JP6904018B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、低電圧大電流出力の直流電源装置に関する。

産業用の低電圧（数V〜数10V)、大電流（1000A以上）出力の直流電源装置はアルマイト処理、メッキ、金属加熱、溶接等に用いられる。大電流を出力するための一般的な回路構成は下記に示すとおりである。

たとえば、特許文献１は、直流電圧から高周波交流電圧を生成するインバータ回路と、インバータ回路により出力された交流電圧を変圧するトランスと、トランスにより変圧された交流電圧を整流する整流回路とを備える溶接機用電源装置の回路構成を開示する。このような溶接機用電源装置は、例えば、電極から溶接対象に大電流を流すスポット溶接やアーク溶接等に用いられる。トランスの二次側の整流回路としては、特許文献１に記載されるように、負側の出力端子が、トランスの二次側コイルの中間端子に接続されるセンタータップ方式の全波整流回路が一般的である。

低電圧大電流出力の電源装置では、トランスの二次電流が極めて大きいため、二次コイルの巻線は、一般的に厚い銅板から形成される。特に、センタータップ方式の整流回路では、二次コイルとして、正側及び負側の２つの巻線が必要であるため、トランスの大型化及び製造コストの増大の可能性がある。特に、溶接機用電源装置において溶接ロボットのアームにトランスを含む回路を搭載する場合、トランス質量の増加がシステム全体の性能や寿命に影響を及ぼす可能性がある。

一方、特許文献２は、トランスの二次側に接続された倍電流整流回路を備える車載溶接機用電源装置を開示する。倍電流整流回路は、出力電流が入力電流の２倍になる整流回路である。倍電流整流回路は、トランスの二次電流を低減させることができるため、トランスを小型化することができるが、リアクトルの数が増加してしまう。

特開２０１６−１４４３０３号公報 国際公開第２０１２／１４４２４９号

本発明は、上記問題点を鑑み、サイズ、質量及び製造コストを低減可能な低電圧大電流出力の直流電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一態様は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータにより変換された交流電圧を所定の交流電圧に変圧するトランスと、トランスにより変圧された交流電圧を整流する整流器と、整流器により整流された電流を負荷に出力する一対の第１電極及び第２電極とを備える電源装置であることを要旨とし、整流器は、トランスの二次コイルの両端のそれぞれと第１電極との間にそれぞれ接続された２つのリアクトルと、二次コイルの両端のそれぞれと第２電極との間のそれぞれに接続された２つの整流素子とを有する倍電流整流回路であり、２つのリアクトルの一方は、二次コイルの一端と第１電極との間を接続する第１配線で構成され、２つのリアクトルの他方は、二次コイルの他端と第１電極との間を接続する第２配線で構成され、２つのリアクトルの一方のインダクタンスは、第１配線の寄生インダクタンスであり、２つのリアクトルの他方のインダクタンスは、第２配線の寄生インダクタンスであることを特徴とする。

本発明によれば、サイズ、質量及び製造コストを低減可能な低電圧大電流出力の直流電源装置を提供できる。

図１は、本発明の実施形態に係る電源装置の基本的な構成を説明する回路図である。 図２は、本発明の実施形態に係る電源装置の導体バーの形状を説明する模式的な側面図である。 図３は、図２のIII−III方向から見た断面図である。 図４は、本発明の実施形態に係る電源装置のトランスの二次側回路の配線方法を説明する模式的な回路図である。 図５は、センタータップ方式の全波整流回路を備える低電圧大電流出力の電源装置の動作を説明するための回路図である。 図６は、全波整流回路の入力電圧及び整流電圧の波形を図示した一例である。 図７は、本発明の実施形態に係る低電圧大電流出力の電源装置の倍電流整流回路の動作を説明するための回路図である。 図８は、倍電流整流回路の入力電圧及び整流電圧の波形を図示した一例である。 図９は、リアクトルの設計に用いる回路図である。 図１０は、図９の回路図における入力電圧及び出力電流の波形を図示した一例である。 図１１は、本発明の実施形態の第１変形例に係る電源装置の導体バーの形状を説明する模式的な側面図である。 図１２は、本発明の実施形態の第２変形例に係る電源装置の導体バーの形状を説明する模式的な側面図である。 図１３は、図１１のXIII−XIII方向から見た断面図である。 図１４は、本発明の他の実施形態に係る低電圧大電流出力の電源装置の基本的な構成を説明する回路図である。 図１５は、本発明の他の実施形態に係る低電圧大電流出力の電源装置のトランスの二次側回路の配線方法を説明する模式的な回路図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付し、重複する説明を省略する。但し、以下に示す実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。

