JP2009232502A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】比較的簡易な構成で装置の信頼性を向上させることが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】入力端子Ｔ５，Ｔ６から入力される交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０を充電する際に、この交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０に対する本来の充電を行う前に、コンデンサＣ３における充電量に応じて主バッテリ１０からコンデンサＣ３に対して所定の予備充電を行うように、スイッチング回路１１，４１等の動作を制御する。従来のように突入電流抑制用の専用部品を別途設けることなく、主バッテリ１０に対する本来の充電の際に、交流入力電圧Ｖacinに起因してコンデンサＣ３へ流れる突入電流の発生が抑えられる。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に関する。

一般に、電気自動車には、ワイパー、ヘッドライト、ルームライト、オーディオ機器、空調機および各種計器類等の車両搭載機器（補機）を駆動するための電源として、例えば１４ボルト程度の低圧の直流電圧を出力する低圧バッテリ（補機バッテリ）が搭載されると共に、モータを駆動するための電源として、例えば３５０〜５００Ｖ程度の高圧の直流電圧を出力する高圧バッテリ（主バッテリ）が搭載されている。通常、このような低圧バッテリに対する充電は、エンジンの回転を利用して駆動される交流発電機からの交流出力電圧を整流して高圧の直流電圧を得ると共に、この直流入力電圧をスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）を用いてより低圧の直流電圧に変換してから低圧バッテリに供給することで行われる。なお、高圧バッテリに対する充電は、上記したエンジン側からの直流入力電圧を高圧バッテリに供給することで行われる。このスイッチング電源装置は、例えば特許文献１に記載されているように、直流入力電圧をインバータ回路によって交流電圧に一旦変換したのち、その交流電圧を電圧変換トランスで変圧すると共に整流回路等によって再び直流電圧に変換することで電圧変換を行うものである。

また、例えば上記特許文献１および特許文献２，３には、いわゆる商用電源から交流電圧を入力して高圧バッテリを充電する機能を備えたスイッチング電源装置が開示されている。このようなスイッチング電源装置によれば、例えば電気自動車に適用した場合、エンジンが停止していて直流入力電圧が高圧バッテリに供給されないような場合であっても、高圧バッテリを充電することが可能になると考えられる。

特開平８−３１７５０８号公報 特開平５−２８４７４８号公報 特許第２９１９３６３号明細書

ここで、この種のスイッチング電源装置（充電器）では、スイッチング素子により構成されるインバータ回路（例えば、ブリッジ回路）と並列に、商用周波数に基づくリップルを除去するため、比較的大容量のコンデンサ（平滑コンデンサ）が接続されている。したがって、商用電源を供給した際に、インバータ回路等を経由してそのコンデンサに比較的大きな突入電流が流れ込み、それによってインバータ回路内のスイッチング素子等が破損するおそれがあった。なお、そのような素子の破損等のおそれがあると、装置の信頼性も低下してしまうことになる。

そこで、このような問題を解決するための手法として、例えば上記特許文献２，３に示されているように、突入電流が流れる経路上に、突入電流抑制用の抵抗器を配置させることが考えられる。ところが、この手法では、コンデンサが充電されて突入電流が流れなくなったときに上記抵抗器をバイパスさせるためのスイッチ回路が必要になったり、また、抵抗器自体が比較的大電流の突入電流によって焼き切れたりしないように定格の高いものを使用しなければならないなど、未だ改善の余地があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、比較的簡易な構成で装置の信頼性を向上させることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、互いに磁気的に結合された第１トランスコイルおよび第２トランスコイルを含むトランスと、この第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列を少なくとも１つ含んで構成された双方向型の第１のスイッチング回路と、上記第２トランスコイルと交流電圧入力端子との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列同士が互いに並列接続されるようにして構成された双方向型の第２のスイッチング回路と、この第２のスイッチング回路と上記交流電圧入力端子との間に配置された第１の整流回路と、上記第２のスイッチング回路とこの第１の整流回路との間に配置された平滑コンデンサと、制御部とを備えたものである。ここで、この制御部は、交流電圧入力端子から入力される交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を充電する際に、上記交流入力電圧に基づいて第１の直流電源に対する本来の充電を行う前に、平滑コンデンサにおける充電量に応じて第１の直流電源から平滑コンデンサに対して所定の予備充電を行うように、第１および第２のスイッチング回路の動作を制御するようにしたものである。なお、「交流入力電圧」とは、電気機器の電源電圧として使用される電圧を含み、いわゆる商用電源に好適に用いられる。

本発明のスイッチング電源装置では、交流電圧入力端子から入力される交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を充電する際に、上記交流入力電圧に基づいて第１の直流電源に対する本来の充電が行われる前に、平滑コンデンサにおける充電量に応じて第１の直流電源から平滑コンデンサに対して所定の予備充電がなされるよう、第１および第２のスイッチング回路の動作が制御される。具体的には、予備充電は以下のようにしてなされる。すなわち、第１の直流電源から直流入力電圧が供給され、この直流入力電圧が第１のスイッチング回路によってパルス電圧に変換され、このパルス電圧がトランスによって変圧される。そして変圧されたパルス電圧が第２のスイッチング回路によって整流され、その整流電圧に基づいて平滑コンデンサに対する予備充電がなされる。また、第１の直流電源に対する本来の充電は、以下のようにして行われる。すなわち、交流電圧入力端子から交流入力電圧が入力され、この交流入力電圧が第１の整流回路および平滑コンデンサによって整流および平滑化されることにより直流電圧に変換されたのち、この直流電圧に基づくパルス電圧が第２のスイッチング回路において生成され、トランスによって変圧される。そして変圧されたパルス電圧が第１のスイッチング回路によって整流され、直流出力電圧が第１の直流電源へ供給されることにより、第１の直流電源に対する本来の充電がなされる。このようにして、第１の直流電源に対する本来の充電が行われる前に平滑コンデンサに対して所定の予備充電がなされるため、第１の直流電源に対する本来の充電の際に、交流入力電圧に起因して平滑コンデンサへ流れる突入電流の発生が抑えられる。また、従来のように、突入電流抑制用の抵抗器やそれをバイパスさせるためのスイッチ回路（突入電流抑制用の専用部品）を別途設ける必要もないため、装置構成が複雑化することもない。

本発明のスイッチング電源装置では、平滑コンデンサにおける充電量を検出する第１の検出部を備えると共に、上記制御部が、この第１の検出部によって検出された平滑コンデンサにおける充電量に応じて予備充電および本来の充電を行うように制御するのが好ましい。このように構成した場合、平滑コンデンサにおける充電量を考慮した予備充電が可能となり、効率的な充電動作がなされるようになる。

