JP7035407B2

JP7035407B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP7035407B2
Application number: JP2017182308A
Authority: JP
Inventors: 健一 ▲高▼木; 将紀石垣; 義昭石原
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2017-09-22
Filing date: 2017-09-22
Publication date: 2022-03-15
Anticipated expiration: 2037-09-22
Also published as: JP2019058029A

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、起動時の動作に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両が広く用いられている。電動車両には、駆動用モータに電力を供給するためのバッテリが搭載されている。ハイブリッド自動車では、エンジンの駆動力や回生制動によって発電した電力によってバッテリが充電される。また、プラグイン機能のある電動車両では、商用電源から供給される電力によってバッテリが充電される。バッテリを充電するため、電動車両には電力変換装置が搭載されている。電力変換装置は、バッテリ充電のために入力された電圧を適切な電圧に変換してバッテリに印加する。

以下の特許文献１および２には、２つのスイッチング回路を各回路に接続された巻線によって磁気的に結合させ、２つのスイッチング回路の間で電力を伝送させる電力変換装置が示されている。特許文献３には、第１および第２の昇圧コンバータのパルス幅変調による力率改善を行いつつ、第１および第２の昇圧コンバータの周波数を調整することにより出力電圧を制御する電力変換装置が示されている。

特開２０１１－１９３７１３号公報特開２０１７－４６５３３号公報特開２０１０－１８３７２６号公報

一般に、プラグイン機能のある電動車両に搭載される電力変換装置は、ＡＣアウトレットから出力された交流電力を直流電力に変換し、バッテリに出力する。電力変換装置には、交流電力から変換された直流電力を蓄えるコンデンサや、二次電池に出力する電力を蓄えるコンデンサ等が用いられる。したがって、電力変換装置の動作が停止した状態から動作を開始する起動時には、コンデンサを充電するための電流が電力変換装置に流れることがある。この起動時電流が大きいと、電力変換装置に用いられている部品の寿命が短くなることがある。

本発明は、電力変換装置に起動時に流れる電流を抑制することを目的とする。

本発明は、電力変換装置であって、定常状態時に交流電力の力率を調整する第１スイッチング回路と、定常状態時に、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいて直流電圧を生成し、当該定常状態時に、その直流電圧を二次電池に印加する第２スイッチング回路と、を備え、前記交流電力が前記第１スイッチング回路に入力されておらず、前記二次電池の電圧が前記第２スイッチング回路に印加されておらず、さらに、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のいずれもが停止している停止状態から前記定常状態に至る起動時に、前記二次電池の出力電圧を前記第２スイッチング回路に印加する第１処理と、前記第１処理を実行した後に、前記交流電力を前記第１スイッチング回路に入力し、さらに、前記第１スイッチング回路の動作を開始する第２処理と、前記第２処理を実行した後に、前記第２スイッチング回路の動作を開始する第３処理と、を実行する制御部、を備え、前記第１スイッチング回路は、前記定常状態時に前記交流電力に基づいて充電されると共に、前記定常状態時に前記第２スイッチング回路に電力を出力するバッファコンデンサを備え、前記電力変換装置は、さらに、前記第１スイッチング回路に接続された１次巻線と、前記第２スイッチング回路に接続された２次巻線とを有し、前記第１スイッチング回路と前記第２スイッチング回路とを結合するトランスを備え、前記１次巻線の巻き数は、前記２次巻線の巻き数のＮ倍であり、前記制御部は、前記第２処理を実行することで前記バッファコンデンサの充電電圧が前記二次電池の電圧のＮ倍に達したとき、または前記二次電池の電圧のＮ倍に達した後に、前記第３処理を実行することを特徴とする。また、本発明は、定常状態時に交流電力の力率を調整する第１スイッチング回路と、定常状態時に、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいて直流電圧を生成し、当該定常状態時に、その直流電圧を二次電池に印加する第２スイッチング回路と、を備え、前記交流電力が前記第１スイッチング回路に入力されておらず、前記二次電池の電圧が前記第２スイッチング回路に印加されておらず、さらに、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のいずれもが停止している停止状態から前記定常状態に至る起動時に、前記二次電池の出力電圧を前記第２スイッチング回路に印加する第１処理と、前記第１処理を実行した後に、前記交流電力を前記第１スイッチング回路に入力し、さらに、前記第１スイッチング回路の動作を開始する第２処理と、前記第２処理を実行した後に、前記第２スイッチング回路の動作を開始する第３処理と、を実行する制御部、を備え、前記第１スイッチング回路は、並列接続された２つのハーフブリッジであって、一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を、各ハーフブリッジが備える２つのハーフブリッジと、２つの前記ハーフブリッジの両端に接続されたバッファコンデンサと、２つの前記ハーフブリッジの一端にカソードが接続された第１ダイオードと、２つの前記ハーフブリッジの他端にアノードが接続され、前記第１ダイオードのアノードにカソードが接続された第２ダイオードと、前記第２スイッチング回路に接続された２次巻線と共にトランスを構成する１次巻線であって、一方の前記ハーフブリッジにおける２つのスイッチング素子の接続点と、他方の前記ハーフブリッジにおける２つのスイッチング素子の接続点との間に接続された１次巻線と、を備え、前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードの接続点と、前記１次巻線の中途接続点との間に前記交流電力が入力されることを特徴とする。

望ましくは、前記交流電力を出力する交流電源と、前記第１スイッチング回路との間に設けられ、前記第２処理が実行されるときにオンになる第１リレー回路と、前記第２スイッチング回路と前記二次電池との間に設けられ、前記第１処理が実行されるときにオンになる第２リレー回路と、を備え、前記第１リレー回路および第２リレー回路のそれぞれは、抵抗素子を含む抵抗スイッチ経路と、前記抵抗スイッチ経路に並列に接続されており、抵抗素子を含まない抵抗なしスイッチ経路とを含む。

