JP2019187011A

JP2019187011A - 電力変換装置

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Publication number: JP2019187011A
Application number: JP2018072576A
Authority: JP
Inventors: 健一 ▲高▼木; Kenichi Takagi; 将紀石垣; Masaki Ishigaki; 義昭石原; Yoshiaki Ishihara
Original assignee: Toyota Industries Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Industries Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2018-04-04
Filing date: 2018-04-04
Publication date: 2019-10-24
Anticipated expiration: 2038-04-04
Also published as: JP7205072B2

Abstract

【課題】本発明は、電力変換装置に用いられる電子部品に印加される電圧、または、電力変換装置に用いられる電子部品に流れる電流を小さくすることを目的とする。【解決手段】電力変換装置は、交流電圧源１８からの入力交流電力を調整する第１スイッチング回路１２と、第１スイッチング回路１２に磁気的に結合する第２スイッチング回路１６と、第１スイッチング回路１２に磁気的に結合し、第２スイッチング回路１６のスイッチングに同期したスイッチングをする第３スイッチング回路６０とを備えている。また、電力変換装置は、第１スイッチング回路１２に接続されたプライマリ巻線Ｔ１と、第２スイッチング回路１６に接続された第１セカンダリ巻線Ｔ２１と、第３スイッチング回路６０に接続された第２セカンダリ巻線Ｔ２２とを備えている。第１セカンダリ巻線Ｔ２１および第２セカンダリ巻線Ｔ２２は、プライマリ巻線Ｔ１に磁気的に結合する。【選択図】図６

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電力を直流電力に変換する装置に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両が広く用いられている。電動車両には、駆動用モータに電力を供給するためのバッテリが搭載されている。ハイブリッド自動車では、エンジンの駆動力や回生制動によって発電した電力によってバッテリが充電される。また、プラグイン機能のある電動車両では、商用電源から供給される電力によってバッテリが充電される。バッテリを充電するため、電動車両には電力変換装置が搭載されている。電力変換装置は、バッテリ充電のために入力された電圧を適切な電圧に変換してバッテリに印加する。

以下の特許文献１および２には、２つのスイッチング回路を各回路に接続された巻線によって磁気的に結合させ、２つのスイッチング回路の間で電力を伝送させる電力変換装置が示されている。特許文献３には、第１および第２の昇圧コンバータのパルス幅変調による力率改善を行いつつ、第１および第２の昇圧コンバータの周波数を調整することにより出力電圧を制御する電力変換装置が示されている。また、以下の非特許文献１には、本願発明に関連する技術として、複数のスイッチング回路の入力端子を直列接続する技術、複数のスイッチング回路の出力端子を並列接続する技術等が記載されている。

特開２０１１−１９３７１３号公報特開２０１７−４６５３３号公報特開２０１０−１８３７２６号公報

Energy conversion Congress and Exposition(ECCE), 2014 IEEE DOI:10.1109/ECCE.2014.6953388

近年、ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両については、バッテリの出力電圧を大きくすることで、走行時やバッテリ充電時に各回路に流れる電流を小さくし、電力損失を低減する設計が検討されている。しかし、バッテリの出力電圧を大きくすると、各回路に用いられるスイッチング素子等の電子部品の耐電圧を大きくする必要が生じる。また、電力損失の低減に加えて、充電電力を大きくして高速な充電を行うことも検討されており、電子部品の許容電流を大きくする必要も生じている。耐電圧や許容電流が大きい電子部品は、耐電圧や許容電流が小さい電子部品に比べてコストが嵩む傾向にあり、電子部品に費やされるコストが上昇してしまうという問題が生じる。

本発明は、電力変換装置に用いられる電子部品に印加される電圧、または、電力変換装置に用いられる電子部品に流れる電流を小さくすることを目的とする。

本発明は、入力交流電力を調整する第１スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路に磁気的に結合する第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路に磁気的に結合し、前記第２スイッチング回路のスイッチングに同期したスイッチングをする第３スイッチング回路と、を備え、前記第２スイッチング回路の一対の出力点のうちの一方、および前記第３スイッチング回路の一対の出力点のうちの一方が共通に接続されており、前記第２スイッチング回路の一対の出力点のうちの他方、および前記第３スイッチング回路の一対の出力点のうちの他方から、直流電力が出力されることを特徴とする。

望ましくは、前記第１スイッチング回路に両端が接続されたプライマリ巻線と、前記第２スイッチング回路に両端が接続された第１セカンダリ巻線と、前記第３スイッチング回路に両端が接続された第２セカンダリ巻線と、を備え、前記第１セカンダリ巻線および前記第２セカンダリ巻線は、前記プライマリ巻線に磁気的に結合し、前記第２スイッチング回路および前記第３スイッチング回路のそれぞれは、２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジを備え、前記第１セカンダリ巻線は、前記第２スイッチング回路における２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、当該２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、前記第２セカンダリ巻線は、前記第３スイッチング回路における２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、当該２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、前記第２スイッチング回路および前記第３スイッチング回路のそれぞれにおける２つの前記ハーフブリッジの２つの並列接続点が、それぞれの一対の出力点であることを特徴とする。

また、本発明は、入力交流電力を調整する入力スイッチング回路と、前記入力スイッチング回路と共通の一対の入力点を有する並列スイッチング回路であって、前記入力スイッチング回路のスイッチングに同期したスイッチングをし、前記入力交流電力を調整する並列スイッチング回路と、前記入力スイッチング回路および前記並列スイッチング回路に磁気的に結合する出力スイッチング回路と、を備え、前記出力スイッチング回路の一対の出力点から直流電力が出力されることを特徴とする。

望ましくは、前記入力スイッチング回路に両端が接続された第１プライマリ巻線と、前記並列スイッチング回路に両端が接続された第２プライマリ巻線と、前記出力スイッチング回路に両端が接続されたセカンダリ巻線と、を備え、前記第１プライマリ巻線および前記第２プライマリ巻線は、前記セカンダリ巻線に磁気的に結合し、前記入力スイッチング回路および前記並列スイッチング回路のそれぞれは、２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジと、それぞれの一端が共通に接続された第１整流素子および第２整流素子を備える整流回路であって、前記第１整流素子の他端が、２つの前記ハーフブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、前記第２整流素子の他端が、２つの前記ハーフブリッジにおける２つの並列接続点のうちの他方に接続されている整流回路と、を備え、前記第１プライマリ巻線は、前記入力スイッチング回路における２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、当該２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、前記第２プライマリ巻線は、前記並列スイッチング回路における２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、当該２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、前記入力スイッチング回路および前記並列スイッチング回路のそれぞれにおける前記第１整流素子および第２整流素子の接続点が共通に接続され、前記第１プライマリ巻線の中途接続点と前記第２プライマリ巻線の中途接続点とが共通に接続され、前記入力スイッチング回路および前記並列スイッチング回路のそれぞれにおける前記第１整流素子および第２整流素子の接続点と、前記第１プライマリ巻線の中途接続点および前記第２プライマリ巻線の中途接続点の接続点とが、前記共通の一対の入力点である。