この場合において、上記制御部が、平滑コンデンサにおける充電量が所定の第１閾値未満のときには予備充電を行うように制御すると共に、平滑コンデンサにおける充電量が第１閾値以上のときには本来の充電を行うように制御することが可能である。このように構成した場合、必要なとき（平滑コンデンサにおける充電量が少ないとき）にのみ予備充電がなされるため、突入電流の発生を抑えつつ効率的な充電動作が可能となる。また、この場合において、上記第１閾値が、第１の直流電源における充電量に応じて変化するように設定するのがより好ましい。このように構成した場合、第１の直流電源における充電量を考慮した予備充電および本来の充電が可能となるため、第１の直流電源における過放電を回避しつつ、突入電流の発生を抑制することが可能となる。

本発明のスイッチング電源装置では、第１の直流電源における充電量を検出する第２の検出部を備えると共に、上記制御部が、この第２の検出部によって検出された第１の直流電源における充電量に応じて予備充電を行うように制御するのが好ましい。このように構成した場合、第１の直流電源における充電量を考慮した予備充電が可能となるため、第１の直流電源における過放電を回避しつつ、突入電流の発生を抑制することが可能となる。また、この場合において、上記制御部が、第１の直流電源における充電量が所定の第２閾値未満のときには予備充電を行わないように制御すると共に、第１の直流電源における充電量が第２閾値以上のときには予備充電を行うように制御することが可能である。このように構成した場合、予備充電が第１の直流電源における許容量以上になされることが回避されるため、第１の直流電源における過放電を回避しつつ、突入電流の発生を抑制することが可能となる。

本発明のスイッチング電源装置では、交流電圧入力端子からの交流入力電圧の供給の有無を検出する第３の検出部を備えると共に、上記制御部が、この第３の検出部による検出結果に基づいて交流入力電圧が供給されていると判断した場合に、予備充電および本来の充電を行うように制御するのが好ましい。このように構成した場合、交流電圧入力端子に商用電源等が接続されていない場合等における誤動作（充電動作の失敗）が回避可能となる。また、この場合において、上記制御部が、第３の検出部による複数回の検出結果を考慮して、予備充電および本来の充電を行うか否かを判断するようにするのがより好ましい。このように構成した場合、より確実に、誤動作（充電動作の失敗）が回避されるようになる。

本発明のスイッチング電源装置では、上記制御部が、第１の直流電源から供給される直流入力電圧に基づいて予備充電を行う際には、第１のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行うと共に第２のスイッチング回路が整流動作を行うように制御し、上記交流入力電圧に基づいて本来の充電を行う際には、整流回路が整流動作を行うと共に第２のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ第１のスイッチング回路が整流動作を行うように制御することが可能である。なお、この場合において第１のスイッチング回路が、第２のスイッチング回路と同期して整流するように構成してもよい。

本発明のスイッチング電源装置では、上記第１の整流回路が、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列を少なくとも１つ含む双方向型の第３のスイッチング回路により構成されると共に、上記交流電圧入力端子が交流電圧入出力端子として機能するようにしてもよい。このように構成した場合、第１の直流電源に対する本来の充電の際に、交流電圧入出力端子から交流入力電圧が入力され、この交流入力電圧が第３のスイッチング回路および平滑コンデンサによって整流および平滑化されることにより直流電圧に変換されたのち、この直流電圧に基づくパルス電圧が第２のスイッチング回路において生成され、トランスによって変圧される。また、第１の直流電源から供給される直流入力電圧に基づいて、予備充電を行いつつ、交流電圧入出力端子から交流出力電圧を出力することが可能となる。

この場合において、上記制御部が、第１の直流電源から供給される直流入力電圧に基づいて、予備充電を行いつつ交流電圧入出力端子から交流出力電圧を出力する際には、第１および第３のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行うと共に第２のスイッチング回路が整流動作を行うように制御し、交流電圧入出力端子から入力される交流入力電圧に基づいて本来の充電を行う際には、第３のスイッチング回路が交流／直流変換動作を行うと共に第２のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ第１のスイッチング回路が整流動作を行うように制御することが可能である。なお、「交流出力電圧」とは、電気機器の電源電圧として使用される電圧を含み、いわゆる商用電源に好適に用いられる。

また、上記制御部が、交流電圧入出力端子から交流入力電圧を入力する際に、第３のスイッチング回路が力率改善動作をも行うように制御するのが好ましい。このように構成した場合、交流入力電圧を電圧変換する際の力率が改善され、リップル電圧が小さくなる。

本発明のスイッチング電源装置では、上記トランスが、第１トランスコイルおよび第２トランスコイルと互いに磁気的に結合された第３トランスコイルを有すると共に、この第３トランスコイルと第２の直流電源との間に第２の整流回路をさらに備えるようにしてもよい。このように構成した場合、直流入力電圧に基づいて第１のスイッチング回路で生成されたパルス電圧または交流入力電圧に基づいて第２のスイッチング回路で生成されたパルス電圧が、トランスによって変圧され、変圧されたパルス電圧が第３トランスコイルを介して整流回路へ入力する。そしてその変圧されたパルス電圧が整流回路によって整流され、これにより第１の直流電源に加えて第２の直流電源にも直流電圧が供給される。すなわち、第１の直流電源からの直流入力電圧に基づいて、平滑コンデンサへの予備充電動作に加えて第２の直流電源への直流電圧変換（ＤＣ／ＤＣコンバータ）動作がなされるようになると共に、交流電圧入力端子からの交流入力電圧に基づく直流電圧により、第１の直流電源および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に対して充電動作がなされるようになる。

本発明のスイッチング電源装置によれば、交流電圧入力端子から入力される交流入力電圧に基づいて第１の直流電源を充電する際に、上記交流入力電圧に基づいて第１の直流電源に対する本来の充電を行う前に、平滑コンデンサにおける充電量に応じて第１の直流電源から平滑コンデンサに対して所定の予備充電を行うように、第１および第２のスイッチング回路の動作を制御するようにしたので、従来のように突入電流抑制用の専用部品を別途設けることなく、第１の直流電源に対する本来の充電の際に、交流入力電圧に起因して平滑コンデンサへ流れる突入電流の発生を抑えることができる。よって、比較的簡易な構成で装置の信頼性を向上させることが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置は例えば自動車などに適用されるものであり、トランス２と、このトランス２と後述する主バッテリ１０との間に設けられたコンデンサＣ１、電圧検出部１３および双方向型のスイッチング回路１１と、トランス２と後述する交流電圧入力端子Ｔ５，Ｔ６との間に設けられた双方向型のスイッチング回路４１、電圧検出部４２、コンデンサＣ３を含むＰＦＣ（Power Factor Correction；力率改善）回路４３、整流回路４４、リレー部４５および電圧検出部４６とを備えている。

