JP2019161722A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、交流電力によってバッテリを充電する装置を小型化することを目的とする。【解決手段】電力変換装置は、バッテリ２０が接続されたスイッチング回路２１と、交流電源１８から入力される電力をスイッチングによって調整するＡＣ／ＡＣコンバータ１６と、トランス１０とを備える。トランス１０の第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２はスイッチング回路２１に接続されている。トランス１０のセカンダリ巻線はＡＣ／ＡＣコンバータ１６に接続されている。ＡＣ／ＡＣコンバータ１６は、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２に印加される電圧がゼロとなるタイミングに従ってスイッチングされる。スイッチング回路２１は、ＡＣ／ＡＣコンバータ１６からトランス１０を介して供給される電力に対するスイッチングによってバッテリ２０を充電する。【選択図】図７

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電力によってバッテリを充電する装置に関する。

電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両が広く用いられている。電動車両には、駆動用モータに電力を供給するためのバッテリが搭載されている。バッテリを充電する手段には様々なものがある。例えば、電気自動車では、プラグイン機能によって、サービスステーションにある充電スタンドや商用電源等の外部電源装置から供給される電力によってバッテリが充電される。ハイブリッド自動車では、エンジンによって発電機を駆動することで発電した電力でバッテリが充電される。ハイブリッド自動車には、電気自動車と同様のプラグイン機能を有しているものもある。

プラグイン機能を有する電動車両には、バッテリから駆動用モータに電力を供給する電力供給装置に加えて、外部電源装置から供給される電力によってバッテリを充電する充電装置が搭載されている。以下の特許文献１には、商用電源から供給される電力によってバッテリを充電する充電装置（特許文献１における充電器）と、バッテリから出力される電力をモータジェネレータに供給する電力供給装置（特許文献１における電力変換装置）とを備える電源システムが記載されている。

また、以下の特許文献２には、本願発明に関連する技術として、スイッチングトランジスタを含む２つの変換回路をトランスによって結合した電力変換回路システムが記載されている。このシステムでは、トランスが昇圧または降圧用のリアクトルとして用いられている。すなわち、トランスの１次巻線に現れるインダクタンスが昇圧や降圧に用いられている。

特開２０１７−６０３１３号公報 特開２０１７−６０２８５号公報

一般に、上記の電力供給装置には、昇圧または降圧のためのリアクトルが用いられる。そして、充電装置には、ユーザが操作する箇所とバッテリとの間の絶縁性を高めてユーザの操作を容易にするため、トランスが用いられる。しかし、リアクトルやトランスは、車両に用いられる電気部品の中では体積が大きく、装置を大型化とする要因となる。

本発明は、交流電力によってバッテリを充電する装置を小型化することを目的とする。

本発明は、バッテリが接続されたスイッチング回路と、交流電源から入力される電力をスイッチングによって調整する電力調整回路と、前記スイッチング回路に接続されたプライマリ巻線、および前記電力調整回路に接続されたセカンダリ巻線を含むトランスと、を備え、前記電力調整回路は、前記プライマリ巻線に印加される電圧がゼロとなるタイミングに従ってスイッチングされ、前記スイッチング回路は、前記電力調整回路から前記トランスを介して供給される電力に対するスイッチングによって前記バッテリを充電することを特徴とする。

前記電力変換装置において、望ましくは、前記電力調整回路は、並列接続された２つのスイッチングアームであって、直列接続された２つの双方向スイッチング素子をそれぞれが含む、２つのスイッチングアームを備え、前記セカンダリ巻線は、２つの前記スイッチングアームにおける２つの並列接続点の間に接続され、一方の前記スイッチングアームが備える２つの双方向スイッチング素子の接続点と、他方の前記スイッチングアームが備える２つの双方向スイッチング素子の接続点との間に、前記交流電源が出力する交流電圧が印加され、２つの前記スイッチングアームのそれぞれが備える２つの双方向スイッチング素子は、時間経過と共に交互にオンオフし、前記プライマリ巻線に印加される電圧がゼロとなるタイミングで、２つの前記スイッチングアームのそれぞれが備える２つの双方向スイッチング素子のオン状態およびオフ状態が入れ換わる。

前記電力変換装置において、望ましくは、前記スイッチング回路は、並列接続された２つのハーフブリッジであって、直列接続された２つのスイッチング素子をそれぞれが含む、２つのハーフブリッジを備え、前記プライマリ巻線は、一方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点と、他方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点との間に接続され、２つの前記ハーフブリッジにおける一方の並列接続点と、前記プライマリ巻線の中途点との間に前記バッテリが接続される。

また、本発明は、バッテリが接続されたスイッチング回路と、交流電源から入力される電力をスイッチングによって調整する電力調整回路と、前記スイッチング回路に接続されたプライマリ巻線、および前記電力調整回路に接続されたセカンダリ巻線を含むトランスと、を備え、前記スイッチング回路は、並列接続された２つのハーフブリッジであって、直列接続された２つのスイッチング素子をそれぞれが含む、２つのハーフブリッジを備え、前記プライマリ巻線は、一方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点と、他方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点との間に接続され、２つの前記ハーフブリッジにおける一方の並列接続点と、前記プライマリ巻線の中途点との間にバッテリが接続され、２つの前記ハーフブリッジにおける一方の並列接続点、または他方の並列接続点で共通に接続される２つのスイッチング素子が共にオンまたはオフとなるタイミングに従って、前記電力調整回路がスイッチングされ、前記スイッチング回路は、前記電力調整回路から前記トランスを介して供給される電力に対するスイッチングによって前記バッテリを充電する。