本発明によれば、電力変換装置に用いられる電子部品に印加される電圧、または、電力変換装置に用いられる電子部品に流れる電流を小さくすることができる。

基本技術に係る電力変換装置の構成を示す図である。入力交流電圧が正の値となる半周期における力率改善回路の動作タイミングを示す図である。入力交流電圧が負の値となる半周期における力率改善回路の動作タイミングを示す図である。プライマリ巻線電圧、セカンダリ巻線電圧、およびセカンダリ巻線電流の時間波形を示す図である。制御部の構成例を示す図である。第１実施形態に係る電力変換装置を示す図である。シミュレーション結果を示す図である。第２実施形態に係る電力変換装置を示す図である。

図１には、本発明の基本技術に係る車両搭載用の電力変換装置の構成が示されている。電力変換装置は、力率改善回路１０、電圧コンバータ回路１４および制御部２２を備えている。力率改善回路１０には交流電圧源１８が接続されている。交流電圧源１８は、例えば、商用電源であり、電力変換装置の搭載先の車両がプラグイン機能を有する場合には、ＡＣアウトレット等が交流電圧源１８となる。電圧コンバータ回路１４には負荷回路２０が接続されている。負荷回路２０は、例えば、バッテリ、あるいは車両搭載用バッテリを充電するための充電回路である。制御部２２は、力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４が備える各スイッチング素子をオンオフ制御する。

力率改善回路１０は、交流電圧源１８から流入する電流の時間波形をスイッチングによって調整し、交流電圧源１８から電力変換装置側を見た力率を改善する。力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４はトランスＴによって結合されており、交流電圧源１８から出力された電力は、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送される。電圧コンバータ回路１４は、トランスＴのセカンダリ巻線Ｔ２から得られる交流電圧を直流電圧に変換し、適切な大きさの直流電圧を負荷回路２０に出力する。力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４によれば、交流電圧源１８から負荷回路２０に効率的に電力が供給される。

力率改善回路１０の構成について説明する。力率改善回路１０は、フィルタコンデンサＣｉｎ、プライマリ巻線Ｔ１、および第１スイッチング回路１２を備えている。

第１スイッチング回路１２は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２によって構成されるハーフブリッジＵ、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４によって構成されるハーフブリッジＶ、ダイオードＤ１（第１整流素子）、ダイオードＤ２（第２整流素子）、およびバッファコンデンサＣｂｕｆを備えている。ハーフブリッジＵは、スイッチング素子Ｓ１の一端と、スイッチング素子Ｓ２の一端とを共通に接続したものである。スイッチング素子Ｓ１の両端には、スイッチング素子Ｓ２との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ２の両端には、スイッチング素子Ｓ１との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ１としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ２としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。

同様に、ハーフブリッジＶは、スイッチング素子Ｓ３の一端と、スイッチング素子Ｓ４の一端とを共通に接続したものである。スイッチング素子Ｓ３の両端には、スイッチング素子Ｓ４との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ４の両端には、スイッチング素子Ｓ３との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ３およびＳ４としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ３としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ４としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。

スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点と、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点との間には、プライマリ巻線Ｔ１が接続されている。プライマリ巻線Ｔ１のセンタータップｍ（中途接続点）は電源入力端子２４−２に接続されている。

ハーフブリッジＵおよびＶは並列接続され、フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング素子Ｓ２側とは反対側の端子（図の上側の端子）と、スイッチング素子Ｓ３のスイッチング素子Ｓ４側とは反対側の端子（図の上側の端子）とが接続されている。また、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング素子Ｓ１側とは反対側の端子（図の下側の端子）と、スイッチング素子Ｓ４のスイッチング素子Ｓ３側とは反対側の端子（図の下側の端子）とが接続されている。

ダイオードＤ１のアノードはダイオードＤ２のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、ハーフブリッジＵおよびＶの上側の端子に接続され、ダイオードＤ２のアノードは、ハーフブリッジＵおよびＶの下側の端子に接続されている。ダイオードＤ１およびＤ２の接続点は、電源入力端子２４−１に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ３、およびダイオードＤ１の接続点と、スイッチング素子Ｓ２、スイッチング素子Ｓ４、およびダイオードＤ２の接続点との間には、バッファコンデンサＣｂｕｆが接続されている。

プライマリ巻線Ｔ１は、電圧コンバータ回路１４が備えるセカンダリ巻線Ｔ２に磁気的に結合し、プライマリ巻線Ｔ１およびセカンダリ巻線Ｔ２はトランスＴを構成している。なお、プライマリ巻線Ｔ１の一端とスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点との間に第１のリアクトルが接続され、プライマリ巻線Ｔ１の他端とスイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点との間に第２のリアクトルが接続されてもよい。この場合、第１のリアクトルと第２のリアクトルは磁気的に結合してもよい。また、電源入力端子２４−２とセンタータップｍとの間にもリアクトルが接続されてもよい。

電源入力端子２４−１と電源入力端子２４−２との間には、フィルタコンデンサＣｉｎが接続されている。また、電源入力端子２４−１と電源入力端子２４−２との間には交流電圧源１８が接続されている。交流電圧源１８が商用電源である場合には、電源入力端子２４−１および２４−２は商用電源用のコネクタに接続される。また、電源入力端子２４−１および２４−２にはケーブルを介して電源用プラグが接続され、その電源用プラグがＡＣアウトレットに差し込まれてもよい。

力率改善回路１０の動作について説明する。交流電圧源１８は電源入力端子２４−１および２４−２に、正弦波電圧である入力交流電圧Ｖａｃを出力する。フィルタコンデンサＣｉｎは、力率改善回路１０で発生し、交流電圧源１８側に流出する高周波電流を抑制する。

制御部２２は、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは１〜４のうちいずれかの整数である。制御信号Ｃｎ２は制御信号Ｃｎ１に対してハイおよびローを反転したものであり、制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ３に対してハイおよびローを反転したものである。また、制御信号Ｃｎ３およびＣｎ４は、それぞれ、制御信号Ｃｎ１およびＣｎ２に対して位相が１８０°遅れている。

これによって、スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ２は、交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ２はオンからオフになり、スイッチング素子Ｓ１がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ２は、オフからオンになる。同様に、スイッチング素子Ｓ３およびスイッチング素子Ｓ４は交互にオンオフする。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２のオンオフの位相に対し、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４のオンオフの位相は１８０°遅れる。