また、このスイッチング電源装置はさらに、スイッチング回路１１を駆動するためのＳＷ駆動回路１２と、スイッチング回路４１を駆動するためのＳＷ駆動回路４９１と、ＰＦＣ回路４３を駆動するためのＳＷ駆動回路４９２と、これらＳＷ駆動回路１２，４９１，４９２を制御する制御部６と、トランス５と、アイソレーションアンプ５３と、差動アンプ４７とを備えている。

コンデンサＣ１は、高圧ラインＬＨ１と低圧ラインＬＬ１との間に配置され、平滑コンデンサとして機能している。なお、高圧ラインＬＨ１の一端は入出力端子Ｔ１に接続され、低圧ラインＬＬ１の一端は入出力端子Ｔ２に接続され、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間には主バッテリ１０が配置されている。主バッテリ１０は、直流入力電圧Ｖdcinを入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に供給するためのものであり、例えばこのスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には駆動用のインバータや昇降圧コンバータに接続され、例えば３５０〜５００Ｖ程度の高圧バッテリとして機能するものである。

電圧検出部１３は、コンデンサＣ１と後述するスイッチング回路１１との間に配置されており、コンデンサＣ１の両端間の直流電圧Ｖ１を検出すると共に、検出した直流電圧Ｖ１に対応する電圧をアイソレーションアンプ５３へ出力するものである。なお、この電圧検出部１３の具体的な回路構成としては、例えば、高圧ラインＬＨ１と低圧ラインＬＬ１との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって直流電圧Ｖ１を検出してこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

スイッチング回路１１は、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４とを有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１の一端は高圧ラインＬＨ１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２の一端および後述するトランス２の巻線２１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ３の一端は高圧ラインＬＨ１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ４の一端およびトランス２の巻線２１の他端に接続されている。スイッチング素子Ｑ２の他端およびスイッチング素子Ｑ４の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ１に接続されている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端間において逆方向に並列接続されている（高圧ラインＬＨ１側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ１側に各ダイオードのアノードが接続されている）。すなわち、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、これによりスイッチング回路１１は双方向スイッチング回路として機能するようになっている。具体的には、詳細は後述するが、このスイッチング回路１１は、直流／交流変換（直流から交流への変換）を行うＤＣ／ＡＣインバータ回路または整流回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）または電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）などにより構成される。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ４の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。

ＳＷ駆動回路１２は、後述する制御部６による制御によってスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、これによりスイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。具体的には、詳細は後述するが、スイッチング回路１１が前述のＤＣ／ＡＣ変換動作や整流動作を行うように制御するようになっている。

トランス２は、主バッテリ１０側に設けられた１つの巻線２１と、後述する入力端子Ｔ５，Ｔ６側に設けられた１つの巻線２２とを有しており、各巻線２１，２２は互いに極性が同じ向きとなるように磁気結合されている。巻線２１は、スイッチング素子Ｑ１の他端とスイッチング素子Ｑ４の一端との間に配置されている。巻線２２の両端は、後述するスイッチング回路４１に接続されている。

スイッチング回路４１は、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、４つのダイオードＤ５〜Ｄ８とを有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ５の一端は高圧ラインＬＨ４に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ６の一端およびトランス２の巻線２２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ７の一端は高圧ラインＬＨ４に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ８の一端および巻線２２の他端に接続されている。スイッチング素子Ｑ６の他端およびスイッチング素子Ｑ８の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ４に接続されている。また、ダイオードＤ５〜Ｄ８はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の両端間において逆方向に並列接続されている（高圧ラインＬＨ４側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ４側に各ダイオードのアノードが接続されている）。すなわち、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、これによりスイッチング回路４１も双方向スイッチング回路として機能するようになっている。具体的には、詳細は後述するが、このスイッチング回路４１は、整流回路またはＤＣ／ＡＣインバータ回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８も、例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成されるが、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ５〜Ｄ８の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。

ＳＷ駆動回路４９１は、後述する制御部６による制御によってスイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８を生成し、これによりスイッチング回路４１内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。具体的には、詳細は後述するが、スイッチング回路４１が前述の整流動作やＤＣ／ＡＣ変換動作を行うように制御するようになっている。

電圧検出部４２は、スイッチング回路４１と後述するＰＦＣ回路４３との間に配置されており、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を検出すると共に、検出した電圧Ｖ３に対応する電圧を制御部６へ出力するものである。なお、この電圧検出部４２の具体的な回路構成としては、電圧検出部１３と同様に、例えば、接続ラインＬＨ４，ＬＬ４間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって電圧Ｖ３を検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

ＰＦＣ回路４３は、インダクタ４３Ｌと、ダイオード４３Ｄと、スイッチング素子Ｑ９と、コンデンサＣ３とを有している。インダクタ４３Ｌの一端はダイオード４３Ｄのアノードおよびスイッチング素子Ｑ９の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ９の他端は低圧ラインＬＬ４に接続され、コンデンサＣ３は、高圧ラインＬＨ４（ダイオード４３Ｄと電圧検出部４２との間の部分）と低圧ラインＬＬ４（スイッチング素子Ｑ９の他端と電圧検出部４２との間の部分）との間に配置されている。また、スイッチング素子Ｑ９は、例えばＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成される。このような構成によりＰＦＣ回路４３では、詳細は後述するが、ＰＦＣ回路４３への入力電圧Ｖ４３を昇圧すると共に安定化させ、力率を改善するようになっている。なお、このＰＦＣ回路４３の代わりに平滑コンデンサとして機能するコンデンサＣ３だけを設けるようにしてもよいが、本実施の形態のＰＦＣ回路４３を設けた場合、入力周波数の全域でスイッチング素子Ｑ９のスイッチング動作を行うことができるため、ピーク電流が少なくなり、同容量の平滑コンデンサと比べてリップル電圧が小さくなるので好ましい。

ＳＷ駆動回路４９２は、制御部６による制御によってスイッチング制御信号Ｓ９を生成し、これによりＰＦＣ回路４３内のスイッチング素子Ｑ９のスイッチング動作（ＰＦＣ動作）を制御するものである。

整流回路４４は、ＰＦＣ回路４３とリレー部４５との間に配置されており、ダイオード４４Ｄ１〜４４Ｄ４によるブリッジ回路を構成している。具体的には、ダイオード４４Ｄ１のアノードおよびダイオード４４Ｄ２のカソードが互いに接続ラインＬ４２を介して入力端子Ｔ６に接続され、ダイオード４４Ｄ３のアノードおよびダイオード４４Ｄ４のカソードが互いに接続ラインＬ４１を介して入力端子Ｔ５に接続されている。また、ダイオード４４Ｄ１のカソードおよびダイオードＤ４４Ｄ３のカソードが互いに高圧ラインＬＨ４の一端（ＰＦＣ回路４３内のインダクタ４３Ｌの一端）に接続され、ダイオード４４Ｄ２のアノードおよびダイオード４４Ｄ４のアノードが互いに低圧ラインＬＬ４の一端に接続されている。なお、入端子Ｔ５，Ｔ６間には商用電源４０が接続され、交流入力電圧Ｖacin（いわゆる商用電圧）が入力されるようになっている。