前記電力変換装置において、望ましくは、前記電力調整回路は、並列接続された２つのスイッチングアームであって、直列接続された２つの双方向スイッチング素子をそれぞれが含む、２つのスイッチングアームを備え、前記セカンダリ巻線は、２つの前記スイッチングアームにおける２つの並列接続点の間に接続され、一方の前記スイッチングアームが備える２つの双方向スイッチング素子の接続点と、他方の前記スイッチングアームが備える２つの双方向スイッチング素子の接続点との間に、前記交流電源が出力する交流電圧が印加され、２つの前記スイッチングアームのそれぞれが備える２つの双方向スイッチング素子は、時間経過と共に交互にオンオフし、２つの前記ハーフブリッジにおける一方の並列接続点で共通に接続される２つのスイッチング素子が共にオンまたはオフとなるタイミングで、２つの前記スイッチングアームのそれぞれが備える２つの双方向スイッチング素子のオン状態およびオフ状態が入れ換わる。

前記電力変換装置で、望ましくは、前記電力調整回路から前記トランスを介して供給される電力に対するスイッチングによって前記バッテリを充電する充電モードの他、前記バッテリから出力される電力に対するスイッチングによって、前記スイッチング回路に接続された負荷回路に前記バッテリから電力を供給する電力変換モードで動作する。さらに、前記プライマリ巻線は、一方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点と前記中途点との間にある第１プライマリ巻線と、他方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点と前記中途点との間にある第２プライマリ巻線と、を備え、前記電力変換モードの動作では、前記中途点から前記第１プライマリ巻線を経て一方の前記ハーフブリッジに向かう電流と、前記中途点から前記第２プライマリ巻線を経て他方の前記ハーフブリッジに向かう電流とが流れ、前記充電モードの動作では、前記一方のハーフブリッジから前記第１プライマリ巻線および前記第２プライマリ巻線を経て、前記他方のハーフブリッジに向かう電流、または、前記他方のハーフブリッジから前記第２プライマリ巻線および前記第１プライマリ巻線を経て、前記一方のハーフブリッジに向かう電流が流れ、これらの電流の相違に応じて、前記第１プライマリ巻線および前記第２プライマリ巻線の接続点から前記バッテリに電流が流れる。

前記電力変換装置において、望ましくは、前記トランスは、磁束の経路を形成するコアを備え、前記プライマリ巻線および前記セカンダリ巻線を形成する各導線は、前記プライマリ巻線および前記セカンダリ巻線が重なるように、前記コアに巻き付けられている。

本発明によれば、バッテリを充電すると共に、バッテリから負荷回路に電力を供給する装置を小型化することができる。

電力変換装置の構成を示す図である。 第１プライマリ巻線および第２プライマリ巻線に流れる電流を示す図である。 第１プライマリ巻線および第２プライマリ巻線に流れる電流を示す図である。 ＡＣ／ＡＣコンバータの構成例を示す図である。 双方向スイッチング素子の構成例を示す図である。 スイッチング電圧Ｖｗｘ、およびリアクトルに流れる電流ｉｑの時間波形を示す図である。 電力変換装置の構成を示す図である。 スイッチング回路およびＡＣ／ＡＣコンバータのスイッチングタイミングの例を示す図である。 トランスの構成例を示す図である。 図９におけるＡＡ線断面を示す図である。 トランスの構成例を示す図である。 トランスの構成例を示す図である。 トランスの構成例を示す図である。

図１には、本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成が示されている。電力変換装置は、トランス１０、ＡＣ／ＡＣコンバータ１６、バッテリ２０、スイッチング回路２１、インバータ２４および制御部２８を備えている。電力変換装置は、モータジェネレータ２６の駆動力によって走行する電動車両に搭載される。

電力変換装置は、電力変換モードまたは充電モードで動作する。電力変換モードにおいて電力変換装置は、バッテリ２０から出力される電力をモータジェネレータ２６に供給してモータジェネレータ２６を駆動し、モータジェネレータ２６が回生制動によって発電した電力をバッテリ２０に供給してバッテリ２０を充電する。充電モードにおいて電力変換装置は、交流電源１８から出力される電力をバッテリ２０に供給してバッテリ２０を充電する。交流電源１８は、例えば商用電源であり、交流電源１８としてのコネクタに接続されたケーブルを介して電力変換装置に交流電力が供給される。

電力変換モードでは、ＡＣ／ＡＣコンバータ１６がスイッチングを停止し、スイッチング回路２１およびインバータ２４が動作する。充電モードでは、インバータ２４がスイッチングを停止し、ＡＣ／ＡＣコンバータ１６およびスイッチング回路２１が動作する。ＡＣ／ＡＣコンバータ１６およびスイッチング回路２１はトランス１０で結合されており、電力変換モードおよび充電モードの両者においてトランス１０が共用される。

電力変換装置の構成について説明する。スイッチング回路２１は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２によって構成されるハーフブリッジＵ、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４によって構成されるハーフブリッジＶ、ならびにコンデンサ２２を備えている。ハーフブリッジＵは、スイッチング素子Ｓ１の一端と、スイッチング素子Ｓ２の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ１の両端には、スイッチング素子Ｓ２との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ２の両端には、スイッチング素子Ｓ１との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ１としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ２としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。また、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２としては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Ttransistor）が用いられてもよい。この場合、スイッチング素子Ｓ１としてのＭＯＳＦＥＴのソースと、スイッチング素子Ｓ２としてのＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続される。

同様に、ハーフブリッジＶは、スイッチング素子Ｓ３の一端と、スイッチング素子Ｓ４の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ３の両端には、スイッチング素子Ｓ４との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ４の両端には、スイッチング素子Ｓ３との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ３およびＳ４としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ３としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ４としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。また、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４としては、ＭＯＳＦＥＴが用いられてもよい。この場合、スイッチング素子Ｓ３としてのＭＯＳＦＥＴのソースと、スイッチング素子Ｓ４としてのＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続される。

ハーフブリッジＵおよびＶは並列接続され、フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング素子Ｓ２側とは反対側の端子（図の上側の端子）と、スイッチング素子Ｓ３のスイッチング素子Ｓ４側とは反対側の端子（図の上側の端子）とが接続されている。また、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング素子Ｓ１側とは反対側の端子（図の下側の端子）と、スイッチング素子Ｓ４のスイッチング素子Ｓ３側とは反対側の端子（図の下側の端子）とが接続されている。