（低電圧大電流出力の電源装置）
本発明の実施形態に係る電源装置は、図１に示すように、変換器１０と、インバータ２０と、トランス３０と、整流器４０と、正電極５１及び負電極５２からなる一対の電極５０と、コントローラ８０とを備える。本実施形態に係る電源装置は、例えば、正電極５１及び負電極５２により電解液に電流を流してアルマイト処理やメッキ処理を行う装置、あるいは正電極５１及び負電極５２間に挟まれた被溶接物に大電流を流し、継手部に発生するジュール熱により被溶接物を溶接する抵抗溶接装置に適用可能である。

変換器１０は、例えば商用電源の交流電力を直流電圧に変換してインバータ２０に出力する。変換器１０は、交流電力を直流電圧に整流する整流回路１１と、整流回路１１により整流された直流電圧を平滑してインバータ２０に供給する平滑コンデンサ１２とを備える。整流回路１１は、例えばブリッジ接続されたダイオードを用いた全波整流回路を採用可能である。変換器１０は、インバータ２０に直流電圧を供給する定電圧源として機能する。

インバータ２０は、変換器１０から供給される直流電圧を、コントローラ８０による制御に応じて所定の周波数を有する交流電圧に変換する。インバータ２０は、例えば、４つのスイッチング素子Ｐ１〜Ｐ４から構成されるフルブリッジ回路を有する。変換器１０の出力端子（平滑コンデンサ１２の両端）には、２つのスイッチング素子Ｐ１，Ｐ２と、２つのスイッチング素子Ｐ３，Ｐ４とが、それぞれ直列に接続される。４つのスイッチング素子Ｐ１〜Ｐ４は、各主電極対の間にフリーホイールダイオードＱ１〜Ｑ４がそれぞれ逆並列に接続される。

高電位側のスイッチング素子Ｐ１及び低電位側のスイッチング素子Ｐ４と、高電位側のスイッチング素子Ｐ３及び低電位側のスイッチング素子Ｐ２とは、所定のスイッチング周波数で互い違いにオンオフを繰り返すようにコントローラ８０から制御信号を入力される。これにより、インバータ２０は、スイッチング素子Ｐ１，Ｐ２の間の接点と、スイッチング素子Ｐ３，Ｐ４の間の接点との間に交流電圧を生成する。

スイッチング素子Ｐ１〜Ｐ４のそれぞれは、例えば、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）等のトランジスタ、静電誘導サイリスタ（ＳＩサイリスタ）やゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）等のサイリスタを含む半導体スイッチング素子からなる。

トランス３０は、インバータ２０により変換された交流電圧を所定の交流電圧に変圧する。トランス３０は、スイッチング素子Ｐ１，Ｐ２の間の接点と、スイッチング素子Ｐ３，Ｐ４の間の接点との間に接続された一次コイル３１と、一次コイル３１に入力された交流電圧を、一次コイル３１との巻数比に応じた電圧に変圧して整流器４０に出力する二次コイル３２とを有する。一次コイル３１及び二次コイル３２は、互いに直流的に絶縁されている。

整流器４０は、トランス３０により変圧された交流電圧を整流する。整流器４０は、二次コイル３２の両端と正電極５１との間のそれぞれに接続された２つのリアクトルＬ１，Ｌ２と、二次コイル３２の両端と負電極５２との間のそれぞれに接続された２つ整流素子Ｄ１，Ｄ２とを有する倍電流整流回路である。

即ち、リアクトルＬ１は、二次コイル３２の一端である接点Ｎ１と正電極５１との間に接続され、リアクトルＬ２は、二次コイル３２の他端である接点Ｎ２と正電極５１との間に接続される。整流素子Ｄ１は、接点Ｎ１と負電極５２との間に接続され、整流素子Ｄ２は、接点Ｎ２と負電極５２との間に接続される。整流素子Ｄ１，Ｄ２のそれぞれは、例えば半導体ダイオードからなる。この場合、各アノードは負電極５２に接続され、各カソードは、接点Ｎ１，Ｎ２のそれぞれに接続される。