リレー部４５は、整流回路４４と後述する電圧検出部４６との間に配置されており、一対のリレー４５１，４５２を有している。具体的には、リレー４５１は接続ラインＬ４１上に挿入配置されており、リレー４５２は接続ラインＬ４２上に挿入配置されている。なお、これらリレー４５１，４５２には、それぞれ、制御部６からのスイッチング制御信号Ｓ１４，Ｓ１５が供給され、これにより商用電源４０を用いて、本来の充電によって主バッテリ１０を充電することも可能となる。

電圧検出部４６は、リレー部４５と入力端子Ｔ５，Ｔ６との間に配置されており、これら入力端子Ｔ５，Ｔ６間の交流電圧（具体的には、交流入力電圧Ｖacin）を検出すると共に、検出した交流入力電圧Ｖacinに対応する電圧を差動アンプ４７へ出力するものである。なお、この電圧検出部４６の具体的な回路構成としては、電圧検出部１３，４２と同様に、接続ラインＬ４１と接続ラインＬ４２との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、交流入力電圧Ｖacoutを検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

アイソレーションアンプ５３は、電圧検出部１３により検出された直流電圧Ｖ１に対応する電圧を、トランス２における巻線２１側と巻線２２側との間で電気的に絶縁しつつ増幅し、その増幅した電圧を制御部６へと出力するものである。

差動アンプ４７は、電圧検出部４６により検出された交流入力電圧Ｖacinを増幅し、その増幅した電圧を制御部６へと出力するものである。

トランス５は、主バッテリ１０側（トランス２の巻線２１側）に設けられた１つの巻線５１と、入力端子Ｔ５，Ｔ６側（トランス２の巻線２２側）に設けられた１つの巻線５２とを有しており、各巻線５１，５２は互いに極性が同じ向きとなるように磁気結合されている。このトランス５は、制御部６によるＳＷ駆動回路１２の制御信号を、トランス２における巻線２１側と巻線２２側との間で電気的に絶縁しつつ、ＳＷ駆動回路１２へと供給するためのものである。

制御部６は、電圧検出部１３によって検出された直流電圧Ｖ１、電圧検出部４２によって検出された直流電圧Ｖ３、電圧検出部４６によって検出された交流入力電圧Ｖacinに基づいて、ＳＷ駆動回路１２，４９１，４９２およびリレー部４５をそれぞれ制御するものである。これにより、これらＳＷ駆動回路１２，４９１，４９２およびリレー部４５からスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ９，Ｓ１４，Ｓ１５が出力され、スイッチング回路１１におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、スイッチング回路４１におけるスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８、ＰＦＣ回路４３におけるスイッチング素子Ｑ９およびリレー部４５におけるリレー４５１、４５２のスイッチング動作が、それぞれ制御されるようになっている。

ここで、巻線２１が本発明における「第１トランスコイル」の一具体例に対応し、巻線２２が本発明における「第２トランスコイル」の一具体例に対応する。また、主バッテリ１０が、本発明における「第１の直流電源」の一具体例に対応する。また、トランス２が本発明における「トランス」の一具体例に対応する。また、スイッチング回路１１が本発明における「第１のスイッチング回路」の一具体例に対応し、スイッチング回路４１が本発明における「第２のスイッチング回路」の一具体例に対応する。また、整流回路４４が本発明における「第１の整流回路」の一具体例に対応し、制御部６およびＳＷ駆動回路１２，４９１，４９２が本発明における「制御部」の一具体例に対応する。また、コンデンサＣ３が、本発明における「平滑コンデンサ」の一具体例に対応する。また、電圧検出部４２が本発明における「第１の検出部」の一具体例に対応し、電圧検出部１３が本発明における「第２の検出部」の一具体例に対応し、電圧検出部４６が本発明における「第３の検出部」の一具体例に対応する。また、入力端子Ｔ５，Ｔ６が、本発明における「交流電圧入力端子」の一具体例に対応する。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。

このスイッチング電源装置では、商用電源４０から供給される交流入力電圧Ｖacinに基づき、リレー部４５、整流回路４４、ＰＦＣ回路４３、スイッチング回路４１、トランス２およびスイッチング回路１１により、以下説明するように、主バッテリ１０に対する充電が行われる。

この際、何も考慮せずに、商用電源４０がリレー部４５を介して整流回路４４およびＰＦＣ回路４３に接続されると、例えば図２（Ａ）（正の半波期間の状態）および図２（Ｂ）（負の半波期間の状態）に示した電流経路により、平滑コンデンサとして機能する比較的大容量のコンデンサＣ３に対して比較的大きな突入電流Ｉ１０１，Ｉ１０２が流れ込む場合があり、その場合には整流回路４４内のダイオード４４Ｄ１〜４４Ｄ４等が破損するおそれが生じてしまう。また、そのような素子の破損等のおそれがあると、装置の信頼性も低下してしまうことになる。

ここで、従来のスイッチング電源装置では、そのような突入電流が流れる経路（例えば、図２における高圧ラインＬＨ４、低圧ラインＬＬ４または接続ラインＬ４１，Ｌ４２）上に、突入電流抑制用の抵抗器（図示せず；突入電流抑制用の専用部品）が配置されるようになっている。ところが、この手法では、平滑コンデンサ（例えば、図２におけるコンデンサＣ３）が充電されて突入電流が流れなくなったときに上記抵抗器をバイパスさせるためのスイッチ回路（突入電流抑制用の専用部品）が必要になったり、抵抗器自体が比較的大電流の突入電流によって焼き切れたりしないように定格の高いもの使用しなければならないなど、制限が生じてしまうと共に部材コストが高くなってしまう。

そこで、本実施の形態のスイッチング電源装置では、例えば図３に示したようにして、制御部６による充電の制御動作がなされるようになっている。具体的には、入力端子Ｔ５，Ｔ６から入力される交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０を充電する際に、この交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０に対する本来の充電が行われる前に、コンデンサＣ３における充電量に応じて主バッテリ１０からコンデンサＣ３に対して以下説明する所定の予備充電がなされるよう、スイッチング回路１１，４１、ＰＦＣ回路４３およびリレー部４５の動作が制御される。