制御部２２は、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧とその目標値との差異、交流電圧源１８と電源入力端子２４−２との間の経路を流れる入力電流ｉＬ、および交流電圧源１８が出力する入力交流電圧Ｖａｃに応じて、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４のデューティ比（時比率）を変化させる。これによって、電源入力端子２４−１および２４−２に流れる電流の時間波形を入力交流電圧Ｖａｃの時間波形に近似させ、または一致させると共に、電源入力端子２４−１および２４−２に流れる電流の位相を入力交流電圧Ｖａｃの位相に近似させ、または一致させる。

図２（ａ）〜（ｅ）には、入力交流電圧Ｖａｃが正の値となる半周期における力率改善回路１０の動作タイミングが示されている。図２（ａ）には制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の時間波形が示されており、図２（ｂ）には制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４の時間波形が示されている。符号の上に付された「−」の記号は、その符号で表される制御信号の反転値を意味する。図２（ｃ）には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点の電位Ｖｕ（Ｕ相電位Ｖｕ）の時間波形が示されており、図２（ｄ）には、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４との接続点の電位Ｖｖ（Ｖ相電位Ｖｖ）の時間波形が示されている。さらに、図２（ｅ）には、プライマリ巻線Ｔ１に印加される電圧Ｖｕｖ（プライマリ巻線電圧Ｖｕｖ）の時間波形が示されている。制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ３の反転値は、それぞれ、制御信号Ｃｎ２およびＣｎ４と同一である。また、Ｕ相電位ＶｕおよびＶ相電位Ｖｖの基準は接地導体Ｇ１の電位である。

図２（ａ）に示されているように、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の周期はＰであり、１周期Ｐの間に制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２は、ハイ時間δだけハイになる。図２（ｂ）に示されているように、制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２に対して半周期、すなわち、１８０°遅れている。デューティ比αは、α＝δ／Ｐであり、ハイ時間δが入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて変化し、デューティ比αはハイ時間δの変化に伴って変化する。

ここでは、バッファコンデンサＣｂｕｆが一定の電圧Ｖｂに充電されているものとして力率改善回路１０の動作について説明する。

制御信号Ｃｎ１がハイであり、制御信号Ｃｎ２がローである間、スイッチング素子Ｓ１はオンになり、スイッチング素子Ｓ２はオフになる。これによってＵ相電位Ｖｕは、バッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧Ｖｂとなる。一方、制御信号Ｃｎ１がローであり、制御信号Ｃｎ２がハイである間、スイッチング素子Ｓ１はオフになり、スイッチング素子Ｓ２はオンになる。これによってＵ相電位は０となる。したがって、図２（ｃ）に示されているように、Ｕ相電位Ｖｕは、周期Ｐで時間（Ｐ−δ）の間Ｖｂとなり、その他の時間帯で０となる。

制御信号Ｃｎ３がハイであり、制御信号Ｃｎ４がローである間、スイッチング素子Ｓ３はオンになり、スイッチング素子Ｓ４はオフになる。これによって、Ｖ相電位ＶｖはバッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧Ｖｂとなる。一方、制御信号Ｃｎ３がローであり、制御信号Ｃｎ４がハイである間、スイッチング素子Ｓ３はオフになり、スイッチング素子Ｓ４はオンになる。これによってＶ相電位は０となる。したがって、図２（ｄ）に示されているように、Ｖ相電位Ｖｖは、Ｕ相電位Ｖｕと同一の時間波形を有し、Ｕ相電位Ｖｕから１８０°位相が遅れた電位となる。

プライマリ巻線電圧Ｖｕｖは、Ｕ相電位ＶｕからＶ相電位Ｖｖを減じた電圧である。これによって、図２（ｅ）に示されているように、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖは、波高値Ｖｂで正負対称の時間波形となる。

図３（ａ）〜（ｅ）には、入力交流電圧が負の値となる半周期における力率改善回路１０の動作タイミングが示されている。図３（ａ）には制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の時間波形が示されており、図３（ｂ）には制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４の時間波形が示されている。図３（ｃ）にはＵ相電位Ｖｕの時間波形が示されており、図３（ｄ）にはＶ相電位Ｖｖの時間波形が示されている。さらに、図３（ｅ）にはプライマリ巻線電圧Ｖｕｖの時間波形が示されている。図２に示されている事項と同一の事項については同一の符号を付してその説明を省略する。

図３（ａ）に示されているように、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の周期はＰであり、１周期Ｐの間に制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２は、ハイ時間γだけハイになる。図３（ｂ）に示されているように、制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２に対して半周期、すなわち、１８０°遅れている。デューティ比αは、α＝γ／Ｐであり、ハイ時間γが入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて変化し、デューティ比αはハイ時間γの変化に伴って変化する。

入力交流電圧Ｖｉｎが正の値となる半周期と同様の動作によって、入力交流電圧Ｖｉｎが負の値となる半周期においては、図３（ｃ）に示されているように、Ｕ相電位Ｖｕは、周期Ｐで時間（Ｐ−γ）の間Ｖｂとなり、その他の時間帯で０となる。また、図３（ｄ）に示されているように、Ｖ相電位Ｖｖは、Ｕ相電位Ｖｕと同一の時間波形を有し、Ｕ相電位Ｖｕから１８０°位相が遅れた電位となる。プライマリ巻線電圧Ｖｕｖは、Ｕ相電位ＶｕからＶ相電位Ｖｖを減じた電圧である。これによって、図３（ｅ）に示されているように、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖは、波高値Ｖｂで正負対称の時間波形となる。これによって、セカンダリ巻線Ｔ２には、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖに基づくセカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが発生する。

また、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４に従ってスイッチングＳ１〜Ｓ４がオンオフ制御されることで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４、ダイオードＤ１およびＤ２が整流回路として動作し、プライマリ巻線Ｔ１の端子間電圧Ｖｕｖが整流されてバッファコンデンサＣｂｕｆに印加される。これによって、入力交流電圧Ｖａｃに基づいて、バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される。

制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４の周期は、入力交流電圧Ｖｉｎの周期よりも十分短い。リアクトルＬおよびプライマリ巻線Ｔ１に流れる電流の時間波形は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングによって整形され、力率改善動作が実行される。

次に、電圧コンバータ回路１４の構成について図１を参照して説明する。電圧コンバータ回路１４は、セカンダリ巻線Ｔ２および第２スイッチング回路１６を備えている。

第２スイッチング回路１６は、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６によって構成されるハーフブリッジＷ、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８によって構成されるハーフブリッジＸ、および出力コンデンサＣｏを備えている。ハーフブリッジＷは、スイッチング素子Ｓ５の一端と、スイッチング素子Ｓ６一端とを共通に接続したものである。スイッチング素子Ｓ５の両端には、スイッチング素子Ｓ６との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ６の両端には、スイッチング素子Ｓ５との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ５としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ６としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。