スイッチング素子Ｓ１およびＳ３の接続点と、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４の接続点との間には、コンデンサ２２が接続されている。

トランス１０は、第１プライマリ巻線１２−１、第２プライマリ巻線１２−２およびセカンダリ巻線１４を備えている。第１プライマリ巻線１２−１の一端は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点に接続されている。また、第２プライマリ巻線１２−２の一端は、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点に接続されている。第１プライマリ巻線１２−１の他端と第２プライマリ巻線１２−２の他端は共通に接続され、これら２つの巻線の接続点は、バッテリ２０の正極端子に接続されている。バッテリ２０の負極端子は、負極導体２３に接続されている。スイッチング素子Ｓ２およびＳ４の接続点もまた、負極導体２３に接続されている。

セカンダリ巻線１４の両端はＡＣ／ＡＣコンバータ１６に接続されている。第１プライマリ巻線１２−１およびセカンダリ巻線１４は磁気的に結合し、第２プライマリ巻線１２−２およびセカンダリ巻線１４は磁気的に結合する。これによって、第１プライマリ巻線１２−１、第２プライマリ巻線１２−２およびセカンダリ巻線１４は磁気結合回路としてのトランス１０を形成している。ＡＣ／ＡＣコンバータ１６には、交流電源１８が接続されている。

スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ３およびコンデンサ２２の接続点と、スイッチング素子Ｓ２、スイッチング素子Ｓ４およびコンデンサ２２の接続点との間には、インバータ２４が接続されている。インバータ２４にはモータジェネレータ２６が接続されている。インバータ２４およびモータジェネレータ２６は、スイッチング回路２１に対する負荷回路である。

スイッチング回路２１には、コンデンサ２２の端子間電圧を検出し、その検出値であるコンデンサ電圧検出値Ｖｍを制御部２８に出力する電圧センサ（図示せず。）が設けられている。また、バッテリ２０の正極端子から第１プライマリ巻線１２−１と第２プライマリ巻線１２−２の接続点に流れる電流を検出し、その検出値である電流検出値ｉＬｍを制御部２８に出力する電流センサ（図示せず。）が設けられている。制御部２８は、コンデンサ電圧検出値Ｖｍおよび電流検出値ｉＬｍを用いて制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４を生成する。制御部２８は、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは１〜４のうちいずれかの整数である。このように、各スイッチング素子は、制御部２８によってオフからオンに、または、オンからオフに制御される。

上述のように、電力変換装置は、電力変換モードまたは充電モードで動作する。ここでは、電力変換モードでの動作について説明する。制御部２８の制御によって、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２は交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ２はオフからオンになり、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ２はオンからオフになる。同様に、制御部２８の制御によって、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４は交互にオンオフする。また、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４のオンオフの位相は、例えば、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２のオンオフの位相に対し１８０°遅らせる。

電力変換モードでは、制御部２８は、ＡＣ／ＡＣコンバータ１６のスイッチング動作を停止する。

図２（ａ）には、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４がオンであるときに第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２に流れる電流が示されている。バッテリ２０の正極端子から第１プライマリ巻線１２−１に電流ｉＬ１が流れ、バッテリ２０の正極端子から第２プライマリ巻線１２−２に電流ｉＬ２が流れる。電流ｉＬ１は第１プライマリ巻線１２−１からスイッチング素子Ｓ２を流れてバッテリ２０の負極端子に至る。電流ｉＬ２は第２プライマリ巻線１２−２からスイッチング素子Ｓ４を流れてバッテリ２０の負極端子に至る。

スイッチング素子Ｓ２がオンからオフになることで、第１プライマリ巻線１２−１に誘導起電力が発生する。それと共にスイッチング素子Ｓ１がオンになる。

同様に、スイッチング素子Ｓ４がオンからオフになることで、第２プライマリ巻線１２−２に誘導起電力が発生する。それと共にスイッチング素子Ｓ３がオンになる。

図２（ｂ）には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３がオンであるときに第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２に流れる電流が示されている。バッテリ２０の正極端子から第１プライマリ巻線１２−１に電流ｉＬ１が流れ、バッテリ２０の正極端子から第２プライマリ巻線１２−２に電流ｉＬ２が流れる。電流ｉＬ１は第１プライマリ巻線１２−１からスイッチング素子Ｓ１およびコンデンサ２２を流れてバッテリ２０の負極端子に至る。電流ｉＬ２は第２プライマリ巻線１２−２からスイッチング素子Ｓ３およびコンデンサ２２を流れてバッテリ２０の負極端子に至る。

バッテリ２０の出力電圧に第１プライマリ巻線１２−１における誘導起電力を加えた昇圧電圧が、コンデンサ２２の端子間電圧よりも大きい場合には、スイッチング素子Ｓ１に並列接続されたダイオードを介してコンデンサ２２が充電される。一方、この昇圧電圧がコンデンサ２２の端子間電圧より小さい場合には、スイッチング素子Ｓ１を介してインバータ２４およびコンデンサ２２からバッテリ２０に電力が回収される。

同様に、バッテリ２０の出力電圧に第２プライマリ巻線１２−２における誘導起電力を加えた昇圧電圧が、コンデンサ２２の端子間電圧よりも大きい場合には、スイッチング素子Ｓ３に並列接続されたダイオードを介してコンデンサ２２が充電される。一方、この昇圧電圧がコンデンサ２２の端子間電圧より小さい場合には、スイッチング素子Ｓ３を介してインバータ２４およびコンデンサ２２からバッテリ２０に電力が回収される。