以下、図１に加えて図３〜図８を参照して、この制御部６による充電の制御動作について詳細に説明する。

ここで、図４は、本実施の形態に係る予備充電動作について説明するための回路図である。また、図５は、この予備充電動作の一例をタイミング波形図で表したものであり、（Ａ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｃ）はトランス２の巻線２２の両端間に生じる電圧Ｖ２２を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ８を、（Ｅ）はスイッチング制御信号Ｓ６，Ｓ７を、（Ｆ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を表している。また、図６は、本実施の形態に係る本来の充電動作について説明するための回路図である。また、図７および図８は、この本来の充電動作の一例をタイミング波形図で表したものである。具体的には、図７は、交流入力電圧Ｖacinに基づいてコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を生成するまでの動作波形を表しており、（Ａ）は交流入力電圧Ｖacinを、（Ｂ）はＰＦＣ回路４３への入力電圧（ダイオード４４Ｄ１〜４４Ｄ４によるブリッジ回路からの出力電圧）Ｖ４３を、（Ｃ）はスイッチング制御信号Ｓ９を、（Ｄ）はインダクタＬ４３を流れる電流Ｉ４３Ｌを、（Ｅ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、それぞれ表している。また、図８は、電圧Ｖ３に基づいてコンデンサＣ１に充電（主バッテリ１０を充電）するまでの動作波形を表しており、（Ａ）はスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ８を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ６，Ｓ７を、（Ｃ）はトランス２の巻線２１の両端間に生じる電圧Ｖ２１を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｅ）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｆ）はコンデンサＣ１の両端間の電圧Ｖ１を、それぞれ表している。なお、電圧Ｖ１，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ３，Ｖ４３，Ｖacinおよび電流Ｉ４３Ｌについては、図１に示した矢印の方向が正方向を表している。

まず、制御部６は、例えば図１に示したように、リレー４５１，４５２がオフ状態となるように、スイッチング制御信号Ｓ１４，Ｓ１５によってリレー部４５を制御する（図３のステップＳ１０１）。

次に、制御部６は、入力端子Ｔ５，Ｔ６間に交流入力電圧Ｖacinが入力されているか否か、すなわち商用電源４０が入力端子Ｔ５，Ｔ６に接続されているか否かを、電圧検出部４６による検出電圧に基づいて判断する（ステップＳ１０２）。具体的には、この検出電圧に基づいて商用電源４０が入力端子Ｔ５，Ｔ６に接続されていると判断した場合（ステップＳ１０２：Ｙ）には、次のステップＳ１０４へと進む。一方、商用電源４０が入力端子Ｔ５，Ｔ６に接続されていないと判断した場合（ステップＳ１０２：Ｎ）には、これ以降の予備充電および本来の充電を行わないと判断し、ＡＣ未接続フラグを発生させ（ステップＳ１０３）、全体の処理が終了となる。

次に、制御部６は、コンデンサＣ３における充電量を考慮して、後述するステップＳ１０７における予備充電を行うか否かを判断する。具体的には、電圧検出部４２により検出された直流電圧Ｖ３が、所定の閾値電圧Ｖth3（第１の閾値の一具体例）以上の値であるか否かを判断する（ステップＳ１０４）。そして直流電圧Ｖ３が閾値電圧Ｖth3以上であると判断した場合（ステップＳ１０４：Ｙ）には、過大な突入電流が流れるおそれはないために予備充電を行う必要がないと判断し、後述するステップＳ１０９へと進む。一方、直流電圧Ｖ３が閾値電圧Ｖth3未満であると判断した場合（ステップＳ１０４：Ｎ）には、過大な投入電流が流れるおそれがあるために予備充電を行う必要があると判断し、次のステップＳ１０５へと進む。

次に、制御部６は、主バッテリ１０おける充電量を考慮して、次のステップＳ１０７における予備充電を行うか否かを判断する。具体的には、電圧検出部１３により検出された直流電圧Ｖ１が、所定の閾値電圧Ｖth1（第２の閾値の一具体例）以上の値であるか否かを判断する（ステップＳ１０５）。そして直流電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖth1未満であると判断した場合（ステップＳ１０５：Ｎ）には、そのまま予備充電を行うと主バッテリ１０が過放電状態となってしまうおそれがあるために予備充電を行わないと判断し、主バッテリ過放電フラグを発生させ（ステップＳ１０６）、全体の処理が終了となる。一方、直流電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖth1以上であると判断した場合（ステップＳ１０５：Ｙ）には、主バッテリ１０が過放電状態となってしまうおそれはないために予備充電を行うと判断し、次のステップＳ１０７へと進む。

次に、制御部６は、主バッテリ１０からコンデンサＣ３に対して所定の予備充電が行われるよう、スイッチング回路１１，４１の動作を制御する（ステップＳ１０７）。具体的には、例えば図４に示したエネルギー伝送経路７１および図５に示したようにして、予備充電がなされる。

まず、主バッテリ１０から入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して直流入力電圧Ｖdcinが入力すると、図５中のタイミングｔ１〜ｔ８で示したように、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４（図５（Ａ），（Ｂ））に基づきスイッチング回路１１において交流のパルス電圧が生成され、トランス２の巻線２１に供給される。このとき、トランス２の巻線２２からは、変圧された交流のパルス電圧Ｖ２２が取り出される（図５（Ｃ））。なお、この場合の変圧の度合いは、巻線２１と巻線２２との巻数比によって定まる。

次に、変圧された交流のパルス電圧は、整流回路として機能するスイッチング回路４１内のダイオードＤ５〜Ｄ８によって整流される。これにより、高圧ラインＬＨ４と低圧ラインＬＬ４との間（コンデンサＣ３の両端間）に、例えば図５（Ｆ）に示したような整流出力（直流電圧Ｖ３）が発生する。なお、スイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８（図５（Ｄ），（Ｅ））に基づいてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がＰＷＭ動作を行い、スイッチング回路４１において同期整流動作がなされているのは、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８でのスイッチング損失を低減するためである。

このようにして、主バッテリ１０から直流入力電圧Ｖdcinが供給されることにより、この直流入力電圧Ｖdcinに基づいて、スイッチング回路１１、ＳＷ駆動回路１２、トランス２の巻線２１，２２Ａ，２２Ｂ、スイッチング回路４１およびコンデンサＣ３からなるＤＣ／ＤＣコンバータによって直流電圧Ｖ３が生成され、コンデンサＣ３に対する予備充電がなされる。