たとえば本回路を溶接機用電源装置に用いる場合、図２及び図３に示すように、リアクトルＬ１，Ｌ２は、トランス３０と正電極５１との間を電気的に接続する第１配線６１及び第２配線６２により構成される。図４に示すように、第１配線６１は、接点Ｎ１と正電極５１との間を接続し、第２配線６２は、接点Ｎ２と正電極５１との間を接続する。このように、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２の各インダクタンスは、第１配線６１の寄生インダクタンス及び第２配線６２の寄生インダクタンスである。

図２及び図３に示すように、負電極５２は、例えば、第３配線６３及び第４配線６４のそれぞれを介して、整流器４０の２つの整流素子Ｄ１，Ｄ２のそれぞれに電気的に接続される。４つの配線６１〜６４のそれぞれは、銅等の金属材料からなり、Ｌ字型に屈曲された帯状の導体板（バスバー）を採用可能である。第１配線６１及び第２配線６２と、第３配線６３及び第４配線６４とは、それぞれ、互いに幅方向において隣り合うように配置される。

正電極５１及び負電極５２のそれぞれは、例えば概略として円筒状の金属からなる。正電極５１は、上部を正電極ホルダ７１に保持されて垂直に配置される。負電極５２は、下部を負電極ホルダ７２に保持されて、端面が正電極５１の端面と対向するように垂直に配置される。正電極５１及び負電極５２は、被溶接物を互いの間に挟み込んだ状態で整流器４０により整流された電流を被溶接物に出力する。

図２に示すように、第１配線６１及び第２配線６２と、正電極５１と、負電極５２と、第３配線６３及び第４配線６４とは、被溶接物を介して、ループ状の電流経路Ｋを構成する。第１配線６１、第２配線６２、第３配線６３及び第４配線６４は、概略としてループ状に配置されることにより、寄生インダクタンスが増加される。

トランス３０と、整流器４０の整流素子Ｄ１及び整流素子Ｄ２とは、例えば、図示を省略した溶接機の機体に収容される。第１配線６１及び第２配線６２は、二次コイル３２の両端から正電極ホルダ７１に到達するまで互いに離間して配置される。第３配線６３及び第４配線６４は、２つの整流素子Ｄ１及びＤ２から負電極ホルダ７２に到達するまで互いに離間して配置される。正電極ホルダ７１及び負電極ホルダ７２は、他の部材を介して正電極５１及び負電極５２をそれぞれ保持するようにしてもよい。

ここで、図５に示すように、二次コイルにセンタータップを有するトランス３０Ｐと、センタータップ方式の全波整流回路である整流回路４０Ｐとを備える低電圧大電流出力の直流電源装置について説明する。整流回路４０Ｐは、トランス３０Ｐの二次コイルの一端（ｕ端子）と接点Ｎとの間に接続された整流素子Ｄｕと、二次コイルの他端（ｖ端子）と接点Ｎとの間に接続された整流素子Ｄｖとを備える。トランス３０Ｐのセンタータップ（ｃ端子）は出力端子の負電極に接続され、接点ＮはリアクトルＬｐを介して出力端子の正電極に接続される。

トランス３０Ｐの二次コイルの両端の電圧（ｕ−ｖ電圧）は、入力側の条件が等しい場合、本発明の実施形態に係る電源装置の二次コイル３２の両端の電圧（ｕ−ｖ電圧）Ｖ２と等しい（図７参照）。図５及び図６に示すように、整流回路４０Ｐの入力電圧は、センタータップと二次コイルの両端との各間の二次電圧（ｕ−ｃ電圧及びｖ−ｃ電圧）Ｖ２ｕ，Ｖ２ｖである。整流回路４０Ｐの出力電圧は、センタータップと接点Ｎとの間の整流電圧Ｖｒであり、電圧Ｖ２の１／２である。リアクトルＬｐは、図６に示すように、周期が１／２ｆの整流電圧Ｖｒを平滑する。

図７に示すように、本発明の実施形態に係る電源装置の整流器４０の入力電圧は、二次コイル３２の両端間の二次電圧Ｖ２であり、出力電圧は、電極５０間の出力電圧Ｖｏである。出力電圧Ｖｏは、接点Ｎ１が接点Ｎ２に対して正となる半サイクルにおいて、リアクトルＬ１の電圧と整流素子Ｄ１の整流電圧Ｖｒｕとの和であり、他方の半サイクルにおいて、リアクトルＬ２の電圧と整流素子Ｄ２の整流電圧Ｖｒｖとの和である。リアクトルＬ１は、図８に示すように、周期が１／ｆの整流電圧Ｖｒｕを平滑する。同様に、リアクトルＬ２も周期が１／ｆの整流電圧Ｖｒｖを平滑する。