図２（ａ）および（ｂ）のいずれの状態においても、電流ｉＬ１および電流ｉＬ２によってセカンダリ巻線１４の端子間に現れる電圧は小さく、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２とセカンダリ巻線１４との結合は弱い。これは、第１プライマリ巻線１２−１に流れる電流ｉＬ１によってトランス１０のコア３０に現れる磁束Φ１と、第２プライマリ巻線１２−２に流れる電流ｉＬ２によってトランス１０のコア３０に現れる磁束Φ２とが打ち消し合うためである。このような動作によって第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２がリアクトルとして用いられ、バッテリ２０の出力電圧が昇圧された上でインバータ２４に出力される。

次に、充電モードでの動作について説明する。充電モードでは、交流電源１８から供給される交流電力の力率をＡＣ／ＡＣコンバータ１６が調整しながら、その交流電力に基づく電力をセカンダリ巻線１４に出力する。充電モードでは、制御部２８は、インバータ２４のスイッチング動作を停止する。

充電モードにおいても、制御部２８の制御によってスイッチング素子Ｓ１およびＳ２が交互にオンオフし、制御部２８の制御によってスイッチング素子Ｓ３およびＳ４もまた交互にオンオフする。すなわち、制御信号Ｃｎ２は制御信号Ｃｎ１のハイおよびローを反転した信号であり、制御信号Ｃｎ４は制御信号Ｃｎ３のハイおよびローを反転した信号である。

充電モードでは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４がオフになりスイッチング素子Ｓ２およびＳ３がオンになるときがある。また、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４がオンになりスイッチング素子Ｓ２およびＳ３がオフになるときがある。図３（ａ）には、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３がオンであるときに第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２に流れる電流が示されている。バッテリ２０の正極端子から第１プライマリ巻線１２−１に電流ｉＬ１が流れ、バッテリ２０の正極端子から第２プライマリ巻線１２−２に電流ｉＬ２が流れる。電流ｉＬ１は第１プライマリ巻線１２−１からスイッチング素子Ｓ２を流れてバッテリ２０の負極端子に至る。電流ｉＬ２は第２プライマリ巻線１２−２からスイッチング素子Ｓ３およびコンデンサ２２を流れてバッテリ２０の負極端子に至る。

図３（ｂ）には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４がオンであるときに第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２に流れる電流が示されている。バッテリ２０の正極端子から第１プライマリ巻線１２−１に電流ｉＬ１が流れ、バッテリ２０の正極端子から第２プライマリ巻線１２−２に電流ｉＬ２が流れる。電流ｉＬ１は第１プライマリ巻線１２−１からスイッチング素子Ｓ１およびコンデンサ２２を流れてバッテリ２０の負極端子に至る。電流ｉＬ２は第２プライマリ巻線１２−２からスイッチング素子Ｓ４を流れてバッテリ２０の負極端子に至る。

図３（ａ）および（ｂ）のいずれの状態においても、ＡＣ／ＡＣコンバータ１６からセカンダリ巻線１４に出力された交流電圧、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング状態、バッテリ２０の出力電圧、およびコンデンサ２２の充電電圧に応じた電流ｉＬ１および電流ｉＬ２が、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２にそれぞれ流れる。

充電モードでは、ハーフブリッジＵのデューティ比とハーフブリッジＶのデューティ比との間に相違がある。ここで、ハーフブリッジＵのデューティ比とは、制御信号Ｃｎ１がハイになる時間を制御信号Ｃｎ１の周期で割った値、すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオンになる時間をスイッチング周期で割った値をいう。同様に、ハーフブリッジＶのデューティ比とは、制御信号Ｃｎ３がハイになる時間を制御信号Ｃｎ３の周期で割った値、すなわち、スイッチング素子Ｓ３がオンになる時間をスイッチング周期で割った値をいう。ハーフブリッジＵのデューティ比とハーフブリッジＶのデューティ比との間の相違に応じて電流ｉＬ１および電流ｉＬ２の大きさに差異が生じる。すなわち、制御信号Ｃｎ１およびＣｎ２の組のデューティ比と、制御信号Ｃｎ３およびＣｎ４の組のデューティ比との相違に応じて電流ｉＬ１および電流ｉＬ２の大きさに差異が生じる。これによって、電流ｉＬ１および電流ｉＬ２の大きさの差異に応じた電流がバッテリ２０の正極端子に流入しバッテリ２０が充電される。この充電電流は、ＡＣ／ＡＣコンバータ１６からセカンダリ巻線１４に出力される電圧に応じて流れる電流でもある。

図４には、ＡＣ／ＡＣコンバータ１６の構成例が示されている。ＡＣ／ＡＣコンバータ１６は、交流電源１８から電力変換装置に供給される電力の力率を調整する電力調整回路としての機能を有している。ＡＣ／ＡＣコンバータ１６は、双方向スイッチング素子Ｓ５およびＳ６によって構成されるスイッチングアームＷ、双方向スイッチング素子Ｓ７およびＳ８によって構成されるスイッチングアームＸ、ならびにリアクトル６４を備えている。双方向スイッチング素子とは、端子間の電圧の極性に関わらず、オンであるときに電流が流れ得るスイッチング素子をいう。図５には、双方向スイッチング素子の構成例として、２つのＭＯＳＦＥＴが用いられたものが示されている。ＭＯＳＦＥＴ１のソースには、ＭＯＳＦＥＴ２のドレインが接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１およびＭＯＳＦＥＴ２のそれぞれのドレインおよびソースの間には、ソース側がアノードとなるように、それぞれ、ダイオードＤ１およびＤ２が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１およびＭＯＳＦＥＴ２の両者がオンになることで、双方向スイッチング素子がオンとなる。ＭＯＳＦＥＴ１のドレインがＭＯＳＦＥＴ２のソースよりも高電位であるときは、ＭＯＳＦＥＴ１およびダイオードＤ２に電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ１のドレインが、ＭＯＳＦＥＴ２のソースよりも低電位であるときは、ＭＯＳＦＥＴ２およびダイオードＤ１に電流が流れる。なお、双方向スイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴの他、ＩＧＢＴ等のその他のスイッチング素子が用いられてもよい。