同様に、ハーフブリッジＸは、スイッチング素子Ｓ７の一端と、スイッチング素子Ｓ８の一端とを共通に接続したものである。スイッチング素子Ｓ７の両端には、スイッチング素子Ｓ８との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ８の両端には、スイッチング素子Ｓ７との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ７およびＳ８としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ７としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ８としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。

スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間にはセカンダリ巻線Ｔ２が接続されている。

ハーフブリッジＷおよびＸは並列接続され、出力フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ５の上側の端子とスイッチング素子Ｓ７の上側の端子とが接続され、スイッチング素子Ｓ６の下側の端子とスイッチング素子Ｓ８の下側の端子とが接続されている。ハーフブリッジＷおよびＸの上側の端子と、ハーフブリッジＷおよびＸの下側の端子との間には、出力コンデンサＣｏが接続されている。また、ハーフブリッジＷおよびＸの上側の端子には正極負荷端子２６Ｐが接続され、ハーフブリッジＷおよびＸの下側の端子には負極負荷端子２６Ｎが接続されている。さらに、正極負荷端子２６Ｐと負極負荷端子２６Ｎとの間には負荷回路２０が接続されている。

電圧コンバータ回路１４の動作について説明する。力率改善回路１０のプライマリ巻線Ｔ１に印加された電圧に応じてセカンダリ巻線Ｔ２に電圧が発生し、セカンダリ巻線Ｔ２に発生した電圧がスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間に印加される。

制御部２２は、制御信号Ｃｎ５〜Ｃｎ８をそれぞれスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に出力し、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは５〜８のうちいずれかの整数である。制御信号Ｃｎ６は制御信号Ｃｎ５に対してハイおよびローを反転させたものであり、制御信号Ｃｎ８は、制御信号Ｃｎ７に対してハイおよびローを反転させたものである。また、制御信号Ｃｎ７およびＣｎ８は、それぞれ、制御信号Ｃｎ５およびＣｎ６に対して位相が１８０°遅れている。

これによってスイッチング素子Ｓ５およびＳ６は交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ５がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ６はオンからオフになり、スイッチング素子Ｓ５がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ６はオフからオンになる。同様に、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８は交互にオンオフする。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６のオンオフの位相に対し、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８のオンオフの位相は１８０°遅れる。制御部２２は、電圧コンバータ回路１４におけるデューティ比を、力率改善回路１０におけるデューティ比に一致させる。

制御部２２は、出力コンデンサＣｏの端子間電圧とその目標値との差異に応じて、あるいは負荷回路２０に流れる電流とその目標値との差異に応じて、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して遅らせる。

ここでは、出力コンデンサＣｏが一定の電圧Ｖｄに充電されているものとして電圧コンバータ回路１４の動作について説明する。

図４（ａ）には、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖおよびセカンダリ巻線電圧Ｖｗｘの時間波形が示されている。ここで、セカンダリ巻線電圧Ｖｗｘは、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点の電位を基準としたスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点の電圧である。プライマリ巻線電圧Ｖｕｖは波高値がＶｂの矩形波であり、セカンダリ巻線電圧Ｖｗｘは波高値がＶｄの矩形波である。セカンダリ巻線電圧Ｖｗｘはプライマリ巻線電圧Ｖｕｖに対して位相がφだけ遅れている。図４（ｂ）には、セカンダリ巻線Ｔ２に流れる電流ｉｄの時間波形が示されている。セカンダリ巻線電流ｉｄは、ハーフブリッジＸからハーフブリッジＷに向かう方向を正とする。

プライマリ巻線電圧Ｖｕｖが０からＶｂに立ち上がり、セカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ１の間、セカンダリ巻線電流ｉｄは０から正方向に急激に増加する。その後、セカンダリ巻線電圧ＶｗｘがＶｄに立ち上がり、プライマリ巻線電圧ＶｕｖがＶｂでありセカンダリ巻線電圧ＶｗｘがＶｄである期間τ２の間、セカンダリ巻線電流ｉｄの変化は緩やかになる。さらに、プライマリ巻線電圧ＶｕｖがＶｂから０に立ち下がり、セカンダリ巻線電圧ＶｗｘがＶｄである期間τ３の間、セカンダリ巻線電流ｉｄは０に向かってに急激に減少する。

プライマリ巻線電圧Ｖｕｖおよびセカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ４では、セカンダリ巻線電流ｉｄは０である。

プライマリ巻線電圧Ｖｕｖが０から−Ｖｂに立ち下がり、セカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ５の間、セカンダリ巻線電流ｉｄは０から負方向に急激に増加する。その後、セカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄに立ち下がり、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｂでありセカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄである期間τ６の間、セカンダリ巻線電流ｉｄの変化は緩やかになる。さらに、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖが−Ｖｂから０に立ち上がり、セカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが−Ｖｄである期間τ７の間、セカンダリ巻線電流ｉｄは０に向かって急激に減少する。

プライマリ巻線電圧Ｖｕｖが立ち上がってからセカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが立ち上がる前までの期間τ１では、プライマリ巻線Ｔ１からセカンダリ巻線Ｔ２にエネルギーが供給されると共に、セカンダリ巻線Ｔ２はエネルギーを蓄える。同様に、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖが立ち下がってからセカンダリ巻線電圧Ｖｗｘが立ち下がる前までの期間τ５では、プライマリ巻線Ｔ１からセカンダリ巻線Ｔ２にエネルギーが供給されると共に、セカンダリ巻線Ｔ２はエネルギーを蓄える。そして、期間τ２、τ３、τ６およびτ７の間、電圧コンバータ回路１４は、セカンダリ巻線電圧Ｖｗｘおよびセカンダリ巻線電流ｉｄの積で定まる電力を負荷回路２０に出力する。

プライマリ巻線電圧Ｖｕｖとセカンダリ巻線電圧Ｖｗｘとの位相差φが大きい程、セカンダリ巻線Ｔ２にエネルギーが蓄積される期間τ１およびτ５が長くなり、期間τ２、τ３、τ６およびτ７におけるセカンダリ巻線電流ｉｄの絶対値が大きくなる。ただし、位相差φは１８０°未満の値である。したがって、プライマリ巻線電圧Ｖｕｖとセカンダリ巻線電圧Ｖｗｘとの位相差φが大きい程、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送され、電圧コンバータ回路１４から負荷回路２０に出力される電力が大きくなる。

なお、制御部２２が、上述のようにスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８をスイッチング制御することで、セカンダリ巻線電流ｉｄが出力コンデンサＣｏの上端から下端に流れ、出力コンデンサＣｏは、所定の電圧Ｖｄで充電される。