したがって、本発明の実施形態に係る電源装置の整流器４０のリアクトルＬ１，Ｌ２は、電流が等しい場合、整流回路４０ＰのリアクトルＬｐに対して、周期及び値がそれぞれ２倍の電圧が印加される。即ち、リアクトルＬ１，Ｌ２のそれぞれは、リアクトルＬｐの概ね４倍のインダクタンスが必要であることが分かる。

また、センタータップ方式の整流回路４０Ｐの入力電流は、２つの整流素子Ｄｕ，Ｄｖをそれぞれ流れるトランス３０Ｐの二次電流Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖであり、出力電流Ｉｏは、二次電流Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖの振幅に等しい。本発明の実施形態に係る電源装置の整流器４０の入力電流は、トランス３０の二次電流Ｉ２であり、出力電流Ｉｏは、二次電流Ｉ２の振幅の２倍に等しい。

このように、出力電流Ｉｏが等しい場合、本発明の実施形態に係る電源装置のトランス３０の二次電流Ｉ２は、センタータップを有するトランス３０Ｐの二次電流Ｉ２ｕ，Ｉ２ｖそれぞれの１／２である。よって、トランス３０は、センタータップが不要であることに加えてコイルに流れる電流が小さいため、トランス３０Ｐに比べて構造の簡単化、軽量化及び小型化が可能である。

本発明の実施形態に係る電源装置の整流器４０のリアクトルＬ１，Ｌ２にそれぞれ流れる電流ＩＬ１，ＩＬ２は、リアクトルＬｐに対して１／２であるが、個数が２つ必要である。よって、仮にリアクトルＬ１，Ｌ２のそれぞれがコイルで構成される場合、リアクトル分が大型化してしまうことになる。しかしながら、本発明の実施形態に係る電源装置は、リアクトルＬ１，Ｌ２が第１配線６１及び第２配線６２の寄生インダクタンスにより構成されるため、コイル等により構成されるリアクトルが不要であり、大型化することがない。

−リアクトル設計−
以下、図９及び図１０を参照して、本発明の実施形態に係る電源装置におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の設計方法の一例について説明する。入力電圧Ｖｒは、図７における整流電圧Ｖｒｕ，Ｖｒｖのそれぞれに対応し、インダクタンスＬを有するリアクトルは、リアクトルＬ１，Ｌ２のそれぞれに対応する。

簡単化のため、入力電圧Ｖｒのデューティ比を０．５とすると、リアクトルに印加される電圧Ｖは、図９に示すように、電圧Ｖｒと電圧Ｖｏとの差電圧となり、電圧Ｖｏに等しい。よって、電圧Ｖｏは式（１）のように表される。
Ｖｏ＝（ｄＩｏ／ｄｔ）Ｌ …（１）

式（１）及び図１０に示すリプル電流ΔＩから、リプル電流ΔＩは、式（２）のように表される。
ΔＩ＝Ｖｏ（１／２ｆ・Ｌ） …（２）

よって、インダクタンスＬは、式（３）のように表される。
Ｌ＝Ｖｏ（２ｆ・ΔＩ） …（３）

ΔＩをＩｏに対して十分小さい値、例えば１０％になる場合のインダクタンスＬは、式（４）のように表される。
Ｌ＝Ｖｏ（０．２ｆ・Ｉｏ） …（４）

すなわち、周波数ｆが高いほど必要なインダクタンスＬは小さくなる。たとえば出力電圧Ｖｏを１０Ｖ、出力電流Ｉｏを１０ｋＡ、周波数を５ｋＨｚとすると、インダクタンスＬは、式（４）から１μＨとなる。一般的に電線は、意図して巻線にされずとも、１ｍあたり約１μＨの寄生インダクタンスを有する。このとき、第１配線６１及び第２配線６２は、接点Ｎ１，Ｎ２のそれぞれから互いに接続される接点まで概ね１ｍの長さを有すればリアクトルＬ１，Ｌ２として機能することができる。ただし、第１配線６１及び第２配線６２の間に磁気的な結合があると独立したインダクタンスとならず、上述の倍電流整流動作が正常に行われなくなるので、磁気的な結合が十分小さくなる構成とする。これはたとえば両者の間に距離を取った配置とする。