図４に戻ってＡＣ／ＡＣコンバータ１６について説明する。スイッチングアームＷは、双方向スイッチング素子Ｓ５の一端と、スイッチング素子Ｓ６の一端とを接続したものである。スイッチングアームＸは、双方向スイッチング素子Ｓ７の一端と、スイッチング素子Ｓ８の一端とを接続したものである。

スイッチングアームＷおよびＸは並列接続され、フルブリッジを構成している。すなわち、双方向スイッチング素子Ｓ５の上側の端子と双方向スイッチング素子Ｓ７の上側の端子とが接続されている。また、スイッチング素子Ｓ６の下側の端子とスイッチング素子Ｓ８の下側の端子とが接続されている。

双方向スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点にはリアクトル６４の一端が接続されている。リアクトル６４の他端と双方向スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間には、交流電源１８が接続されている。

制御部２８から出力される制御信号Ｃｎ５およびＣｎ６によって、双方向スイッチング素子Ｓ５およびＳ６は交互にオンオフする。同様に制御部２８から出力される制御信号Ｃｎ７およびＣｎ８によって、双方向スイッチング素子Ｓ７およびＳ８は交互にオンオフする。

制御部２８によって、双方向スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、交流電源１８が出力する交流電圧の時間波形と同様の時間波形を有する電流がリアクトル６４に流れるようにスイッチングされる。具体的には、交流電源１８が出力する交流電圧に応じて変化するデューティ比でスイッチングされる。これによって、交流電源１８からトランス１０に供給される電力の力率が適切な値に調整される。

図６には、双方向スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、双方向スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間に現れるスイッチング電圧Ｖｗｘの時間波形が示されている。また、リアクトル６４に流れる電流ｉｑの時間波形がスイッチング電圧Ｖｗｘの時間波形と共に示されている。

スイッチング電圧Ｖｗｘは、交流電源１８が出力する電圧に応じて極性およびパルス幅が変化する。すなわち、交流電源１８の出力電圧の極性と同一の極性を有し、出力電圧が大きいとき程パルス幅が長くなり、出力電圧が小さいとき程パルス幅が短くなる。

スイッチング電圧Ｖｗｘに応じて流れる電流は、スイッチング電圧Ｖｗｘの時間波形を平滑化した時間波形となり、正弦波に近似された時間波形となる。これによって、交流電源１８からＡＣ／ＡＣコンバータ１６およびトランス１０を介してスイッチング回路２１に供給される電力の力率が適切に調整され、交流電源１８からバッテリ２０に十分な電力が供給される。

図７には、図１に示されるＡＣ／ＡＣコンバータ１６として、図４に示される回路に類似の回路を用いた場合の電力変換装置が示されている。図７に示されている各構成要素が描かれている位置は、図１に示されているものとは異なるが、リアクトル６４の接続位置を除き、図７に示されている電力変換装置は、図１に示されているものと同一である。図４に示されているＡＣ／ＡＣコンバータ１６では、双方向スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と交流電源１８との間にリアクトル６４が接続されているのに対し、図７に示されているＡＣ／ＡＣコンバータ１７では、双方向スイッチング素子Ｓ５およびＳ７の接続点とセカンダリ巻線１４との間にリアクトル６４が接続されている。図７に示されているＡＣ／ＡＣコンバータ１７の動作と、図４に示されているＡＣ／ＡＣコンバータ１６の動作は同様である。

負荷回路３２は、図１のインバータ２４およびモータジェネレータ２６を含む。以下では、スイッチング回路２１のスイッチング動作と、ＡＣ／ＡＣコンバータ１７のスイッチング動作とのタイミングについて説明する。以下の説明において、スイッチング回路２１のスイッチングタイミングとは、スイッチング素子Ｓ１のスイッチングタイミングをいうものとする。また、ＡＣ／ＡＣコンバータ１７のスイッチングタイミングとは、双方向スイッチング素子Ｓ５のスイッチングタイミングをいうものとする。

スイッチング回路２１およびＡＣ／ＡＣコンバータ１７のスイッチングは、ゼロ電圧スイッチングによって行われる。ゼロ電圧スイッチングは、双方向スイッチング素子Ｓ５およびＳ６のオンオフが入れ換わるとき、ならびに、双方向スイッチング素子Ｓ７およびＳ８のオンオフが入れ換わるときに、プライマリ巻線１２（第１プライマリ巻線１２−１および１２−２を直列接続したもの）の端子間電圧が０となるように、スイッチング回路２１をスイッチングするものである。ＡＣ／ＡＣコンバータ１７をスイッチングするという観点からは、ゼロ電圧スイッチングは、プライマリ巻線１２に印加される電圧が０となるタイミングに従って、ＡＣ／ＡＣコンバータ１７をスイッチングするものであると定義される。

図８には、スイッチング回路２１およびＡＣ／ＡＣコンバータ１７のスイッチングタイミングの例が示されている。図８（ａ）には、プライマリ巻線１２の端子間の電圧Ｖｕｖ（スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点ａと、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点ｂとの間の電圧）の時間波形が示されている。図８（ｂ）には、セカンダリ巻線１４の端子間の電圧Ｖｄｆの時間波形が示されている。図８（ｃ）には、上から順に、制御信号Ｃｎ１，Ｃｎ３，Ｃｎ２およびＣｎ４の時間波形が示されている。図８（ｄ）には、上から順に、制御信号Ｃｎ５，Ｃｎ６，Ｃｎ７およびＣｎ８の時間波形が示されている。各図の横軸は時間を示し、縦軸は制御信号の大きさを示す。