図３に戻り、次に制御部６は、コンデンサＣ３における充電量を考慮して、ステップＳ１０７における予備充電を継続させるか否かを逐次判断する。具体的には、電圧検出部４２により検出された直流電圧Ｖ３が、前述の閾値電圧Ｖth3以上の値であるか否かを再度判断する（ステップＳ１０８）。そして直流電圧Ｖ３が閾値電圧Ｖth3以上であると判断した場合（ステップＳ１０８：Ｙ）には、過大な突入電流が流れるおそれはないために予備充電を継続させる必要がないと判断し、後述するステップＳ１０９へと進む。一方、直流電圧Ｖ３が閾値電圧Ｖth3未満であると判断した場合（ステップＳ１０８：Ｎ）には、まだ過大な投入電流が流れるおそれがあるために予備充電を継続させる必要があると判断し、再度ステップＳ１０７へと進む。

次に、制御部６は、例えば図６に示したように、リレー４５１，４５２がオン状態となるように、スイッチング制御信号Ｓ１４，Ｓ１５によってリレー部４５を制御する（ステップＳ１０９）。これにより、商用電源４０が、リレー部４５を介して整流回路４４およびＰＦＣ回路４３等へと接続される。

次に、制御部６は、商用電源４０からコンデンサＣ３への充電動作がなされる（ステップＳ１１０）と共に、このコンデンサＣ３へ蓄積されたエネルギーによる主バッテリ１０への本来の充電動作がなされる（ステップＳ１１１）よう、ＰＦＣ回路４３およびスイッチング回路１１，４１の動作を制御する。具体的には、例えば図６に示したエネルギー伝送経路７２および図７，図８に示したようにして、本来の充電がなされる。

まず、商用電源４０から入力端子Ｔ５，Ｔ６を介し、図７（Ａ）で示したような交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）が入力すると、この交流入力電圧Ｖacinがダイオード４４Ｄ１〜４４Ｄ４からなるブリッジ回路によって整流され、図７（Ｂ）に示したような電圧Ｖ４３が生成され、ＰＦＣ回路４３へ入力する。このとき、スイッチング素子Ｑ９は、図７（Ｃ）に示したようにオン・オフ動作を繰り返して（例えば、タイミングｔ１１からｔ１２，ｔ１３〜ｔ１４ではオン状態、タイミングｔ１２からｔ１３ではオフ状態）おり、これによりインダクタ４３Ｌに流れる電流Ｉ４３Ｌは、図７（Ｄ）に示したように三角波となり、かつその頂点の電圧の軌跡が符号Ｇ１で示したように、タイミングｔ１１〜ｔ１６，ｔ１６〜ｔ１８，…をそれぞれ１周期とする半波の正弦波を示すようになる。なお、図７（Ｄ）に示した電流Ｉ４３Ｌ（ave）は、電流Ｉ４３Ｌの平均電流を表している。このようにしてＰＦＣ回路４３の作用により、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３は、図７（Ｆ）に示したように、値が一定の直流電圧となる。

次に、コンデンサＣ３の両端間に蓄積された電圧Ｖ３に基づいて、主バッテリ１０に対する本来の充電がなされる。具体的には、スイッチング回路４１がインバータ回路として機能し、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が、図８（Ａ），（Ｂ）のタイミングｔ２１〜ｔ２８等に示したようにオン・オフ動作することにより、トランス２の巻線２２に交流のパルス電圧が生じる。そして巻線２２と巻線２１との巻数比に応じて、巻線２１の両端間に図８（Ｃ）に示したような変圧された交流のパルス電圧Ｖ２１が生じる。次に、スイッチング回路１１が整流回路として機能し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が図８（Ｄ），（Ｅ）に示したようにオン・オフ動作することにより、交流のパルス電圧Ｖ２１が整流され、コンデンサＣ１の両端間に、図８（Ｆ）に示したような一定の直流電圧Ｖ１が印加される。これにより、この直流電圧Ｖ１に基づいて主バッテリ１０への本来の充電がなされる。

このようにして、商用電源４０から入力された交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）に基づいて主バッテリ１０が充電され、制御部６による充電の制御動作が終了となる。

以上のように本実施の形態では、入力端子Ｔ５，Ｔ６から入力される交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０を充電する際に、この交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０に対する本来の充電を行う前に、コンデンサＣ３における充電量に応じて主バッテリ１０からコンデンサＣ３に対して所定の予備充電を行うように、スイッチング回路１１，４１等の動作を制御するようにしたので、従来のように突入電流抑制用の専用部品を別途設けることなく、主バッテリ１０に対する本来の充電の際に、交流入力電圧Ｖacinに起因してコンデンサＣ３へ流れる突入電流の発生を抑えることができる。よって、比較的簡易な構成で装置の信頼性を向上させることが可能となる。

また、コンデンサＣ３における充電量（直流電圧Ｖ３）を検出する電圧検出部４２を設けると共に、この電圧検出部４２によって検出されたコンデンサＣ３における充電量に応じて、予備充電および本来の充電を行うようにしたので、コンデンサＣ３における充電量を考慮した予備充電が可能となり、効率的な充電動作を行うことが可能となる。

具体的には、コンデンサＣ３における充電量（直流電圧Ｖ３）が所定の閾値電圧Ｖth3未満のときには予備充電を行うようにすると共に、コンデンサＣ３における充電量（直流電圧Ｖ３）が閾値電圧Ｖth3以上のときには本来の充電を行うようにしたので、必要なとき（コンデンサＣ３における充電量が少ないとき）にのみ予備充電がなされるようになり、突入電流の発生を抑えつつ効率的な充電動作を行うことが可能となる。

また、主バッテリ１０における充電量（直流電圧Ｖ１）を検出する電圧検出部１３を設けると共に、この電圧検出部１３によって検出された主バッテリ１０における充電量（直流電圧Ｖ１）に応じて予備充電を行うようにしたので、主バッテリ１０における充電量を考慮した予備充電が可能となり、主バッテリ１０における過放電を回避しつつ、突入電流の発生を抑制することが可能となる。

具体的には、主バッテリ１０における充電量（直流電圧Ｖ１）が所定の閾値電圧Ｖth1未満のときには予備充電を行わないようにすると共に、主バッテリ１０における充電量（直流電圧Ｖ１）が閾値電圧Ｖth1以上のときには予備充電を行うようにしたので、予備充電が主バッテリ１０における許容量以上になされることを回避することができ、主バッテリ１０における過放電を回避しつつ、突入電流の発生を抑制することが可能となる。

さらに、入力端子Ｔ５，Ｔ６からの交流入力電圧Ｖacinの供給の有無を検出する電圧検出部４６を設けると共に、この電圧検出部３６による検出結果に基づいて交流入力電圧Ｖacinが供給されていると判断した場合に、予備充電および本来の充電を行うようにしたので、入力端子Ｔ５，Ｔ６に商用電源４０が接続されていない場合等における誤動作（充電動作の失敗）を回避することが可能となる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。