電圧コンバータ回路１４は、プライマリ巻線Ｔ１およびセカンダリ巻線Ｔ２によって構成されるトランスＴによって、力率改善回路１０に磁気的に結合している。したがって、力率改善回路１０は、電圧コンバータ回路１４から電気的に絶縁され、電圧コンバータ回路１４で発生した高電圧による電流が、力率改善回路１０側に流れることが回避される。また、上述のように、プライマリ巻線Ｔ１に印加されるプライマリ巻線電圧Ｖｕｖは、正負対称の時間波形を有しているため、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に電力が伝送される際にトランスＴにおいて生じる損失が低減される。

図５には、制御部２２の構成例が示されている。制御部２２は、図５に示されている構成要素をプログラムを実行することによって実現するプロセッサを備えていてもよい。また、各構成要素が、ハードウエアとしての電子回路によって個別に構成されてもよい。

制御部２２が、各制御信号を生成するに際しては、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧Ｖｂの計測値Ｖｂｍ、入力交流電圧Ｖａｃの計測値Ｖｉｍ、入力電流ｉＬの計測値ＩＬ、および負荷回路２０に流れる電流Ｉｂの計測値Ｉｂｍが用いられる。電力変換装置には、これらを計測するための各センサ（図示せず）が設けられている。

制御部２２は、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧の計測値であるバッファ電圧計測値Ｖｂｍとその目標値であるバッファ電圧目標値Ｖｂ^＊との差異に基づいてデューティ比目標値α０^＊を求める。また、制御部２２は、負荷回路２０に流れる電流の計測値である負荷電流計測値Ｉｂｍとその目標値である負荷電流目標値Ｉｂ^＊との差異に基づいて、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して遅らせる各制御信号を生成する。

デューティ比目標値α０^＊を求める処理について説明する。減算器２８は、バッファ電圧目標値Ｖｂ^＊からバッファ電圧計測値Ｖｂｍを減算して第１誤差を求め、電圧ＰＩ制御部３０に出力する。電圧ＰＩ制御部３０は、比例積分制御による第１制御値を求め、乗算器３２に出力する。乗算器３２は、入力交流電圧Ｖｉｎの計測値の絶対値｜Ｖｉｍ｜を第１制御値に乗じ、さらに、入力交流電圧計測値Ｖｉｍの時間平均値の自乗の逆数を乗じて得られる入力電流目標値ｉＬ^＊を減算器３４に出力する。減算器３４は、入力電流目標値ｉＬ^＊から入力電流計測値ＩＬの絶対値｜ＩＬ｜を減算して第２誤差を求め、電流ＰＩ制御部３６に出力する。電流ＰＩ制御部３６は、比例積分制御による第２制御値を求め加算器３８に出力する。加算器３８は、第２制御値に半周期目標値１−｜Ｖｉｍ｜／Ｖｂｍを加算して調整前目標値α０を求める。半周期目標値１−｜Ｖｉｍ｜／Ｖｂｍは、入力交流電圧Ｖａｃが正の半周期の値であるときに、力率改善回路１０において力率改善効果が得られるデューティ比としての意義を有する。

デューティ比決定部４０は、入力交流電圧Ｖａｃの測定値Ｖｉｍが０または正の値であるときは、α０^＊＝α０としてデューティ比目標値α０^＊を求める。また、デューティ比決定部４０は、入力交流電圧Ｖａｃの測定値Ｖｉｍが負の値であるときは、α０^＊＝１−α０としてデューティ比目標値α０^＊を求める。

第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して遅らせる制御信号を生成する処理について説明する。減算器４２は、負荷電流目標値Ｉｂ^＊から負荷電流計測値Ｉｂｍを減算した第３誤差を求め、位相ＰＩ制御部４４に出力する。位相ＰＩ制御部４４は、比例積分制御による第３制御値を求め、位相調整部４８に出力する。第３制御値に対しては、デューティ比目標値α０^＊および負荷電流目標値Ｉｂ^＊に基づいて求められたフィードフォワード補正値を加算してもよい。キャリア生成部４６は、パルス幅変調を行うためのキャリア信号を位相調整部４８に出力する。キャリア信号は、例えば、三角波を時間波形とする信号である。

位相調整部４８は、さらに、キャリア生成部４６から出力されたキャリア信号の位相を、第３制御値に基づいて変化させて、ＵＶ相バッファアンプ５０に出力する。例えば、位相調整部４８は、第３制御値が大きい程、キャリア信号の位相を進める。ＵＶ相バッファアンプ５０は、位相調整部４８から出力されたキャリア信号をＵ相キャリア信号ＣＵとしてＵＶ相制御信号生成部５４に出力する。また、ＵＶ相バッファアンプ５０は、位相調整部４８から出力されたキャリア信号を１８０°遅延させてＶ相キャリア信号ＣＶとしてＵＶ相制御信号生成部５４に出力する。

位相調整部４８は、キャリア信号をＷＸ相バッファアンプ５２に出力する。ＷＸ相バッファアンプ５２は、位相調整部４８から出力されたキャリア信号をＷ相キャリア信号ＣＷとしてＷＸ相制御信号生成部５６に出力する。また、ＷＸ相バッファアンプ５２は、位相調整部４８から出力されたキャリア信号を１８０°遅延させてＸ相キャリア信号ＣＸとしてＷＸ相制御信号生成部５６に出力する。

ここでは、位相調整部４８が、ＵＶ相バッファアンプ５０に出力する信号の位相を第３制御値に基づいて進める処理について説明したが、位相調整部４８が、ＷＸ相バッファアンプ５２に出力する信号の位相を第３制御値に基づいて遅らせる処理が採用されてもよい。

ＵＶ相制御信号生成部５４は、デューティ比目標値α０^＊、Ｕ相キャリア信号ＣＵおよびＶ相キャリア信号ＣＶに基づいて、図２に示されるような制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４を生成する。ＷＸ相制御信号生成部５６は、デューティ比目標値α０^＊、Ｗ相キャリア信号ＣＷおよびＸ相キャリア信号ＣＸに基づいて、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ４に対して位相を異ならせた制御信号Ｃｎ５〜Ｃｎ８を生成する。

このような制御によれば、バッファ電圧計測値Ｖｂｍがバッファ電圧目標値Ｖｂ^＊に満たないときは、デューティ比目標値α０^＊が増加し、バッファ電圧計測値Ｖｂがバッファ電圧目標値Ｖｂ^＊を超えたときは、デューティ比目標値α０^＊が減少する。これによって、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧が電圧目標値Ｖｂ^＊に近付き、または、一致する。

さらに、負荷電流計測値Ｉｂｍが負荷電流目標値Ｉｂ^＊に満たないときは、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対し、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の遅れが大きくなる。また、負荷電流計測値Ｉｂｍが負荷電流目標値Ｉｂ^＊を超えるときは、第１スイッチング回路１２をスイッチングする位相に対し、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相の進みが大きくなる。これによって、負荷電流が負荷電流目標値Ｉｂ^＊に近付き、または、一致する。