制御信号Ｃｎ２は、制御信号Ｃｎ１のハイおよびローを反転したものであり、制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ３のハイおよびローを反転したものである。制御信号Ｃｎ３の位相は制御信号Ｃｎ１に対し１８０°だけ遅れており、制御信号Ｃｎ４の位相は制御信号Ｃｎ２に対し１８０°だけ遅れている。制御信号Ｃｎ１およびＣｎ４が共にハイであるときに、プライマリ巻線電圧ＶｕｖはＶｃとなる。そして、制御信号Ｃｎ２およびＣｎ３が共にハイであるときに、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖは−Ｖｃとなる。ただし、Ｖｃはコンデンサ２２の充電電圧である。セカンダリ巻線電圧Ｖｄｆは、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖを巻線比Ｎ倍した電圧となる。巻線比Ｎは、セカンダリ巻線１４の巻き数を、プライマリ巻線１２の巻き数で割ったものである。

制御信号Ｃｎ１およびＣｎ３のデューティ比は０．５よりも大きく、制御信号Ｃｎ３の位相は制御信号Ｃｎ１に対し１８０°だけ遅れている。そして、制御信号Ｃｎ２およびＣｎ４のデューティ比は０．５よりも小さく、制御信号Ｃｎ４の位相は制御信号Ｃｎ２に対し１８０°だけ遅れている。このことから、制御信号Ｃｎ１およびＣｎ３が共にハイになり、制御信号Ｃｎ２およびＣｎ４が共にローになる期間が生ずる。この期間では、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３が共にオンになり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４が共にオフになることから、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖは０となり、これと共にセカンダリ巻線電圧Ｖｄｆもまた０となる。

制御信号Ｃｎ６は、制御信号Ｃｎ５のハイおよびローを反転したものである。制御信号Ｃｎ７は制御信号Ｃｎ６と同一の信号であり、制御信号Ｃｎ８は制御信号Ｃｎ５と同一の信号である。制御信号Ｃｎ５は、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖおよびセカンダリ巻線電圧Ｖｄｆが０となるゼロ電圧期間ごとにハイおよびローが反転する。したがって、双方向スイッチング素子Ｓ５およびＳ６は、ゼロ電圧期間にハイおよびローが入れ換わる。同様に、双方向スイッチング素子Ｓ７およびＳ８もまた、ゼロ電圧期間にローおよびハイが入れ換わる。

ＡＣ／ＡＣコンバータ１７では、セカンダリ巻線１４の端子間電圧によっては、双方向スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオンオフが切り換わるときに、いずれかの双方向スイッチング素子に過大な電圧が印加されてしまうことがある。そこで、セカンダリ巻線１４の漏れインダクタンス（セカンダリ巻線１４のインダクタンスのうちプライマリ巻線１２との磁気的結合に寄与しない成分）を大きくし、漏れインダクタンスに発生する誘導起電力によって、各双方向スイッチング素子に印加される電圧を抑制する技術がある。しかし、セカンダリ巻線１４の漏れインダクタンスを大きくするには、プライマリ巻線１２とセカンダリ巻線１４とを離す必要があるため、トランス１０が大きくなってしまう。上記のように、ゼロ電圧期間に各双方向スイッチング素子のオンオフを切り換えることで、各双方向スイッチング素子に印加される電圧が小さくなる。これによって、セカンダリ巻線１４の漏れインダクタンスを大きくする必要がなくなり、トランス１０が小型になる。

なお、上記では、交流電源１８が単相交流電源である場合について説明した。交流電源１８が多相交流電源である場合には、相数に応じた数のスイッチングアームを備える構成が採用される。すなわち、複数のスイッチングアームのそれぞれが備える２つのスイッチング素子の接続点に、多相交流電源の対応する相が接続され、各相にリアクタンスが設けられる。

図９には、トランス１０の構成例が示されている。以下の説明における「上」「下」「左」「右」の用語は図面の上下左右を示し、トランス１０を電力変換装置に設置する際の姿勢を限定するものではない。トランス１０は、コア３４、第１プライマリ巻線１２−１、第２プライマリ巻線１２−２およびセカンダリ巻線１４を備えている。コア３４は、２つのＣ字形状コア３４−１および３４−２を含む。Ｃ字形状コア３４−１および３４−２は、それぞれのギャップ３６の位置を合わせて接合されている。

Ｃ字形状コア３４−１および３４−２のそれぞれは、上下方向に延びる外側の縦方向区間３８と、外側の縦方向区間３８に対向する内側の縦方向区間４０とを有する。内側の縦方向区間４０には、ギャップ３６が設けられている。各Ｃ字形状コア（３４−１，３４−２）は、さらに、外側の縦方向区間３８の上端と内側の縦方向区間４０の上端との間を結ぶ上側の横方向区間３９と、外側の縦方向区間３８の下端と内側の縦方向区間４０の下端との間を結ぶ下側の横方向区間３９とを有する。

右側のＣ字形状コア３４−１の外側の縦方向区間３８には、第１プライマリ巻線１２−１を形成する導線が巻き付けられている。左側のＣ字形状コア３４−２の外側の縦方向区間３８には、第２プライマリ巻線１２−２を形成する導線が巻き付けられている。第１プライマリ巻線１２−１の外側には、セカンダリ巻線１４を形成する導線が巻き付けられている。コア３４は、各巻線から発生した磁束をコア３４の形状に沿って導き、各巻線から発生した磁束の経路を形成する。

図１０には、図９のＡＡ線における断面が模式的に示されている。第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２を形成する導線の一端は、図１０の右側の縦方向区間３８を時計回りに周回して第１プライマリ巻線１２−１を形成する。この導線は、さらに、図１０の左側の縦方向区間３８を反時計回りに周回して第２プライマリ巻線１２−２を形成し、トランス１０の外側に至る。第１プライマリ巻線１２−１と第２プライマリ巻線１２−２との間の中途点からタップｃが引き出されている。

セカンダリ巻線１４を形成する導線の一端は、第１プライマリ巻線１２−１の外側を反時計回りに周回した後、第２プライマリ巻線１２−２の外側を時計回りに周回してトランス１０の外側に至る。