図９は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。本実施の形態のスイッチング電源装置は、第１の実施の形態のスイッチング電源装置において、トランス２の代わりにトランス２において他方側に巻線２３（一対の巻線２３Ａ，２３Ｂからなる）を追加したトランス２Ａを設けると共に、このトランス２Ａと補機バッテリ３０との間に、整流回路３１、平滑回路３２および電圧検出部３３を設けるようにしたものである。

トランス２Ａの巻線２３Ａ，２３Ｂの両端は、それぞれ整流回路３１に接続されている。

整流回路３１は、２つのダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２を有している。ダイオード３１Ｄ１のアノードは巻線２３Ａの一端に接続され、ダイオード３１Ｄ２のアノードは巻線２３Ｂの一端に接続され、ダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２のカソード同士は互いに高圧ラインＬＨ３に共通接続されている。また、巻線２３Ａ，２３Ｂの他端は互いに共通接続され、低圧ラインＬＬ３に接続されている。すなわち、この整流回路３１はカソードコモン型の整流回路である。

平滑回路３２は、インダクタ３２Ｌと、コンデンサ３２Ｃとを有している。インダクタ３２Ｌは高圧ラインＬＨ３上に挿入配置され、一端はダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２のカソードに接続されると共に他端は電圧検出部３３を介して出力端子Ｔ３に接続されている。また、コンデンサ３２Ｃは、高圧ラインＬＨ３（インダクタ３２Ｌの他端部分）と低圧ラインＬＬ３との間に配置され、この低圧ラインＬＬ３の他端は出力端子Ｔ４に接続されている。なお、出力端子Ｔ３，Ｔ４間には図示しない補機（例えば、パワーウィンドウなど）を駆動するための補機バッテリ３０が接続され、直流出力電圧Ｖdcout2（例えば、１４Ｖ程度）が供給されるようになっている。

電圧検出部３３は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に供給される直流出力電圧Ｖdcout2を検出すると共に、検出した直流出力電圧Ｖdcout2に対応する電圧を制御部６へ出力するものである。なお、この電圧検出部３３の具体的な回路構成としては、例えば、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、直流出力電圧Ｖdcout2を検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

ここで、トランス２Ａが、本発明における「トランス」の一具体例に対応する。また、巻線２３（２３Ａ，２３Ｂ）が、本発明における「第３トランスコイル」の一具体例に対応する。また、補機バッテリ３０が、本発明における「第２の直流電源」の一具体例に対応する。また、整流回路３１が、本発明における「第２の整流回路」の一具体例に対応する。

本実施の形態のスイッチング電源装置においても、第１の実施の形態と同様にして、制御部６による充電の制御動作がなされる。すなわち、入力端子Ｔ５，Ｔ６から入力される交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０を充電する際に、この交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０に対する本来の充電が行われる前に、コンデンサＣ３における充電量に応じて主バッテリ１０からコンデンサＣ３に対して所定の予備充電がなされるよう、スイッチング回路１１，４１、ＰＦＣ回路４３およびリレー部４５の動作が制御される。

具体的には、例えば図１０に示したエネルギー伝送経路７１によって、第１の実施の形態と同様にして予備充電がなされると共に、この際、本実施の形態では、主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinに基づき、図中のエネルギー伝送経路７３によって、補機バッテリ３０が充電される。

以下、このエネルギー伝送経路７３による補機バッテリ３０の充電について説明する。まず、主バッテリ１０から入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して直流入力電圧Ｖdcinが入力すると、スイッチング回路１１がＤＣ／ＡＣインバータ回路として機能し、直流入力電圧Ｖdcinをスイッチングすることにより交流のパルス電圧が生成され、トランス２Ａの巻線２１に供給される。そしてトランス２Ａの巻線２３Ａ，２３Ｂからは、変圧（ここでは、降圧）された交流のパルス電圧が取り出される。なお、この場合の変圧の度合いは、巻線２１と巻線２３Ａ，２３Ｂとの巻数比によって定まる。

次に、変圧された交流のパルス電圧は、整流回路３１内のダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２によって整流される。これにより、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に、整流出力が発生する。

次に、平滑回路３２では、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に生じた整流出力が平滑化され、これにより出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖdcout2が出力される。そしてこの直流出力電圧Ｖdcout2が補機バッテリ３０に供給されると共に、図示しない補機が駆動される。この際、この直流出力電圧Ｖdcout2は電圧検出部３３によって検出され、検出された直流出力電圧Ｖdcout2に基づいて制御部６およびＳＷ駆動回路１２からスイッチング回路１１へスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４が出力されることにより、スイッチング回路１１がＤＣ／ＡＣ変換動作を行うと共に直流出力電圧Ｖdcoutが一定となるように、スイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御される。

このようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するスイッチング回路１１、トランス２の巻線２１，２３Ａ，２３Ｂ、整流回路３１および平滑回路３２によって、主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinが直流出力電圧Ｖdcout2に直流電圧変換され、出力端子Ｔ３、Ｔ４から出力される。これにより、補機バッテリ３０が定電圧充電されると共に、図示しない補機が駆動される。

また、本実施の形態では、例えば図１１に示したエネルギー伝送経路７２によって、第１の実施の形態と同様にして本来の充電がなされると共に、この際、商用電源４０から供給される交流入力電圧Ｖacinに基づき、図中のエネルギー伝送経路７４によって、補機バッテリ３０が充電される。

以下、このエネルギー伝送経路７４による補機バッテリ３０の充電について説明する。まず、第１の実施の形態で説明したように、本来の充電の際にトランス２Ａの巻線２２に交流のパルス電圧が生じると、トランス２Ａの巻線２３Ａ，２３Ｂにも、巻線２２と巻線２３Ａ，２３Ｂとの巻数比によって定まる変圧された交流のパルス電圧が取り出される。したがって、この変圧された交流のパルス電圧が整流回路３１で整流され、平滑回路３２で平滑化されることにより、補機バッテリ３０にも一定の電圧（直流出力電圧Ｖdcout2）による充電がなされる。なお、この直流出力電圧Ｖdcout2は電圧検出部３３によって検出され、検出された直流出力電圧Ｖdcout2に基づいて、制御部６およびＳＷ駆動回路１２からスイッチング回路４１へスイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８が出力されることにより、スイッチング回路４１がＤＣ／ＡＣ変換動作を行うと共に直流出力電圧Ｖdcout1，Ｖdcout2がそれぞれ一定となるように、スイッチング回路４１内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がＰＷＭ制御される。