図６には、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置が示されている。この電力変換装置は、図１に示されている第２スイッチング回路１６と同一構成の第３スイッチング回路６０を追加したものである。図１に示されている構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付してその説明を簡略化する。なお、上記のセカンダリ巻線Ｔ２については、本実施形態において第１セカンダリ巻線Ｔ２１という。

第３スイッチング回路６０は、ハーフブリッジＹ、ハーフブリッジＺおよび出力コンデンサＣｏ３を備えている。ハーフブリッジＹはスイッチング素子Ｓ９およびＳ１０によって構成され、ハーフブリッジＺはスイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２によって構成されている。ハーフブリッジＹおよびＺは、それぞれ、ハーフブリッジＷおよびＸに対応する。スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は、それぞれ、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に対応し、出力コンデンサＣｏ３は出力コンデンサＣｏに対応する。第３スイッチング回路６０を構成する各スイッチング素子の両端には、第２スイッチング回路１６を構成する各スイッチング素子と同様、ダイオードが接続されている。

スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０の接続点と、スイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２の接続点との間には第２セカンダリ巻線Ｔ２２が接続されている。第２セカンダリ巻線Ｔ２２は、第１セカンダリ巻線Ｔ２１と同様、プライマリ巻線Ｔ１に磁気的に結合している。プライマリ巻線Ｔ１、第１セカンダリ巻線Ｔ２１および第２セカンダリ巻線Ｔ２２は、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６を磁気的に結合し、第１スイッチング回路１２および第３スイッチング回路６０を磁気的に結合するトランスＴＡを構成する。

第２スイッチング回路１６におけるスイッチング素子Ｓ６、スイッチング素子Ｓ８および出力コンデンサＣｏの接続点は、第３スイッチング回路６０におけるスイッチング素子Ｓ９、スイッチング素子Ｓ１１および出力コンデンサＣｏ３の接続点に接続されている。第２スイッチング回路１６におけるスイッチング素子５、スイッチング素子Ｓ７および出力コンデンサＣｏの接続点と、第３スイッチング回路６０におけるスイッチング素子Ｓ１０、スイッチング素子Ｓ１２および出力コンデンサＣｏ３の接続点との間には、出力コンデンサＣｏｕｔが接続されている。また、第２スイッチング回路１６におけるスイッチング素子Ｓ５、スイッチングＳ７および出力コンデンサＣｏの接続点には正極負荷端子６２Ｐが接続されている。そして、第３スイッチング回路６０におけるスイッチング素子Ｓ１０、スイッチング素子Ｓ１２および出力コンデンサＣｏ３の接続点には負極負荷端子６２Ｎが接続されている。正極負荷端子６２Ｐと負極負荷端子６２Ｎとの間には、負荷回路２０が接続されている。

第２セカンダリ巻線Ｔ２２、ハーフブリッジＹ、ハーフブリッジＺおよび出力コンデンサＣｏ３は、電圧コンバータ回路６４を構成している。

制御部５８は、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ１２をそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２に出力し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２をオンオフ制御する。制御部５８がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８を制御するタイミングは、図１に示された電力変換装置において、制御部２２がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８を制御するタイミングと同一である。また、制御部５８がスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を制御するタイミングは、制御部５８がスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を制御するタイミングと同一である。すなわち、第２スイッチング回路１６および第３スイッチング回路６０のスイッチングタイミングは同期しており、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２の動作タイミングは、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８の動作タイミングと同一である。

このように、本実施形態に係る電力変換装置は、力率の調整によって、交流電圧源１８からの入力交流電力を調整する第１スイッチング回路１２と、第１スイッチング回路１２に磁気的に結合する第２スイッチング回路１６と、第１スイッチング回路１２に磁気的に結合し、第２スイッチング回路１６のスイッチングに同期したスイッチングをする第３スイッチング回路６０とを備えている。また、本実施形態に係る電力変換装置は、第１スイッチング回路１２に両端が接続されたプライマリ巻線Ｔ１と、第２スイッチング回路１６に両端が接続された第１セカンダリ巻線Ｔ２１と、第３スイッチング回路６０に両端が接続された第２セカンダリ巻線Ｔ２２と、を備えている。第１セカンダリ巻線Ｔ２１および第２セカンダリ巻線Ｔ２２は、プライマリ巻線Ｔ１に磁気的に結合する
。

第２スイッチング回路１６の出力コンデンサＣｏの両端（一対の出力点）のうちの一方、第３スイッチング回路６０の出力コンデンサＣｏ３の両端（一対の出力点）うちの一方が共通に接続されており、第２スイッチング回路１６の一対の出力点のうちの他方、および第３スイッチング回路６０の一対の出力点のうちの他方から直流電力が出力される。

正極負荷端子６２Ｐおよび負極負荷端子６２Ｎから負荷回路２０に印加される電圧を、図１の負荷回路２０に印加される電圧と同一とした場合、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２のそれぞれに印加される電圧は、図１のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のそれぞれに印加される電圧の半分となる。したがって、図１のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に比べて、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２の耐電圧は半分でよい。すなわち、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２には、図１のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８に比べて耐電圧が小さいものが用いられてもよい。耐電圧が小さいスイッチング素子には、オンのときの抵抗値が小さいものが多く、電力損失の低減に有利であることが多い。

また、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ１２に、図１のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８と同一の耐電圧を有するものを用いた場合には、本実施形態における負荷回路２０に印加される電圧を２倍まで大きくしてもよい。

図７には、本実施形態の電力変換装置についてのシミュレーション結果が示されている。このシミュレーションでは負荷回路２０がバッテリとされ、トランスＴの巻線比Ｎが１とされている。なお、巻線比は、第１セカンダリ巻線Ｔ２１の巻き数に対するプライマリ巻線Ｔ１の巻き数の比Ｎ１、または第２セカンダリ巻線Ｔ２２の巻き数に対するプライマリ巻線Ｔ１の巻き数の比Ｎ２として定義され、本実施形態ではＮ１＝Ｎ２＝１である。

図７（ａ）〜（ｃ）の横軸は時間を示している。図７（ａ）には、バッテリ出力電圧Ｖｂａｔ、バッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧Ｖｂ、および出力コンデンサＣｏの端子間電圧Ｖｃが示されている。図７（ｂ）には、電源入力端子２４−２からプライマリ巻線Ｔ１の中途接続点との間の経路を流れる入力電流ｉＬ、および入力交流電圧Ｖａｃが示されている。図７（ｃ）には、スイッチング素子Ｓ５の端子間電圧ＶＳ５、およびスイッチング素子Ｓ６の端子間電圧ＶＳ６が示されている。