プライマリ巻線１２の巻き数を、セカンダリ巻線１４の巻き数よりも小さくした場合、プライマリ巻線１２に流れる電流が、セカンダリ巻線１４に流れる電流よりも大きくなる。この場合、図９に示されているように、プライマリ巻線１２を形成する導線の断面積を、セカンダリ巻線１４を形成する導線の断面積よりも大きくしてもよい。これによって、プライマリ巻線１２の抵抗が低減され、プライマリ巻線１２で発生する熱損失が低減される。

なお、ここでは、セカンダリ巻線１４を形成する導線が、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２のそれぞれの外側に巻き付けられた例が示された。セカンダリ巻線１４を形成する導線は、第１プライマリ巻線１２−１の内側に巻き付けられてもよいし、第２プライマリ巻線１２−２の内側に巻き付けられてもよい。すなわち、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２を形成する導線と、セカンダリ巻線１４を形成する導線とは、第１プライマリ巻線１２−１とセカンダリ巻線１４とが重なり、第２プライマリ巻線１２−２とセカンダリ巻線１４とが重なるように、コア３４に巻き付けられる。

図９には、昇圧モードの動作において第１プライマリ巻線１２−１に流れる電流ｉＬ１、第２プライマリ巻線１２−２に流れる電流ｉＬ２、ならびにコア３４に発生する磁束Φ１およびΦ２が示されている。大きさが等しい電流ｉＬ１および電流ｉＬ２が、それぞれ、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２に流れる。これによって、第１プライマリ巻線１２−１から発生し、第２プライマリ巻線１２−２に鎖交する磁束Φ１と、第２プライマリ巻線１２−２から発生し、第１プライマリ巻線１２−１に鎖交する磁束Φ２が発生する。これらの磁束Φ１およびΦ２は打消し合うため、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２のそれぞれには、漏れインダクタンス成分による誘導起電力（漏れ磁束による誘導起電力）が発生する。この漏れインダクタンス成分は昇圧用のリアクトルとして用いられる。

図１１には、充電モードの動作において第１プライマリ巻線１２−１に流れる電流ｉＬ１、第２プライマリ巻線１２−２に流れる電流ｉＬ２、ならびにコア３４に発生する磁束Φ１およびΦ２が示されている。大きさが異なる電流ｉＬ１および電流ｉＬ２が、それぞれ、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２に流れる。これによって、第１プライマリ巻線１２−１から発生し、第２プライマリ巻線１２−２に鎖交する磁束Φ１と、第２プライマリ巻線１２−２から発生し、第１プライマリ巻線１２−１に鎖交する磁束Φ２が発生する。これらの磁束Φ１およびΦ２によって、プライマリ巻線１２およびセカンダリ巻線１４に誘導起電力が発生する。さらに、電流ｉＬ１および電流ｉＬ２の差異に応じた電流がタップｃから流出し、バッテリ２０に流れる。

図１２には、２つのＥ字形状コア４８−１および４８−２によって、図９のコア３４と同一形状のコア４８が形成された例が示されている。この例では、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２を形成する導線が、セカンダリ巻線１４の外側に巻き付けられている。上側のＥ字形状コア４８−１は、左右の縦方向区間４４、左右の縦方向区間４４の上端を結ぶ横方向区間４２、および、横方向区間４２の中央から下方向に延びる縦方向区間４６を有する。下側のＥ字形状コア４８−２は、上側のＥ字形状コア４８−１に対し上下対称の構造を有している。上側のＥ字形状コア４８−１における左右の縦方向区間４４の先端は、下側のＥ字形状コア４８−２における左右の縦方向区間４４の先端に接触している。上側のＥ字形状コア４８−１における中央の縦方向区間４６の先端は、下側のＥ字形状コア４８−２における中央の縦方向区間４６の先端に対向し、これらの２つの縦方向区間４６の間にはギャップ３６が形成されている。

図１３には、４つのＵ字形状コア５０−１〜５０−４によって、図９のコア３４と同一形状のコア５０が形成された例が示されている。この例においても、第１プライマリ巻線１２−１および第２プライマリ巻線１２−２を形成する導線が、セカンダリ巻線１４の外側に巻き付けられている。左上のＵ字形状コア５０−１は、図１２に示される上側のＥ字形状コア４８−１を中央において折半した場合の左側の部分に相当し、右上のＵ字形状コア５０−２は、図１２に示される上側のＥ字形状コア４８−１を中央において折半した場合の右側の部分に相当する。左下のＵ字形状コア５０−３は、図１２に示される下側のＥ字形状コア４８−２を中央において折半した場合の左側の部分に相当し、右下のＵ字形状コア５０−２は、図１２に示される下側のＥ字形状コア４８−２を中央において折半した場合の右側の部分に相当する。

本実施形態に係る電力変換装置では、ＡＣ／ＡＣコンバータ１７およびスイッチング回路２１がトランス１０によって結合されている。スイッチング回路２１が備えるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングの状態を異ならせることで、電力変換モードでの動作と充電モードでの動作とが切り換えられる。したがって、電力変換モードと充電モードとの切り換えにスイッチ回路等のハードウエアが用いられなくてもよく、構成が単純化される。

また、ユーザが触れる側のＡＣ／ＡＣコンバータ１７とバッテリ２０側の回路とが、トランス１０によって絶縁されるため、ＡＣ／ＡＣコンバータ１７側の絶縁設計が容易となる。

さらに、ゼロ電圧スイッチングによって、ＡＣ／ＡＣコンバータ１７における各双方向スイッチングに印加される電圧が小さくなり、さらにはセカンダリ巻線１４の漏れインダクタンスを大きくする必要がなくなり、トランスが小型になる。

なお、上記では、負荷回路をインバータ２４およびモータジェネレータ２６として、電力変換装置が電動車両に搭載される実施形態について説明した。負荷回路は、一般的な産業用機械であってもよいし、家庭用の電源供給装置であってもよい。