本発明は、電力変換装置であって、定常状態時に交流電力の力率を調整する第１スイッチング回路と、定常状態時に、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいて直流電圧を生成し、当該定常状態時に、その直流電圧を二次電池に印加する第２スイッチング回路と、を備え、前記交流電力が前記第１スイッチング回路に入力されておらず、前記二次電池の電圧が前記第２スイッチング回路に印加されておらず、さらに、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のいずれもが停止している停止状態から定常状態に至る起動時に、前記二次電池の出力電圧を前記第２スイッチング回路に印加する第１処理と、前記第１処理を実行した後に、前記第２スイッチング回路を動作させて、前記二次電池から前記第２スイッチング回路を介して前記第１スイッチング回路に電力を伝送する第２処理と、前記第２処理を実行した後に、前記交流電力を前記第１スイッチング回路に入力し前記第１スイッチング回路の動作を開始する第３処理と、前記第３処理を実行すると共に、前記第２スイッチング回路を定常状態で動作させる第４処理と、を実行する制御部と、を備え、前記第１スイッチング回路は、前記定常状態時に前記交流電力に基づいて充電されると共に、前記定常状態時に前記第２スイッチング回路に電力を出力するバッファコンデンサを備え、前記電力変換装置は、さらに、前記第１スイッチング回路に接続された１次巻線と、前記第２スイッチング回路に接続された２次巻線とを有し、前記第１スイッチング回路と前記第２スイッチング回路とを結合するトランスを備え、前記１次巻線の巻き数は、前記２次巻線の巻き数のＮ倍であり、前記制御部は、前記第２処理を実行することで前記バッファコンデンサの充電電圧が前記二次電池の電圧のＮ倍に達したとき、または前記二次電池の電圧のＮ倍に達した後に、前記第３処理を実行することを特徴とする。また、本発明は、定常状態時に交流電力の力率を調整する第１スイッチング回路と、定常状態時に、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいて直流電圧を生成し、当該定常状態時に、その直流電圧を二次電池に印加する第２スイッチング回路と、を備え、前記交流電力が前記第１スイッチング回路に入力されておらず、前記二次電池の電圧が前記第２スイッチング回路に印加されておらず、さらに、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のいずれもが停止している停止状態から前記定常状態に至る起動時に、前記二次電池の出力電圧を前記第２スイッチング回路に印加する第１処理と、前記第１処理を実行した後に、前記第２スイッチング回路を動作させて、前記二次電池から前記第２スイッチング回路を介して前記第１スイッチング回路に電力を伝送する第２処理と、前記第２処理を実行した後に、前記交流電力を前記第１スイッチング回路に入力し前記第１スイッチング回路の動作を開始する第３処理と、前記第３処理を実行すると共に、前記第２スイッチング回路を定常状態で動作させる第４処理と、を実行する制御部と、を備え、前記第１スイッチング回路は、並列接続された２つのハーフブリッジであって、一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を、各ハーフブリッジが備える２つのハーフブリッジと、２つの前記ハーフブリッジの両端に接続されたバッファコンデンサと、２つの前記ハーフブリッジの一端にカソードが接続された第１ダイオードと、２つの前記ハーフブリッジの他端にアノードが接続され、前記第１ダイオードのアノードにカソードが接続された第２ダイオードと、前記第２スイッチング回路に接続された２次巻線と共にトランスを構成する１次巻線であって、一方の前記ハーフブリッジにおける２つのスイッチング素子の接続点と、他方の前記ハーフブリッジにおける２つのスイッチング素子の接続点との間に接続された１次巻線と、を備え、前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードの接続点と、前記１次巻線の中途接続点との間に前記交流電力が入力されることを特徴とする。

望ましくは、前記第２スイッチング回路は、前記定常状態時には、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいてスイッチング動作によって直流電圧を生成し、その直流電圧を前記二次電池に印加し、前記起動時には、前記二次電池から前記第１スイッチング回路にスイッチング動作によって電力を伝送し、前記起動時におけるスイッチングのオンオフの各時間長は、前記定常状態におけるスイッチングのオンオフの各時間長と異なる。

望ましくは、前記交流電力を出力する交流電力源と、前記第１スイッチング回路との間に設けられ、前記第３処理が実行されるときにオンになるスイッチと、前記第２スイッチング回路と前記二次電池との間に設けられ、前記第１処理が実行されるときにオンになるリレー回路と、を備え、前記リレー回路は、抵抗素子を含む抵抗スイッチ経路と、前記抵抗スイッチ経路に並列に接続されており、抵抗素子を含まない抵抗なしスイッチ経路とを含む。

望ましくは、前記第２スイッチング回路は、前記二次電池に印加される電圧を前記定常状態時に充電する出力コンデンサを備える。

本発明によれば、電力変換装置に起動時に流れる電流を抑制することができる。

基本技術に係る電力変換装置の構成を示す図である。入力交流電圧が正の値となる半周期における力率改善回路の動作タイミングを示す図である。入力交流電圧が負の値となる半周期における力率改善回路の動作タイミングを示す図である。１次巻線電圧、２次巻線電圧、および２次巻線電流の時間波形を示す図である。本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。１次巻線電圧および２次巻線電流の時間波形を模式的に示す図である。バッファ電圧および２次巻線電流の時間波形を示す図である。１次巻線電圧および２次巻線電流の時間波形を模式的に示す図である。バッファ電圧および２次巻線電流の時間波形を示す図である。本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。バッファ電圧、制御信号Ｃｎ１、制御信号Ｃｎ５および２次巻線電流の時間波形を模式的に示す図である。

図１には、本発明の基本技術に係る車両搭載用の電力変換装置の構成が示されている。電力変換装置は、力率改善回路１０、電圧コンバータ回路１４および制御部２２を備えている。力率改善回路１０には交流電圧源１８が接続されている。交流電圧源１８は、例えば、商用電源であり、電力変換装置の搭載先の車両がプラグイン機能を有する場合には、ＡＣアウトレットが交流電圧源１８となる。電圧コンバータ回路１４には負荷回路２０が接続されている。負荷回路２０は、例えば、バッテリ、あるいは車両搭載用バッテリを充電するための充電回路である。制御部２２は、力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４が備える各スイッチング素子をオンオフ制御する。

力率改善回路１０は、交流電圧源１８から流入する電流の時間波形をスイッチングによって調整し、交流電圧源１８から電力変換装置側を見た力率を改善する。力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４はトランスＴによって結合されており、交流電圧源１８から出力された電力は、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送される。電圧コンバータ回路１４は、トランスＴの２次巻線Ｔ２から得られる交流電圧を直流電圧に変換し、適切な大きさの直流電圧を負荷回路２０に出力する。力率改善回路１０および電圧コンバータ回路１４によれば、交流電圧源１８から負荷回路２０に効率的に電力が供給される。

力率改善回路１０の構成について説明する。力率改善回路１０は、フィルタコンデンサＣｉｎ、１次巻線Ｔ１、および第１スイッチング回路１２を備えている。

第１スイッチング回路１２は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２によって構成されるハーフブリッジＵ、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４によって構成されるハーフブリッジＶ、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、およびバッファコンデンサＣｂｕｆを備えている。ハーフブリッジＵは、スイッチング素子Ｓ１の一端と、スイッチング素子Ｓ２の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ１の両端には、スイッチング素子Ｓ２との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ２の両端には、スイッチング素子Ｓ１との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ１としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ２としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。