以上説明したように、本発明の実施形態に係る電源装置によれば、倍電流整流回路を採用したことにより、トランス３０の構造の簡単化、軽量化及び小型化が実現される。また、リアクトルＬ１，Ｌ２が、第１配線６１及び第２配線６２の各寄生インダクタンスにより構成されるため、コイルにより構成されるリアクトルの数が増加することなく、大型化することがない。よって、本発明の実施形態に係る電源装置は、総合的なサイズ、質量及び製造コストを低減することができる。

また、本発明の実施形態に係る電源装置によれば、第１配線６１及び第２配線６２が、二次コイル３２の両端から正電極５１及び負電極５２に到達するまで互いに離間する。このため、第１配線６１及び第２配線６２は、互いに独立したインダクタンスを有するリアクトルＬ１，Ｌ２として機能することができる。

また、本発明の実施形態に係る電源装置によれば、第１配線６１及び第２配線６２を２つの導体板で構成可能であるため、設計工程や部品の増加を抑制することができる。

また、本発明の実施形態に係る電源装置によれば、第１配線６１及び第２配線６２が、互いに面レベルが一致するように配置されることにより、互いに独立したインダクタンスを有することができる。即ち、第１配線６１及び第２配線６２は、厚さ方向ではなく幅方向において隣り合うため、互いに対向する面積が低減される。よって、第１配線６１及び第２配線６２は、互いの磁束（図３における矢印参照）の結合が低減され、独立したインダクタンスを増加することができる。

また、本発明の実施形態に係る電源装置によれば、コントローラ８０が、インバータ２０のスイッチング周波数を５ｋＨｚ以上に設定する。上述の説明のように、Ｖｏ＝１０Ｖ、Ｉｏ＝１０ｋＡにおいて、周波数ｆが１ｋＨｚの場合、配線長が５ｍ必要になってしまう。インバータ２０が、変換器１０から入力された直流電圧を５ｋＨｚ以上の交流電圧に変換することにより、第１配線６１及び第２配線６２の長さが約１ｍ未満となり、配線長の増加によるサイズ、質量及び製造コストの増加を低減することができる。

このように、本発明の実施形態に係る電源装置によれば、例えば、Ｖｏ＝１０Ｖ、Ｉｏ＝１０ｋＡにおいて、インバータ２０のスイッチング周波数が５ｋＨｚ以上である。よって、更に高速なスイッチングが可能なように、インバータ２０の複数のスイッチング素子Ｐ１〜Ｐ４は、ワイドバンドギャップ半導体をそれぞれ含む複数の半導体スイッチング素子であってもよい。

（第１変形例）
上述の実施形態では、第１配線６１及び第２配線６２と、第３配線６３及び第４配線６４とは、それぞれ面レベルが互いに一致するように配置されるが、例示であり、面レベルが互いに異なるように配置されてもよい。例えば、図１１に示すように、第１配線６１及び第２配線６２と、第３配線６３及び第４配線６４とのそれぞれは、水平方向に配置される箇所において面レベルが互いに異なるように配置される。

このように、第１配線６１及び第２配線６２と、第３配線６３及び第４配線６４とのそれぞれが、面レベルが互いに異なるように配置されることにより、幅方向において隣り合い、互いに近接する領域を更に低減することができる。これにより、第１配線６１及び第２配線６２と、第３配線６３及び第４配線６４とのそれぞれの間における磁束の結合を更に低減することができ、各インダクタンスを更に独立させることができる。

（第２変形例）
第１配線６１、第２配線６２、第３配線６３及び第４配線６４は、必ずしも屈曲された帯状の導体板である必要はない。第１配線６１、第２配線６２、第３配線６３及び第４配線６４は、図１２及び図１３に示すように、概略としてＬ字型の平面パターンを有する第１配線６１ａ、第２配線６２ａ、第３配線６３ａ及び第４配線６４ａであってもよい。

第１配線６１ａ、第２配線６２ａ、第３配線６３ａ及び第４配線６４ａのそれぞれは、例えば銅等の金属材料からなり、電流経路がなす鉛直な平面に対して平行に配置された帯状の導体板である。これにより、第１配線６１ａ、第２配線６２ａ、第３配線６３ａ及び第４配線６４ａのそれぞれは、垂直方向における機械的強度を向上することができる。但し、第１配線６１ａ及び第２配線６２ａと、第３配線６３ａ及び第４配線６４ａとは、それぞれ厚さ方向において隣り合うため、互いの間の磁束の結合を低減するために、互いの間に所定の間隙を有する。

（その他の実施形態）
上記のように、本発明の実施形態を記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