図７（ｂ）に示されているように、入力電流ｉＬの時間波形は、入力交流電圧Ｖａｃの時間波形に合わせられている。また、図７（ａ）および（ｃ）に示されているように、スイッチング素子Ｓ５の端子間電圧ＶＳ５およびスイッチング素子Ｓ６の端子間電圧ＶＳ６の各波高値は、バッテリ出力電圧Ｖｂａｔの半分となっている。

図８には、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置が示されている。この電力変換装置は、図１に示されている力率改善回路１０と同一構成の第２力率改善回路７０を追加したものである。図１および図６に示されている構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付してその説明を簡略化する。なお、上記のプライマリ巻線Ｔ１については、本実施形態において第１プライマリ巻線Ｔ１１という。また、上記の力率改善回路１０については、本実施形態において第１力率改善回路６８という。

第２力率改善回路７０は、フィルタコンデンサＣｉｎ２、第２プライマリ巻線Ｔ１２、および第４スイッチング回路６６を備えている。

第４スイッチング回路６６は、ハーフブリッジα、ハーフブリッジβ、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、およびバッファコンデンサＣｂｕｆ２を備えている。ハーフブリッジαはスイッチング素子Ｓ１３およびＳ１４によって構成され、ハーフブリッジβはスイッチング素子Ｓ１５およびＳ１６によって構成されている。ハーフブリッジαおよびβは、それぞれ、ハーフブリッジＵおよびＶに対応し、スイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６は、それぞれ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対応する。ダイオードＤ３およびＤ４は、それぞれ、ダイオードＤ１およびＤ２に対応し、バッファコンデンサＣｂｕｆ２は、バッファコンデンサＣｂｕｆに対応する。フィルタコンデンサＣｉｎ２はフィルタコンデンサＣｉｎに対応し、電源入力端子２４−３および２４−４は、それぞれ、電源入力端子２４−１および２４−２に対応する。第４スイッチング回路６６を構成する各スイッチング素子の両端には、第１スイッチング回路１２を構成する各スイッチング素子と同様、ダイオードが接続されている。

スイッチング素子Ｓ１３およびＳ１４の接続点と、スイッチング素子Ｓ１５およびＳ１６の接続点との間には第２プライマリ巻線Ｔ１２が接続されている。第２プライマリ巻線Ｔ１２は、第１セカンダリ巻線Ｔ２１および第２セカンダリ巻線Ｔ２２に磁気的に結合している。第２プライマリ巻線Ｔ１２のセンタータップｍ（中途接続点）は電源入力端子２４−４に接続されている。第１プライマリ巻線Ｔ１１、第２プライマリ巻線Ｔ１２、第１セカンダリ巻線Ｔ２１および第２セカンダリ巻線Ｔ２２は、トランスＴＢを構成する。トランスＴＢは、第１スイッチング回路１２を第２スイッチング回路１６および第３スイッチング回路６０に磁気的に結合し、第４スイッチング回路６６を第２スイッチング回路１６および第３スイッチング回路６０に磁気的に結合する。

電源入力端子２４−３は、電源入力端子２４−１と共に交流電圧源１８の一端に接続され、電源入力端子２４−４は、電源入力端子２４−２と共に交流電圧源１８の他端に接続されている。

制御部５９は、制御信号Ｃｎ１〜Ｃｎ１６をそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１６に出力し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１６をオンオフ制御する。制御部５９がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２を制御するタイミングは、図６に示された電力変換装置において、制御部５８がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２を制御するタイミングと同一である。また、制御部５９がスイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６を制御するタイミングは、制御部５９がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御するタイミングと同一である。すなわち、第１スイッチング回路１２および第４スイッチング回路６６のスイッチングタイミングは同期しており、スイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６の動作タイミングは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作タイミングと同一である。

このように、本実施形態に係る電力変換装置は、力率の調整によって、交流電圧源１８からの入力交流電力を調整する第１スイッチング回路１２（入力スイッチング回路）と、第１スイッチング回路１２と共通の一対の電源入力端子２４−３および２４−４（一対の入力点）を有する第４スイッチング回路６６（並列スイッチング回路）と、第１スイッチング回路１２および第４スイッチング回路６６に磁気的に結合する第２スイッチング回路１６および第３スイッチング回路６０（いずれも出力スイッチング回路に対応）とを備えている。

また、本実施形態に係る電力変換装置は、第１スイッチング回路１２に両端が接続された第１プライマリ巻線Ｔ１１と、第４スイッチング回路６６に両端が接続された第２プライマリ巻線Ｔ１２とを備えている。さらに、本実施形態に係る電力変換装置は、第２スイッチング回路１６に両端が接続された第１セカンダリ巻線Ｔ２１、および、第３スイッチング回路６０に両端が接続された第２セカンダリ巻線Ｔ２２を備えている。第１プライマリ巻線Ｔ１１および第２プライマリ巻線Ｔ１２のそれぞれは、第１セカンダリ巻線Ｔ２１および第２セカンダリ巻線Ｔ２２に磁気的に結合する。

第４スイッチング回路６６は、第１スイッチング回路１２のスイッチングに同期したスイッチングをし、力率の調整によって、交流電圧源１８からの入力交流電力を調整する。第２スイッチング回路１６の出力コンデンサＣｏの両端（一対の出力点）および第３スイッチング回路６０の出力コンデンサＣｏ３の両端（一対の出力点）から直流電力が出力される。なお、出力スイッチング回路は、第２スイッチング回路１６および第３スイッチング回路６０のうち一方のみを含むものであってもよい。

本実施形態に係る電力変換装置では、交流電圧源１８から電力変換装置に流れる電流は、第１力率改善回路６８および第２力率改善回路７０に分流する。したがって、第１力率改善回路６８および第２力率改善回路７０の各スイッチング素子に流れる電流は、図６に示されている力率改善回路１０の各スイッチング素子に流れる電流の半分になる。したがって、本実施形態における負荷回路２０に供給される電力を、図６の負荷回路２０に供給される電力と同一とした場合、図６のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に比べて、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４およびスイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６の許容電流は半分でよい。すなわち、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４およびスイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６には、図６のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に比べて、許容電流が小さいものが用いられてもよい。

また、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４およびスイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６に、図６のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と同一の許容電流を有するもの用いた場合には、本実施形態に係る電力変換装置から負荷回路２０に出力される電力を２倍まで大きくしてもよい。

なお、上記では、セカンダリ側の回路を、電圧コンバータ回路１４および６４を備える回路構成について説明した。このような構成の他、セカンダリ側の回路を電圧コンバータ回路１４のみとしてもよい。この場合、図１に示された力率改善回路１０を、図８に示された第１力率改善回路６８および第２力率改善回路７０に置き換え、第１プライマリ巻線Ｔ１１および第２プライマリ巻線Ｔ１２をセカンダリ巻線Ｔ２に結合させればよい。