同様に、ハーフブリッジＶは、スイッチング素子Ｓ３の一端と、スイッチング素子Ｓ４の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ３の両端には、スイッチング素子Ｓ４との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ４の両端には、スイッチング素子Ｓ３との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ３およびＳ４としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ３としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ４としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。

スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点と、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点との間には、１次巻線Ｔ１が接続されている。１次巻線Ｔ１のセンタータップｍ（中途接続点）は電源入力端子２４－２に接続されている。

ハーフブリッジＵおよびＶは並列接続され、フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング素子Ｓ２側とは反対側の端子（図の上側の端子）と、スイッチング素子Ｓ３のスイッチング素子Ｓ４側とは反対側の端子（図の上側の端子）とが接続されている。また、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング素子Ｓ１側とは反対側の端子（図の下側の端子）と、スイッチング素子Ｓ４のスイッチング素子Ｓ３側とは反対側の端子（図の下側の端子）とが接続されている。

ダイオードＤ１のアノードはダイオードＤ２のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、ハーフブリッジＵおよびＶの上側の端子に接続され、ダイオードＤ２のアノードは、ハーフブリッジＵおよびＶの下側の端子に接続されている。ダイオードＤ１およびＤ２の接続点は、電源入力端子２４－１に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１、スイッチング素子Ｓ３、およびダイオードＤ１の接続点と、スイッチング素子Ｓ２、スイッチング素子Ｓ４、およびダイオードＤ２の接続点との間には、バッファコンデンサＣｂｕｆが接続されている。

１次巻線Ｔ１は、電圧コンバータ回路１４が備える２次巻線Ｔ２に磁気的に結合し、１次巻線Ｔ１および２次巻線Ｔ２はトランスＴを構成している。なお、１次巻線Ｔ１の一端とスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点との間に第１のリアクトルが接続され、１次巻線Ｔ１の他端とスイッチング素子Ｓ３およびＳ４の接続点との間に第２のリアクトルが接続されてもよい。この場合、第１のリアクトルと第２のリアクトルは磁気的に結合してもよい。また、電源入力端子２４－２とセンタータップｍとの間にもリアクトルが接続されてもよい。

電源入力端子２４－１と電源入力端子２４－２との間には、フィルタコンデンサＣｉｎが接続されている。また、電源入力端子２４－１と電源入力端子２４－２との間には交流電圧源１８が接続されている。交流電圧源１８が商用電源である場合には、電源入力端子２４－１および２４－２には、ケーブルを介して電源用プラグが接続され、その電源用プラグがＡＣアウトレットに差し込まれる。

力率改善回路１０の動作について説明する。交流電圧源１８は電源入力端子２４－１および２４－２に、正弦波電圧である入力交流電圧Ｖａｃを出力する。フィルタコンデンサＣｉｎは、力率改善回路１０で発生し、交流電圧源１８側に流出する高周波電流を抑制する。

制御部２２は、制御信号Ｃｎ１～Ｃｎ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に出力し、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは１～４のうちいずれかの整数である。制御信号Ｃｎ２は制御信号Ｃｎ１に対してハイおよびローを反転したものであり、制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ３に対してハイおよびローを反転したものである。また、制御信号Ｃｎ３およびＣｎ４は、それぞれ、制御信号Ｃｎ１およびＣｎ２に対して位相が１８０°遅れている。

これによって、スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ２は、交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ２はオンからオフになり、スイッチング素子Ｓ１がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ２は、オフからオンになる。同様に、スイッチング素子Ｓ３およびスイッチング素子Ｓ４は交互にオンオフする。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２のオンオフの位相に対し、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４のオンオフの位相は１８０°遅れる。

制御部２２は、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧とその目標値との差異、交流電圧源１８と電源入力端子２４－２との間の経路を流れる入力電流ｉＬ、および交流電圧源１８が出力する入力交流電圧Ｖａｃに応じて、制御信号Ｃｎ１～Ｃｎ４のデューティ比（時比率）を変化させる。これによって、電源入力端子２４－１および２４－２に流れる電流の時間波形を入力交流電圧Ｖａｃの時間波形に近似させ、または一致させると共に、電源入力端子２４－１および２４－２に流れる電流の位相を入力交流電圧Ｖａｃの位相に近似させ、または一致させる。

図２（ａ）～（ｅ）には、入力交流電圧Ｖａｃが正の値となる半周期における力率改善回路１０の動作タイミングが示されている。図２（ａ）には制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の時間波形が示されており、図２（ｂ）には制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４の時間波形が示されている。符号の上に付された「－」の記号は、その符号で表される制御信号の反転値を意味する。図２（ｃ）には、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の接続点の電位Ｖｕ（Ｕ相電位Ｖｕ）の時間波形が示されており、図２（ｄ）には、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４との接続点の電位Ｖｖ（Ｖ相電位Ｖｖ）の時間波形が示されている。さらに、図２（ｅ）には、１次巻線Ｔ１に印加される電圧Ｖｕｖ（１次巻線電圧Ｖｕｖ）の時間波形が示されている。制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ３の反転値は、それぞれ、制御信号Ｃｎ２およびＣｎ４と同一である。また、Ｕ相電位ＶｕおよびＶ相電位Ｖｖの基準は接地導体Ｇ１の電位である。

図２（ａ）に示されているように、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の周期はＰであり、１周期Ｐの間に制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２は、ハイ時間δだけハイになる。図２（ｂ）に示されているように、制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２に対して半周期、すなわち、１８０°遅れている。デューティ比αは、α＝δ／Ｐであり、ハイ時間δが入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて変化し、デューティ比αはハイ時間δの変化に伴って変化する。

ここでは、バッファコンデンサＣｂｕｆが一定の電圧Ｖｂに充電されているものとして力率改善回路１０の動作について説明する。

制御信号Ｃｎ１がハイであり、制御信号Ｃｎ２がローである間、スイッチング素子Ｓ１はオンになり、スイッチング素子Ｓ２はオフになる。これによってＵ相電位Ｖｕは、バッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧Ｖｂとなる。一方、制御信号Ｃｎ１がローであり、制御信号Ｃｎ２がハイである間、スイッチング素子Ｓ１はオフになり、スイッチング素子Ｓ２はオンになる。これによってＵ相電位は０となる。したがって、図２（ｃ）に示されているように、Ｕ相電位Ｖｕは、周期Ｐで時間（Ｐ－δ）の間Ｖｂとなり、その他の時間帯で０となる。