１０ トランス、１２−１ 第１プライマリ巻線、１２−２ 第２プライマリ巻線、１４ セカンダリ巻線、１６ ＡＣ／ＡＣコンバータ、１８ 交流電源、２０ バッテリ、２１ スイッチング回路、２２ コンデンサ、２３ 負極導体、２４ インバータ、２６ モータジェネレータ、２８ 制御部、３０，４８，５０ コア、３２ 負荷回路、３４−１，３４−２ Ｃ字形状コア、３６ ギャップ、３８，４０，４４，４６ 縦方向区間、３９，４２ 横方向区間、４８−１，４８−２ Ｅ字形状コア、５０−１〜５０−４ Ｕ字形状コア。

Claims (7)

1. バッテリが接続されたスイッチング回路と、
   交流電源から入力される電力をスイッチングによって調整する電力調整回路と、
   前記スイッチング回路に接続されたプライマリ巻線、および前記電力調整回路に接続されたセカンダリ巻線を含むトランスと、を備え、
   前記電力調整回路は、
   前記プライマリ巻線に印加される電圧がゼロとなるタイミングに従ってスイッチングされ、
   前記スイッチング回路は、
   前記電力調整回路から前記トランスを介して供給される電力に対するスイッチングによって前記バッテリを充電することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電力調整回路は、
   並列接続された２つのスイッチングアームであって、直列接続された２つの双方向スイッチング素子をそれぞれが含む、２つのスイッチングアームを備え、
   前記セカンダリ巻線は、２つの前記スイッチングアームにおける２つの並列接続点の間に接続され、
   一方の前記スイッチングアームが備える２つの双方向スイッチング素子の接続点と、他方の前記スイッチングアームが備える２つの双方向スイッチング素子の接続点との間に、前記交流電源が出力する交流電圧が印加され、
   ２つの前記スイッチングアームのそれぞれが備える２つの双方向スイッチング素子は、時間経過と共に交互にオンオフし、
   前記プライマリ巻線に印加される電圧がゼロとなるタイミングで、２つの前記スイッチングアームのそれぞれが備える２つの双方向スイッチング素子のオン状態およびオフ状態が入れ換わることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記スイッチング回路は、
   並列接続された２つのハーフブリッジであって、直列接続された２つのスイッチング素子をそれぞれが含む、２つのハーフブリッジを備え、
   前記プライマリ巻線は、一方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点と、他方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点との間に接続され、
   ２つの前記ハーフブリッジにおける一方の並列接続点と、前記プライマリ巻線の中途点との間に前記バッテリが接続されることを特徴とする電力変換装置。
4. バッテリが接続されたスイッチング回路と、
   交流電源から入力される電力をスイッチングによって調整する電力調整回路と、
   前記スイッチング回路に接続されたプライマリ巻線、および前記電力調整回路に接続されたセカンダリ巻線を含むトランスと、を備え、
   前記スイッチング回路は、
   並列接続された２つのハーフブリッジであって、直列接続された２つのスイッチング素子をそれぞれが含む、２つのハーフブリッジを備え、
   前記プライマリ巻線は、一方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点と、他方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点との間に接続され、
   ２つの前記ハーフブリッジにおける一方の並列接続点と、前記プライマリ巻線の中途点との間にバッテリが接続され、
   ２つの前記ハーフブリッジにおける一方の並列接続点、または他方の並列接続点で共通に接続される２つのスイッチング素子が共にオンまたはオフとなるタイミングに従って、前記電力調整回路がスイッチングされ、
   前記スイッチング回路は、
   前記電力調整回路から前記トランスを介して供給される電力に対するスイッチングによって前記バッテリを充電することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記電力調整回路は、
   並列接続された２つのスイッチングアームであって、直列接続された２つの双方向スイッチング素子をそれぞれが含む、２つのスイッチングアームを備え、
   前記セカンダリ巻線は、２つの前記スイッチングアームにおける２つの並列接続点の間に接続され、
   一方の前記スイッチングアームが備える２つの双方向スイッチング素子の接続点と、他方の前記スイッチングアームが備える２つの双方向スイッチング素子の接続点との間に、前記交流電源が出力する交流電圧が印加され、
   ２つの前記スイッチングアームのそれぞれが備える２つの双方向スイッチング素子は、時間経過と共に交互にオンオフし、
   ２つの前記ハーフブリッジにおける一方の並列接続点で共通に接続される２つのスイッチング素子が共にオンまたはオフとなるタイミングで、２つの前記スイッチングアームのそれぞれが備える２つの双方向スイッチング素子のオン状態およびオフ状態が入れ換わることを特徴とする電力変換装置。
6. 前記電力調整回路から前記トランスを介して供給される電力に対するスイッチングによって前記バッテリを充電する充電モードの他、前記バッテリから出力される電力に対するスイッチングによって、前記スイッチング回路に接続された負荷回路に前記バッテリから電力を供給する電力変換モードで動作する、請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記プライマリ巻線は、
   一方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点と前記中途点との間にある第１プライマリ巻線と、
   他方の前記ハーフブリッジが備える２つのスイッチング素子の接続点と前記中途点との間にある第２プライマリ巻線と、を備え、
   前記電力変換モードの動作では、前記中途点から前記第１プライマリ巻線を経て一方の前記ハーフブリッジに向かう電流と、前記中途点から前記第２プライマリ巻線を経て他方の前記ハーフブリッジに向かう電流とが流れ、
   前記充電モードの動作では、前記一方のハーフブリッジから前記第１プライマリ巻線および前記第２プライマリ巻線を経て、前記他方のハーフブリッジに向かう電流、または、前記他方のハーフブリッジから前記第２プライマリ巻線および前記第１プライマリ巻線を経て、前記一方のハーフブリッジに向かう電流が流れ、これらの電流の相違に応じて、前記第１プライマリ巻線および前記第２プライマリ巻線の接続点から前記バッテリに電流が流れることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記トランスは、
   磁束の経路を形成するコアを備え、
   前記プライマリ巻線および前記セカンダリ巻線を形成する各導線は、
   前記プライマリ巻線および前記セカンダリ巻線が重なるように、前記コアに巻き付けられていることを特徴とする電力変換装置。
   

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