制御の時点の前記交流電流と前記
   変調率を比較し、この値がバランスする方向に前記交流
   電流の正負の大きさと、前記交流電流の通電幅の少なく
   とも一方を変える手段とを具備した溶接機の制御装置。
7. 【請求項７】 前記インバータの交流電流の周波数を手
   動により調整可能にする手段を備えたことを特徴とする
   請求項５または請求項６記載の溶接機の制御装置。