制御信号Ｃｎ３がハイであり、制御信号Ｃｎ４がローである間、スイッチング素子Ｓ３はオンになり、スイッチング素子Ｓ４はオフになる。これによって、Ｖ相電位ＶｖはバッファコンデンサＣｂｕｆの充電電圧Ｖｂとなる。一方、制御信号Ｃｎ３がローであり、制御信号Ｃｎ４がハイである間、スイッチング素子Ｓ３はオフになり、スイッチング素子Ｓ４はオンになる。これによってＶ相電位は０となる。したがって、図２（ｄ）に示されているように、Ｖ相電位Ｖｖは、Ｕ相電位Ｖｕと同一の時間波形を有し、Ｕ相電位Ｖｕから１８０°位相が遅れた電位となる。

１次巻線電圧Ｖｕｖは、Ｕ相電位ＶｕからＶ相電位Ｖｖを減じた電圧である。これによって、図２（ｅ）に示されているように、１次巻線電圧Ｖｕｖは、波高値Ｖｂで正負対称の時間波形となる。

図３（ａ）～（ｅ）には、入力交流電圧が負の値となる半周期における力率改善回路１０の動作タイミングが示されている。図３（ａ）には制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の時間波形が示されており、図３（ｂ）には制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４の時間波形が示されている。図３（ｃ）にはＵ相電位Ｖｕの時間波形が示されており、図３（ｄ）にはＶ相電位Ｖｖの時間波形が示されている。さらに、図３（ｅ）には１次巻線電圧Ｖｕｖの時間波形が示されている。図２に示されている事項と同一の事項については同一の符号付してその説明を省略する。

図３（ａ）に示されているように、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２の周期はＰであり、１周期Ｐの間に制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２は、ハイ時間γだけハイになる。図３（ｂ）に示されているように、制御信号Ｃｎ３の反転値および制御信号Ｃｎ４は、制御信号Ｃｎ１の反転値および制御信号Ｃｎ２に対して半周期、すなわち、１８０°遅れている。デューティ比αは、α＝γ／Ｐであり、ハイ時間γが入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて変化し、デューティ比αはハイ時間γの変化に伴って変化する。

入力交流電圧Ｖｉｎが正の値となる半周期と同様の動作によって、入力交流電圧Ｖｉｎが負の値となる半周期においては、図３（ｃ）に示されているように、Ｕ相電位Ｖｕは、周期Ｐで時間（Ｐ－γ）の間Ｖｂとなり、その他の時間帯で０となる。また、図３（ｄ）に示されているように、Ｖ相電位Ｖｖは、Ｕ相電位Ｖｕと同一の時間波形を有し、Ｕ相電位Ｖｕから１８０°位相が遅れた電位となる。１次巻線電圧Ｖｕｖは、Ｕ相電位ＶｕからＶ相電位Ｖｖを減じた電圧である。これによって、図３（ｅ）に示されているように、１次巻線電圧Ｖｕｖは、波高値Ｖｂで正負対称の時間波形となる。これによって、２次巻線Ｔ２には、１次巻線電圧Ｖｕｖに基づく２次巻線電圧Ｖｗｘが発生する。

また、制御信号Ｃｎ１～Ｃｎ４に従ってスイッチングＳ１～Ｓ４がオンオフ制御されることで、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４、ダイオードＤ１およびＤ２が整流回路として動作し、１次巻線Ｔ１の端子間電圧Ｖｕｖが整流されてバッファコンデンサＣｂｕｆに印加される。これによって、入力交流電圧Ｖａｃに基づいて、バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される。

制御信号Ｃｎ１～Ｃｎ４の周期は、入力交流電圧Ｖｉｎの周期よりも十分短い。リアクトルＬおよび１次巻線Ｔ１に流れる電流の時間波形は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のスイッチングによって整形され、力率改善動作が実行される。

次に、電圧コンバータ回路１４の構成について図１を参照して説明する。電圧コンバータ回路１４は、２次巻線Ｔ２および第２スイッチング回路１６を備えている。

第２スイッチング回路１６は、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６によって構成されるハーフブリッジＷ、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８によって構成されるハーフブリッジＸ、および出力コンデンサＣｏｕｔを備えている。ハーフブリッジＷは、スイッチング素子Ｓ５の一端と、スイッチング素子Ｓ６一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ５の両端には、スイッチング素子Ｓ６との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ６の両端には、スイッチング素子Ｓ５との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ５としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ６としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。

同様に、ハーフブリッジＸは、スイッチング素子Ｓ７の一端と、スイッチング素子Ｓ８の一端とを接続したものである。スイッチング素子Ｓ７の両端には、スイッチング素子Ｓ８との接続点の側をアノードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ８の両端には、スイッチング素子Ｓ７との接続点の側をカソードとしてダイオードが接続されている。スイッチング素子Ｓ７およびＳ８としては、例えば、ＩＧＢＴが用いられる。この場合、スイッチング素子Ｓ７としてのＩＧＢＴのエミッタと、スイッチング素子Ｓ８としてのＩＧＢＴのコレクタとが接続される。

スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間には２次巻線Ｔ２が接続されている。

ハーフブリッジＷおよびＸは並列接続され、出力フルブリッジを構成している。すなわち、スイッチング素子Ｓ５の上側の端子とスイッチング素子Ｓ６の上側の端子とが接続され、スイッチング素子Ｓ７の下側の端子とスイッチング素子Ｓ８の下側の端子とが接続されている。ハーフブリッジＷおよびＸの上側の端子と、ハーフブリッジＷおよびＸの下側の端子との間には、出力コンデンサＣｏｕｔが接続されている。また、ハーフブリッジＷおよびＸの上側の端子には正極負荷端子２６Ｐが接続され、ハーフブリッジＷおよびＸの下側の端子には負極負荷端子２６Ｎが接続されている。さらに、正極負荷端子２６Ｐと負極負荷端子２６Ｎとの間には負荷回路２０が接続されている。

電圧コンバータ回路１４の動作について説明する。力率改善回路１０の１次巻線Ｔ１に印加された電圧に応じて２次巻線Ｔ２に電圧が発生し、２次巻線Ｔ２に発生した電圧がスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点との間に印加される。

制御部２２は、制御信号Ｃｎ５～Ｃｎ８をそれぞれスイッチング素子Ｓ５～Ｓ８に出力し、スイッチング素子Ｓ５～Ｓ８をオンオフ制御する。制御信号Ｃｎｉがハイであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオンとなり、制御信号Ｃｎｉがローであるときは、スイッチング素子Ｓｉはオフとなる。ただし、ｉは５～８のうちいずれかの整数である。制御信号Ｃｎ６は制御信号Ｃｎ５に対してハイおよびローを反転させたものであり、制御信号Ｃｎ８は、制御信号Ｃｎ７に対してハイおよびローを反転させたものである。また、制御信号Ｃｎ７およびＣｎ８は、それぞれ、制御信号Ｃｎ５およびＣｎ６に対して位相が１８０°遅れている。