例えば、上述の実施形態において、整流器４０が有する整流素子Ｄ１，Ｄ２は、接点Ｎ１，Ｎ２と正電極５１との間に接続されるようにしてもよい。本発明の他の実施形態に係る電源装置の整流器４０ａは、図１４に示すように、二次コイル３２の両端と正電極５１との間のそれぞれに接続された２つの整流素子Ｄ３，Ｄ４と、二次コイル３２の両端と負電極５２との間のそれぞれに接続された２つリアクトルＬ３，Ｌ４とを有する。整流器４０ａは、整流器４０と同様に、トランス３０により変圧された交流電圧を整流し、入力電流の２倍の出力電流を出力する倍電流整流回路である。

即ち、整流素子Ｄ３のアノードは接点Ｎ１に接続され、カソードは正電極５１に接続される。整流素子Ｄ４のアノードは接点Ｎ２に接続され、カソードは正電極５１に接続される。リアクトルＬ３は、二次コイル３２の一端である接点Ｎ１と負電極５２との間に接続され、リアクトルＬ４は、二次コイル３２の他端である接点Ｎ２と負電極５２との間に接続される。

リアクトルＬ３，Ｌ４は、例えば、図２及び図３に示すように、トランス３０と負電極５２との間を電気的に接続する第３配線６３及び第４配線６４により構成される。図１５に示すように、第３配線６３は、接点Ｎ１と負電極５２との間を接続し、第４配線６４は、接点Ｎ２と負電極５２との間を接続する。このように、２つのリアクトルＬ３，Ｌ４の各インダクタンスは、第３配線６３の寄生インダクタンス及び第４配線６４の寄生インダクタンスである。

整流器４０ａが倍電流整流回路であることにより、トランス３０の構造の簡単化、軽量化及び小型化が実現される。また、リアクトルＬ３，Ｌ４が、第３配線６３及び第４配線６４の各寄生インダクタンスにより構成されるため、コイルにより構成されるリアクトルの数が増加することなく、大型化することがない。よって、本発明の他の実施形態に係る電源装置は、総合的なサイズ、質量及び製造コストを低減することができる。

その他、上記の実施形態において説明される各構成を任意に応用した構成等、本発明はここでは記載していない様々な実施形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

１０ 変換器
１１ 整流回路
１２ 平滑コンデンサ
２０ インバータ
３０ トランス
３１ 一次コイル
３２ 二次コイル
４０，４０ａ 整流器
５０ 電極
５１ 正電極
５２ 負電極
６１，６１ａ 第１配線
６２，６２ａ 第２配線
６３，６３ａ 第３配線
６４，６４ａ 第４配線
７１ 正電極ホルダ
７２ 負電極ホルダ
８０ コントローラ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ 整流素子
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４ リアクトル
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４ スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ フリーホイールダイオード

Claims (7)

1. 直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータにより変換された交流電圧を所定の交流電圧に変圧するトランスと、
   前記トランスにより変圧された交流電圧を整流する整流器と、
   前記整流器により整流された電流を負荷に出力する一対の第１電極及び第２電極と、を備え、
   前記整流器は、前記トランスの二次コイルの両端のそれぞれと前記第１電極との間にそれぞれ接続された２つのリアクトルと、前記二次コイルの両端のそれぞれと前記第２電極との間のそれぞれに接続された２つの整流素子とを有する倍電流整流回路であり、
   前記２つのリアクトルの一方は、前記二次コイルの一端と前記第１電極との間を接続する第１配線で構成され、
   前記２つのリアクトルの他方は、前記二次コイルの他端と前記第１電極との間を接続する第２配線で構成され、
   前記一方のインダクタンスは、前記第１配線の寄生インダクタンスであり、
   前記他方のインダクタンスは、前記第２配線の寄生インダクタンスであることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記第１配線及び前記第２配線は、前記二次コイルの両端から前記第１電極に到達するまで互いに離間して配置されることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記第１配線及び前記第２配線は、２つの導体板からなることを特徴とする請求項１又は２に記載の直流電源装置。
4. 前記第１配線及び前記第２配線は、互いの主面が同一の平面上に存在するように配置されることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
5. 前記第１配線及び前記第２配線は、互いの主面が異なる平面上に平行に配置されることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
6. 前記インバータは、直流電圧を５ｋＨｚ以上の交流電圧に変換することを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の直流電源装置。
7. 前記インバータは、ワイドバンドギャップ半導体をそれぞれ含む複数の半導体スイッチング素子を有することを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の直流電源装置。

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