上記の第１および第２の実施形態に係る電力変換装置では、負荷回路２０をバッテリとした場合、次に説明する循環電流が抑制される。ここで、循環電流とは、トランスを構成する巻線の両端の電圧が０である期間に、その巻線に流れる電流をいう。循環電流は電力伝送に寄与しない電流であり、ジュール熱等の損失を増加させる。

図１に示される電力変換装置（基本技術に係る電力変換装置）について循環電流の性質について説明する。バッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧をＶｂ、出力コンデンサＣｏの充電電圧をＶｄとし、トランスＴの巻線比をＮとした場合、Ｖｂ＜Ｎ・Ｖｄが成立する場合に、セカンダリ巻線Ｔ２に流れる循環電流が大きくなる。その理由は、図４に示される期間τ１，τ３，τ５，・・・・におけるセカンダリ巻線電流ｉｄの増加または減少が急峻となり、セカンダリ巻線Ｔ２の両端の電圧が０となるゼロ電圧期間（例えば、期間τ４）に、セカンダリ巻線電流ｉｄが０とならず、ゼロ電圧期間のセカンダリ巻線電流ｉｄが循環電流となってしまうためである。

さらに、負荷回路２０がバッテリである場合において、その出力電圧が変動すると、ＶｂとＮ・Ｖｄとの相違が大きくなり、循環電流が増加する傾向が強くなる。

第１および第２の実施形態に係る電力変換装置（図６および図８）では、負荷回路２０としてのバッテリの出力電圧が変動した場合、第１セカンダリ巻線Ｔ２１および第２セカンダリ巻線Ｔ２２の両端の電圧の変動は、図１のセカンダリ巻線Ｔ２の両端の電圧の変動に比べて小さい。したがって、第１および第２の実施形態に係る電力変換装置では、基本技術に係る電力変換装置に比べて、各セカンダリ巻線側の循環電流が抑制され、各セカンダリ巻線側の循環電流に基づく損失が低減される。なお、循環電流を低減する効果は、負荷回路２０がバッテリである場合の他、コンデンサ等の蓄電回路を含む場合にも得られる。

１０力率改善回路、１２第１スイッチング回路、１４，６４電圧コンバータ回路、１６第２スイッチング回路、１８交流電圧源、２０負荷回路、２２，５８，５９制御部、２４−１，２４−２，２４−３，２４−４電源入力端子２６Ｐ，６２Ｐ正極負荷端子、２６Ｎ，６２Ｎ負極負荷端子、２８，３４，４２減算器、３０電圧ＰＩ制御部、３２乗算器、３６電流ＰＩ制御部、３８加算器、４０デューティ比決定部、４４位相ＰＩ制御部、４６キャリア生成部、４８位相調整部、５０ＵＶ相バッファアンプ、５２ＷＸ相バッファアンプ、５４ＵＶ相制御信号生成部、５６ＷＸ相制御信号生成部、６０第３スイッチング回路、６６第４スイッチング回路、６８第１力率改善回路、７０第２力率改善回路。

Claims

入力交流電力を調整する第１スイッチング回路と、
前記第１スイッチング回路に磁気的に結合する第２スイッチング回路と、
前記第１スイッチング回路に磁気的に結合し、前記第２スイッチング回路のスイッチングに同期したスイッチングをする第３スイッチング回路と、を備え、
前記第２スイッチング回路の一対の出力点のうちの一方、および前記第３スイッチング回路の一対の出力点のうちの一方が共通に接続されており、
前記第２スイッチング回路の一対の出力点のうちの他方、および前記第３スイッチング回路の一対の出力点のうちの他方から、直流電力が出力されることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１スイッチング回路に両端が接続されたプライマリ巻線と、
前記第２スイッチング回路に両端が接続された第１セカンダリ巻線と、
前記第３スイッチング回路に両端が接続された第２セカンダリ巻線と、を備え、
前記第１セカンダリ巻線および前記第２セカンダリ巻線は、前記プライマリ巻線に磁気的に結合し、
前記第２スイッチング回路および前記第３スイッチング回路のそれぞれは、
２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジを備え、
前記第１セカンダリ巻線は、
前記第２スイッチング回路における２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、当該２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
前記第２セカンダリ巻線は、
前記第３スイッチング回路における２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、当該２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
前記第２スイッチング回路および前記第３スイッチング回路のそれぞれにおける２つの前記ハーフブリッジの２つの並列接続点が、それぞれの一対の出力点であることを特徴とする電力変換装置。
入力交流電力を調整する入力スイッチング回路と、
前記入力スイッチング回路と共通の一対の入力点を有する並列スイッチング回路であって、前記入力スイッチング回路のスイッチングに同期したスイッチングをし、前記入力交流電力を調整する並列スイッチング回路と、
前記入力スイッチング回路および前記並列スイッチング回路に磁気的に結合する出力スイッチング回路と、を備え、
前記出力スイッチング回路の一対の出力点から直流電力が出力されることを特徴とする電力変換装置。
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記入力スイッチング回路に両端が接続された第１プライマリ巻線と、
前記並列スイッチング回路に両端が接続された第２プライマリ巻線と、
前記出力スイッチング回路に両端が接続されたセカンダリ巻線と、を備え、
前記第１プライマリ巻線および前記第２プライマリ巻線は、前記セカンダリ巻線に磁気的に結合し、
前記入力スイッチング回路および前記並列スイッチング回路のそれぞれは、
２つのハーフブリッジが並列接続されたフルブリッジであって、各前記ハーフブリッジは、それぞれの一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を備える、フルブリッジと、
それぞれの一端が共通に接続された第１整流素子および第２整流素子を備える整流回路であって、前記第１整流素子の他端が、２つの前記ハーフブリッジにおける２つの並列接続点のうちの一方に接続されており、前記第２整流素子の他端が、２つの前記ハーフブリッジにおける２つの並列接続点のうちの他方に接続されている整流回路と、を備え、
前記第１プライマリ巻線は、
前記入力スイッチング回路における２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、当該２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
前記第２プライマリ巻線は、
前記並列スイッチング回路における２つの前記ハーフブリッジのうちの一方における２つのスイッチング素子の接続点と、当該２つの前記ハーフブリッジのうちの他方における２つのスイッチング素子の接続点との間に接続されており、
前記入力スイッチング回路および前記並列スイッチング回路のそれぞれにおける前記第１整流素子および第２整流素子の接続点が共通に接続され、
前記第１プライマリ巻線の中途接続点と前記第２プライマリ巻線の中途接続点とが共通に接続され、
前記入力スイッチング回路および前記並列スイッチング回路のそれぞれにおける前記第１整流素子および第２整流素子の接続点と、前記第１プライマリ巻線の中途接続点および前記第２プライマリ巻線の中途接続点の接続点とが、前記共通の一対の入力点であることを特徴とする電力変換装置。