これによってスイッチング素子Ｓ５およびＳ６は交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ５がオフからオンになったときは、スイッチング素子Ｓ６はオンからオフになり、スイッチング素子Ｓ５がオンからオフになったときは、スイッチング素子Ｓ６はオフからオンになる。同様に、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８は交互にオンオフする。スイッチング素子Ｓ５およびＳ６のオンオフの位相に対し、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８のオンオフの位相は１８０°遅れる。制御部２２は、電圧コンバータ回路１４におけるデューティ比を、力率改善回路１０におけるデューティ比に一致させる。

制御部２２は、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧と、その目標値との差異に応じて、第２スイッチング回路１６をスイッチングする位相を、第１スイッチング回路１２に対して遅らせる。

ここでは、出力コンデンサＣｏｕｔが一定の電圧Ｖｄに充電されているものとして電圧コンバータ回路１４の動作について説明する。

図４（ａ）には、１次巻線電圧Ｖｕｖおよび２次巻線電圧Ｖｗｘの時間波形が示されている。ここで、２次巻線電圧Ｖｗｘは、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の接続点の電位を基準としたスイッチング素子Ｓ５およびＳ６の接続点の電圧である。１次巻線電圧Ｖｕｖは波高値がＶｂの矩形波であり、２次巻線電圧Ｖｗｘは波高値がＶｄの矩形波である。２次巻線電圧Ｖｗｘは１次巻線電圧Ｖｕｖに対して位相がφだけ遅れている。図４（ｂ）には、２次巻線Ｔ２に流れる電流ｉｄの時間波形が示されている。２次巻線電流ｉｄは、ハーフブリッジＸからハーフブリッジＷに向かう方向を正とする。

１次巻線電圧Ｖｕｖが０からＶｂに立ち上がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ１の間、２次巻線電流ｉｄは０から正方向に急激に増加する。その後、２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄに立ち上がり、１次巻線電圧ＶｕｖがＶｂであり２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄである期間τ２の間、２次巻線電流ｉｄの変化は緩やかになる。さらに、１次巻線電圧ＶｕｖがＶｂから０に立ち下がり、２次巻線電圧ＶｗｘがＶｄである期間τ３の間、２次巻線電流ｉｄは０に向かってに急激に減少する。

１次巻線電圧Ｖｕｖおよび２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ４では、２次巻線電流ｉｄは０である。

１次巻線電圧Ｖｕｖが０から－Ｖｂに立ち上がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが０である期間τ５の間、２次巻線電流ｉｄは０から負方向に急激に増加する。その後、２次巻線電圧Ｖｗｘが－Ｖｄに立ち上がり、１次巻線電圧Ｖｕｖが－Ｖｂであり２次巻線電圧Ｖｗｘが－Ｖｄである期間τ６の間、２次巻線電流ｉｄの変化は緩やかになる。さらに、１次巻線電圧Ｖｕｖが－Ｖｂから０に立ち下がり、２次巻線電圧Ｖｗｘが－Ｖｄである期間τ７の間、２次巻線電流ｉｄは０に向かってに急激に減少する。

１次巻線電圧Ｖｕｖが立ち上がってから２次巻線電圧Ｖｗｘが立ち上がる前までの期間τ１およびτ５では、１次巻線Ｔ１から２次巻線Ｔ２にエネルギーが供給されると共に、２次巻線Ｔ２はエネルギーを蓄える。そして、期間τ２、τ３、τ６およびτ７の間、電圧コンバータ回路１４は、２次巻線電圧Ｖｗｘおよび２次巻線電流ｉｄの積で定まる電力を負荷回路２０に出力する。

１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの位相差φが大きい程、２次巻線Ｔ２にエネルギーが蓄積される期間τ１およびτ５が長くなり、期間τ２、τ３、τ６およびτ７における２次巻線電流ｉｄの絶対値が大きくなる。ただし、位相差φは１８０°未満の値である。したがって、１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの位相差φが大きい程、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に伝送され、電圧コンバータ回路１４から負荷回路２０に出力される電力が大きくなる。

なお、制御部２２が、上述のようにスイッチング素子Ｓ５～Ｓ８をスイッチング制御することで、２次巻線電流ｉｄが出力コンデンサＣｏｕｔの上端から下端に流れ、出力コンデンサＣｏｕｔは、所定の電圧Ｖｄで充電される。

電圧コンバータ回路１４は、１次巻線Ｔ１および２次巻線Ｔ２によって構成されるトランスＴによって、力率改善回路１０に磁気的に結合している。したがって、力率改善回路１０は、電圧コンバータ回路１４から電気的に絶縁され、電圧コンバータ回路１４で発生した高電圧による電流が、力率改善回路１０側に流れることが回避される。また、上述のように、１次巻線Ｔ１に印加される１次巻線電圧Ｖｕｖは、正負対称の時間波形を有しているため、力率改善回路１０から電圧コンバータ回路１４に電力が伝送される際にトランスＴにおいて生じる損失が低減される。

図５には、本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成が示されている。この電力変換装置は、負荷回路としてバッテリ２８を接続したものである。バッテリ２８には、繰り返し充電が可能な二次電池が用いられる。交流電圧源１８と電源入力端子２４－２との間には第１リレー回路ＲＳ１が接続されている。また、バッテリ２８と正極負荷端子２６Ｐとの間には第２リレー回路ＲＳ２が接続されている。図１に示されている構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付してその説明を省略する。

第１リレー回路ＲＳ１は、リレースイッチＲＳ１２および抵抗素子ｒ１を直列接続した抵抗スイッチ経路に、抵抗なしスイッチ経路としてのリレースイッチＲＳ１１を並列に接続したものである。第２リレー回路ＲＳ２は、リレースイッチＲＳ２２および抵抗素子ｒ２を直列接続した抵抗スイッチ経路に、抵抗なしスイッチ経路としてのリレースイッチＲＳ２１を並列に接続したものである。リレースイッチＲＳ１１、ＲＳ１２、ＲＳ２１およびＲＳ２２は、制御部２２によってオフからオンに、または、オンからオフに制御される。

制御部２２は、第１リレー回路ＲＳ１をオンにするときは、リレースイッチＲＳ１２をオンにした後に、リレースイッチＲ１１をオンにする。リレースイッチＲＳ１１よりも先にリレースイッチＲＳ１２をオンにすることで、リレースイッチＲＳ１２がオンになったときには、リレースイッチＲＳ１２に直列に接続された抵抗素子ｒ１によって、電力変換装置に過大な電流が流れることが回避される。

同様に、制御部２２は、第２リレー回路ＲＳ２をオンにするときは、リレースイッチＲＳ２２をオンにした後に、リレースイッチＲ２１をオンにする。リレースイッチＲＳ２１よりも先にリレースイッチＲＳ２２をオンにすることで、リレースイッチＲＳ２２がオンになったときには、リレースイッチＲＳ２２に直列に接続された抵抗素子ｒ２によって、電力変換装置に過大な電流が流れることが回避される。

電力変換装置が停止状態から定常状態に至る起動時の動作について説明する。ここで、停止状態とは、リレースイッチＲＳ１１、ＲＳ１２、ＲＳ２１およびＲＳ２２のいずれもがオフであり、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６のスイッチングが停止している状態をいう。定常状態とは、これらのリレースイッチがオンになり、力率改善回路１０が力率改善動作をし、電圧コンバータ回路１４が電力変換動作をしている上述の状態をいう。

制御部２２は、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６のスイッチングを停止した状態において第２リレー回路ＲＳ２をオンにして、バッテリ２８によって出力コンデンサＣｏｕｔを充電する。次に制御部２２は、第１リレー回路ＲＳ１をオンにした後、第１スイッチング回路１２のスイッチングを開始する。制御部２２は、バッファコンデンサＣｂｕｆの端子間電圧Ｖｂ（バッファ電圧Ｖｂ）が、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍となったときに、第２スイッチング回路１６のスイッチングを開始する。Ｎは、２次巻線Ｔ２の巻き数に対する１次巻線Ｔ１の巻き数の比として定義される巻線比である。なお、制御部２２は、バッファ電圧Ｖｂが、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍よりも小さい所定値となったときに、第２スイッチング回路１６のスイッチングを開始してもよい。

このように、制御部２２は、起動時に次の第１処理～第３処理を実行する。すなわち、バッテリ２８の出力電圧を第２スイッチング回路１６に印加する第１処理と、第１処理を実行した後に、交流電圧源１８からの交流電力を第１スイッチング回路１２に入力し、さらに、第１スイッチング回路１２の動作を開始する第２処理と、第２処理を実行した後に、第２スイッチング回路１６の動作を開始する第３処理とを実行する。このような処理によれば、起動時において１次巻線電流および２次巻線電流が過大となることが回避され、電力変換装置に用いられている電気部品の寿命の短縮を防ぐことができる。

図６（ａ）には、第１リレー回路ＲＳ１および第２リレー回路ＲＳ２が時間ｔ０に同時にオンにされると共に、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６のスイッチングが時間ｔ０に同時に開始された場合の２次巻線電圧Ｖｗｘの時間波形が模式的に示されている。また、図６（ｂ）には、このような処理における２次巻線電流ｉｄの時間波形が模式的に示されている。時間ｔ０に第１スイッチング回路１２のスイッチングが開始されると、時間経過と共に１次巻線電圧Ｖｗｘの波高値は大きくなり、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍に収束する。これと共に、バッファ電圧Ｖｂもまた、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍に収束する。時間ｔ０ではバッファ電圧ＶｂがＮ・Ｖｄに収束していないため、１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの差異が大きい。そのため、２次巻線電流ｉｄの大きさは最初は大きく、バッファ電圧ＶｂがＮ・Ｖｄに収束するにつれて小さくなる。

図７（ａ）および（ｂ）にはシミュレーション結果が示されている。すなわち、図７（ａ）には、第１リレー回路ＲＳ１および第２リレー回路ＲＳ２が時間ｔ０に同時にオンにされると共に、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６のスイッチングが時間ｔ０に同時に開始された場合のバッファ電圧Ｖｂの時間波形が示されている。図７（ｂ）には、このような処理における２次巻線電流ｉｄの時間波形が模式的に示されている。

図８（ａ）には、第２リレー回路ＲＳ２がオンとされてバッテリ２８によって出力コンデンサＣｏｕｔが充電された後、第１リレー回路ＲＳ１がオンとされ、時間ｔ０に第１スイッチング回路１２のみのスイッチングが開始されたときの１次巻線電圧Ｖｗｘの時間波形が模式的に示されている。時間ｔ０に第１スイッチング回路１２のスイッチングが開始されると、時間経過と共に１次巻線電圧Ｖｗｘの波高値は大きくなり、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍に収束する。バッファ電圧Ｖｂもまた、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍に収束する。

図８（ｂ）には、このような処理において、バッファ電圧Ｖｂが出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍となった時間ｔ１に第２スイッチング回路１６のスイッチングが開始された場合の２次巻線電流ｉｄの時間波形が示されている。

図９（ａ）および（ｂ）にはシミュレーション結果が示されている。すなわち、図９（ａ）には、第２リレー回路ＲＳ２がオンとされてバッテリ２８によって出力コンデンサＣｏｕｔが充電された後、第１リレー回路ＲＳ１がオンとされ、時間ｔ０に第１スイッチング回路１２のスイッチングが開始されたときの１次巻線電圧Ｖｗｘの時間波形が示されている。図９（ｂ）には、このような処理における２次巻線電流ｉｄの時間波形が示されている。ただし、図９（ｂ）では、バッファ電圧Ｖｂが出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍よりも小さい所定値となった時間ｔ２に第２スイッチング回路１６のスイッチングが開始されている。

図８（ｂ）および図９（ｂ）に示されている２次巻線電流ｉｄは、図６（ｂ）および図７（ｂ）に示されている２次巻線電流ｉｄよりも大きさが小さい。すなわち、バッファ電圧ＶｂがＮ・Ｖｄに近付いた状態あるいはＮ・Ｖｄに収束した状態で第２スイッチング回路１６のスイッチングが開始されることで、１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの差異が小さくなり、スイッチング開始時における２次巻線電流ｉｄが抑制される。これによって、起動時において１次巻線電流および２次巻線電流が過大となることが回避され、電力変換装置に用いられている電気部品の寿命の短縮を防ぐことができる。

図１０には、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成が示されている。この電力変換装置は、図５に示されている第１リレー回路ＲＳ１をリレースイッチＲＳ１１に置き換えたものである。図１および図５に示される構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付してその説明を省略する。

電力変換装置が停止状態から定常状態に至る起動時の動作について説明する。制御部２２は、第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６のスイッチングを停止した状態において第２リレー回路ＲＳ２をオンにして、バッテリ２８によって出力コンデンサＣｏｕｔを充電する。次に制御部２２は、第２スイッチング回路１６をソフトスタートスイッチングする。ソフトスタートスイッチングとは、例えば、定常状態よりもスイッチング周波数を高くし、制御信号Ｃｎ５～Ｃｎ８のパルス幅を定常状態よりも狭くする等によって、１次巻線電流および２次巻線電流を抑制するようなスイッチングをいう。定常状態のスイッチングと同様、制御部２２は、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６を交互にオンオフし、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８を交互にオンオフする。また、制御部２２は、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６のスイッチングの位相と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８のスイッチングの位相との差異が１８０°となるよう各スイッチング素子を制御する。

ソフトスタートスイッチングによって、バッテリ２８の出力電圧および出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧Ｖｄは交流電圧に変換されて２次巻線Ｔ２に印加される。これに伴う誘導起電力として１次巻線電圧Ｖｕｖが発生する。

スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のそれぞれに並列接続されているダイオードの整流作用によって、１次巻線電圧Ｖｕｖは直流電圧に変換されてバッファコンデンサＣｂｕｆに印加され、バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される。

制御部２２は、バッファ電圧Ｖｂが出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍となったときにリレースイッチＲＳ１１をオンにすると共に、第１スイッチング回路１２のスイッチングを開始する。また、制御部２２は、バッファ電圧Ｖｂが、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍となったときにソフトスタートスイッチングに代えて、第２スイッチング回路１６の通常のスイッチング、すなわち、定常状態時と同一のスイッチングを開始する。なお、制御部２２は、バッファ電圧Ｖｂが、出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍よりも小さい所定値となったときに、リレースイッチＲＳ１１をオンにし、第１スイッチング回路および第２スイッチング回路１６の通常のスイッチングを開始してもよい。

このように、制御部２２は、起動時に次の第１処理～第４処理を実行する。すなわち、バッテリ２８の出力電圧を第２スイッチング回路１６に印加する第１処理と、第１処理を実行した後に、第２スイッチング回路１６をソフトスタートスイッチングで動作させて、バッテリ２８から第２スイッチング回路１６を介して第１スイッチング回路１２に電力を伝送する第２処理と、第２処理を実行した後に、交流電圧源１８からの交流電力を第１スイッチング回路１２に入力し第１スイッチング回路１２の動作を開始する第３処理と、第３処理を実行すると共に、第２スイッチング回路１６を定常状態で動作させる第４処理とを実行する。ソフトスタートスイッチングのオンオフの各時間長は、定常状態時のスイッチングのオンオフの各時間長とは異なる。このような処理によれば、起動時において１次巻線電流および２次巻線電流ｉｄが過大となることが回避され、電力変換装置に用いられている電気部品の寿命の短縮を防ぐことができる。

図１１（ａ）には、第２リレー回路ＲＳ２がオンとされて時間ｔ０に第２スイッチング回路１６のソフトスタートスイッチングが開始され、時間ｔ１にバッファ電圧Ｖｂが出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍となったときのバッファ電圧Ｖｂの時間波形が模式的に示されている。図１１（ｂ）には、第２リレー回路ＲＳ２がオンにされて時間ｔ０に第２スイッチング回路１６のソフトスタートスイッチングが開始され、時間ｔ１にバッファ電圧Ｖｂが出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍となり、時間ｔ１に第１スイッチング回路１２および第２スイッチング回路１６の通常のスイッチングが開始されたときの制御信号Ｃｎ１およびＣｎ５の時間波形が模式的に示されている。図１１（ｃ）には、このような処理における２次巻線電流ｉｄの時間波形が示されている。

本実施形態に係る電力変換装置では、起動時には第２スイッチング回路１６のソフトスタートスイッチングによって、トランスＴおよびスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のそれぞれのダイオードを介してバッファコンデンサＣｂｕｆが充電される。これによって、第１スイッチング回路１２がスイッチングを開始するときは、１次巻線電圧Ｖｕｖと２次巻線電圧Ｖｗｘとの差異が小さくなり、１次巻線電流および２次巻線電流が抑制される。また、バッファ電圧Ｖｂが出力コンデンサＣｏｕｔの端子間電圧ＶｄのＮ倍となったときに、リレースイッチＲＳ１１がオンにされ、第１スイッチング回路１２のスイッチングが開始される。１次巻線電流が抑制されることによってリレースイッチＲＳ１１に流れる電流も抑制されるため、図５に示されているような抵抗素子ｒ１およびリレースイッチＲＳ１２が不要となり、回路構成が簡単となる。

１０力率改善回路、１２第１スイッチング回路、１４電圧コンバータ回路、１６第２スイッチング回路、１８交流電圧源、２０負荷回路、２２制御部、２４－１，２４－２電源入力端子、２６Ｐ正極負荷端子、２６Ｎ負極負荷端子、２８バッテリ。

Claims

電力変換装置であって、
定常状態時に交流電力の力率を調整する第１スイッチング回路と、
定常状態時に、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいて直流電圧を生成し、当該定常状態時に、その直流電圧を二次電池に印加する第２スイッチング回路と、を備え、
前記交流電力が前記第１スイッチング回路に入力されておらず、前記二次電池の電圧が前記第２スイッチング回路に印加されておらず、さらに、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のいずれもが停止している停止状態から前記定常状態に至る起動時に、
前記二次電池の出力電圧を前記第２スイッチング回路に印加する第１処理と、
前記第１処理を実行した後に、前記交流電力を前記第１スイッチング回路に入力し、さらに、前記第１スイッチング回路の動作を開始する第２処理と、
前記第２処理を実行した後に、前記第２スイッチング回路の動作を開始する第３処理と、
を実行する制御部、を備え、
前記第１スイッチング回路は、
前記定常状態時に前記交流電力に基づいて充電されると共に、前記定常状態時に前記第２スイッチング回路に電力を出力するバッファコンデンサを備え、
前記電力変換装置は、さらに、
前記第１スイッチング回路に接続された１次巻線と、前記第２スイッチング回路に接続された２次巻線とを有し、前記第１スイッチング回路と前記第２スイッチング回路とを結合するトランスを備え、
前記１次巻線の巻き数は、前記２次巻線の巻き数のＮ倍であり、
前記制御部は、
前記第２処理を実行することで前記バッファコンデンサの充電電圧が前記二次電池の電圧のＮ倍に達したとき、または前記二次電池の電圧のＮ倍に達した後に、前記第３処理を実行することを特徴とする電力変換装置。
定常状態時に交流電力の力率を調整する第１スイッチング回路と、
定常状態時に、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいて直流電圧を生成し、当該定常状態時に、その直流電圧を二次電池に印加する第２スイッチング回路と、を備え、
前記交流電力が前記第１スイッチング回路に入力されておらず、前記二次電池の電圧が前記第２スイッチング回路に印加されておらず、さらに、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のいずれもが停止している停止状態から前記定常状態に至る起動時に、
前記二次電池の出力電圧を前記第２スイッチング回路に印加する第１処理と、
前記第１処理を実行した後に、前記交流電力を前記第１スイッチング回路に入力し、さらに、前記第１スイッチング回路の動作を開始する第２処理と、
前記第２処理を実行した後に、前記第２スイッチング回路の動作を開始する第３処理と、
を実行する制御部、を備え、
前記第１スイッチング回路は、
並列接続された２つのハーフブリッジであって、一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を、各ハーフブリッジが備える２つのハーフブリッジと、
２つの前記ハーフブリッジの両端に接続されたバッファコンデンサと、
２つの前記ハーフブリッジの一端にカソードが接続された第１ダイオードと、
２つの前記ハーフブリッジの他端にアノードが接続され、前記第１ダイオードのアノードにカソードが接続された第２ダイオードと、
前記第２スイッチング回路に接続された２次巻線と共にトランスを構成する１次巻線であって、一方の前記ハーフブリッジにおける２つのスイッチング素子の接続点と、他方の前記ハーフブリッジにおける２つのスイッチング素子の接続点との間に接続された１次巻線と、を備え、
前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードの接続点と、前記１次巻線の中途接続点との間に前記交流電力が入力されることを特徴とする電力変換装置。
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
前記交流電力を出力する交流電源と、前記第１スイッチング回路との間に設けられ、前記第２処理が実行されるときにオンになる第１リレー回路と、
前記第２スイッチング回路と前記二次電池との間に設けられ、前記第１処理が実行されるときにオンになる第２リレー回路と、を備え、
前記第１リレー回路および前記第２リレー回路のそれぞれは、
抵抗素子を含む抵抗スイッチ経路と、前記抵抗スイッチ経路に並列に接続されており、抵抗素子を含まない抵抗なしスイッチ経路とを含むことを特徴とする電力変換装置。
電力変換装置であって、
定常状態時に交流電力の力率を調整する第１スイッチング回路と、
定常状態時に、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいて直流電圧を生成し、当該定常状態時に、その直流電圧を二次電池に印加する第２スイッチング回路と、を備え、
前記交流電力が前記第１スイッチング回路に入力されておらず、前記二次電池の電圧が前記第２スイッチング回路に印加されておらず、さらに、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のいずれもが停止している停止状態から定常状態に至る起動時に、
前記二次電池の出力電圧を前記第２スイッチング回路に印加する第１処理と、
前記第１処理を実行した後に、前記第２スイッチング回路を動作させて、前記二次電池から前記第２スイッチング回路を介して前記第１スイッチング回路に電力を伝送する第２処理と、
前記第２処理を実行した後に、前記交流電力を前記第１スイッチング回路に入力し前記第１スイッチング回路の動作を開始する第３処理と、
前記第３処理を実行すると共に、前記第２スイッチング回路を定常状態で動作させる第４処理と、
を実行する制御部と、を備え、
前記第１スイッチング回路は、
前記定常状態時に前記交流電力に基づいて充電されると共に、前記定常状態時に前記第２スイッチング回路に電力を出力するバッファコンデンサを備え、
前記電力変換装置は、さらに、
前記第１スイッチング回路に接続された１次巻線と、前記第２スイッチング回路に接続された２次巻線とを有し、前記第１スイッチング回路と前記第２スイッチング回路とを結合するトランスを備え、
前記１次巻線の巻き数は、前記２次巻線の巻き数のＮ倍であり、
前記制御部は、
前記第２処理を実行することで前記バッファコンデンサの充電電圧が前記二次電池の電圧のＮ倍に達したとき、または前記二次電池の電圧のＮ倍に達した後に、前記第３処理を実行することを特徴とする電力変換装置。
定常状態時に交流電力の力率を調整する第１スイッチング回路と、
定常状態時に、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいて直流電圧を生成し、当該定常状態時に、その直流電圧を二次電池に印加する第２スイッチング回路と、を備え、
前記交流電力が前記第１スイッチング回路に入力されておらず、前記二次電池の電圧が前記第２スイッチング回路に印加されておらず、さらに、前記第１スイッチング回路および前記第２スイッチング回路のいずれもが停止している停止状態から前記定常状態に至る起動時に、
前記二次電池の出力電圧を前記第２スイッチング回路に印加する第１処理と、
前記第１処理を実行した後に、前記第２スイッチング回路を動作させて、前記二次電池から前記第２スイッチング回路を介して前記第１スイッチング回路に電力を伝送する第２処理と、
前記第２処理を実行した後に、前記交流電力を前記第１スイッチング回路に入力し前記第１スイッチング回路の動作を開始する第３処理と、
前記第３処理を実行すると共に、前記第２スイッチング回路を定常状態で動作させる第４処理と、
を実行する制御部と、を備え、
前記第１スイッチング回路は、
並列接続された２つのハーフブリッジであって、一端が共通に接続された２つのスイッチング素子を、各ハーフブリッジが備える２つのハーフブリッジと、
２つの前記ハーフブリッジの両端に接続されたバッファコンデンサと、
２つの前記ハーフブリッジの一端にカソードが接続された第１ダイオードと、
２つの前記ハーフブリッジの他端にアノードが接続され、前記第１ダイオードのアノードにカソードが接続された第２ダイオードと、
前記第２スイッチング回路に接続された２次巻線と共にトランスを構成する１次巻線であって、一方の前記ハーフブリッジにおける２つのスイッチング素子の接続点と、他方の前記ハーフブリッジにおける２つのスイッチング素子の接続点との間に接続された１次巻線と、を備え、
前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードの接続点と、前記１次巻線の中途接続点との間に前記交流電力が入力されることを特徴とする電力変換装置。
請求項４または請求項５に記載の電力変換装置において、
前記第２スイッチング回路は、
前記定常状態時には、前記第１スイッチング回路から出力された電力に基づいてスイッチング動作によって直流電圧を生成し、その直流電圧を前記二次電池に印加し、
前記起動時には、前記二次電池から前記第１スイッチング回路にスイッチング動作によって電力を伝送し、
前記起動時におけるスイッチングのオンオフの各時間長は、前記定常状態におけるスイッチングのオンオフの各時間長と異なることを特徴とする電力変換装置。
請求項４から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記交流電力を出力する交流電力源と、前記第１スイッチング回路との間に設けられ、前記第３処理が実行されるときにオンになるスイッチと、
前記第２スイッチング回路と前記二次電池との間に設けられ、前記第１処理が実行されるときにオンになるリレー回路と、を備え、
前記リレー回路は、
抵抗素子を含む抵抗スイッチ経路と、前記抵抗スイッチ経路に並列に接続されており、抵抗素子を含まない抵抗なしスイッチ経路とを含むことを特徴とする電力変換装置。
請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記第２スイッチング回路は、
前記二次電池に印加される電圧を前記定常状態時に充電する出力コンデンサを備えることを特徴とする電力変換装置。