以上のように本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様の作用により同様の効果を得ることが可能となる。すなわち、従来のように突入電流抑制用の専用部品を別途設けることなく、主バッテリ１０に対する本来の充電の際に、交流入力電圧Ｖacinに起因してコンデンサＣ３へ流れる突入電流の発生を抑えることができる。よって、比較的簡易な構成で装置の信頼性を向上させることが可能となる。

また、トランス２Ａが、巻線２１，２２と互いに磁気的に結合された巻線２３Ａ，２３Ｂを有すると共に、この巻線２３Ａ，２３Ｂと補機バッテリ３０との間に整流回路３１をさらに設けるようにしたので、主バッテリ１０からの直流入力電圧Ｖdcinに基づいて、コンデンサＣ３への予備充電動作に加えて補機バッテリ３０への充電動作を行うことが可能となると共に、入力端子Ｔ５，Ｔ６からの交流入力電圧Ｖacinに基づく直流出力電圧Ｖdcout1,Ｖdcout2により、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方に対して充電動作を行うことが可能となる。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。

図１２は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。本実施の形態のスイッチング電源装置は、第１の実施の形態のスイッチング電源装置において、整流回路４４、ＰＦＣ回路４３およびＳＷ駆動回路４９２の代わりにスイッチング回路４８１、平滑回路４８２およびＳＷ駆動回路４９３をそれぞれ設けると共に、入力端子Ｔ５，Ｔ６と並列に（具体的には、図中の接続点Ｐ１，Ｐ２に接続されている）、交流出力電圧Ｖacoutを出力するための出力端子Ｔ７，Ｔ８を設けるようにしたものである。

スイッチング回路４８１は、４つのスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３と、４つのダイオードＤ１０〜Ｄ１３とを有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１０の一端は高圧ラインＬＨ４に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１１の一端および後述する平滑回路４８２内のインダクタ４８２Ｌ１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１２の一端は高圧ラインＬＨ４に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１３の一端および後述する平滑回路４８２内のインダクタ４８２Ｌ２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１の他端およびスイッチング素子Ｑ１３の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ４に接続されている。また、ダイオードＤ１０〜Ｄ１３はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３の両端間において逆方向に並列接続されている（高圧ラインＬＨ４側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ４側に各ダイオードのアノードが接続されている）。すなわち、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、これによりスイッチング回路４８１も双方向スイッチング回路として機能するようになっている。具体的には、詳細は後述するが、このスイッチング回路４８１は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路または交流／直流変換（交流から直流への変換）を行うＡＣ／ＤＣコンバータ回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３も、例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成されるが、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ１０〜Ｄ１３の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。

なお、このスイッチング回路４８１は、ＡＣ／ＤＣインバータ回路として機能しているときに、力率改善動作を行うＰＦＣ（Power Factor Correction；力率改善）回路としても機能するようになっている。これにより、ＰＦＣ回路としてのスイッチング回路４８１への入力電圧を昇圧すると共に安定化させ、力率を改善できるようになっている。

ＳＷ駆動回路４９３は、制御部６による制御によってスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３を生成し、これによりスイッチング回路４８１内のスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。具体的には、詳細は後述するが、スイッチング回路４８１が前述のＤＣ／ＡＣ変換動作、ＡＣ／ＤＣ変換動作およびＰＦＣ動作を行うように制御するようになっている。

平滑回路４８２は、２つのインダクタ４８２Ｌ１，４８２Ｌ２と、コンデンサ４８２Ｃとを有している。インダクタ４８２Ｌ１は接続ラインＬ４１上に挿入配置され、一端はスイッチング素子Ｑ１０の他端およびスイッチング素子Ｑ１１の一端に接続されると共に、他端はリレー部４５および電圧検出部４６を介して入力端子Ｔ５に接続されている。インダクタ４８２Ｌ２は接続ラインＬ４２上に挿入配置され、一端はスイッチング素子Ｑ１２の他端およびスイッチング素子Ｑ１３の一端に接続されると共に、他端はリレー部４５および電圧検出部４６を介して入力端子Ｔ６に接続されている。また、コンデンサ４８２Ｃは、接続ラインＬ４１（インダクタ４８２Ｌ１の他端部分）と接続ラインＬ４２（インダクタ４８２Ｌ２の他端部分）との間に配置されている。

ここで、スイッチング回路４８１が本発明における「第３のスイッチング回路」の一具体例に対応し、制御部６およびＳＷ駆動回路１２，４９１，４９３が本発明における「制御部」の一具体例に対応する。また、入力端子Ｔ５，Ｔ６および出力端子Ｔ７，Ｔ８が、本発明における「交流電圧入出力端子」の一具体例に対応する。

本実施の形態のスイッチング電源装置においても、第１および第２の実施の形態と同様にして、制御部６による充電の制御動作がなされる。すなわち、入力端子Ｔ５，Ｔ６から入力される交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０を充電する際に、この交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０に対する本来の充電が行われる前に、コンデンサＣ３における充電量に応じて主バッテリ１０からコンデンサＣ３に対して所定の予備充電がなされるよう、スイッチング回路１１，４１，４８１およびリレー部４５の動作が制御される。

具体的には、例えば図１３に示したエネルギー伝送経路７１によって、図１４および図１５に示したようにして、第１の実施の形態と同様にして予備充電がなされると共に、この際、本実施の形態では、主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinに基づき、図中のエネルギー伝送経路７５によって、交流出力電圧Ｖacoutが生成される。なお、図１４は、コンデンサＣ３の両端間の直流電圧Ｖ３に基づいて、交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する動作の一例をタイミング波形図で表したものであり、（Ａ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、（Ｂ）〜（Ｅ）はそれぞれスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３を、（Ｆ）は交流出力電圧Ｖacoutを表している。なお、電圧Ｖ３，Ｖacoutについては、図１２に示した矢印の方向が正方向を表している。

以下、この直流電圧Ｖ３に基づく交流出力電圧Ｖacoutの生成動作について説明する。まず、スイッチング回路４８１がＤＣ／ＡＣインバータとして機能し、ＳＷ駆動回路４９３からのスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３（図１４（Ｂ）〜（Ｅ）参照）に従って、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３が電圧Ｖ３をスイッチングする。

具体的には、例えばまずタイミングｔ３１〜ｔ３２の期間（正の半波期間Δ７５Ａ）では、スイッチング制御信号Ｓ１３が常時「Ｈ」となって（図１４（Ｅ））スイッチング素子Ｑ１３が常時オン状態となる共に、スイッチング制御信号Ｓ１２が常時「Ｌ」となって（図１４（Ｄ））スイッチング素子Ｑ１２が常時オフ状態となる。すると、この期間におけるスイッチング回路４８１および平滑回路４８２の部分の等価回路は、図１５（Ａ）に示したようになる。ここで、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ１０が、図１４（Ｂ）に示したように、タイミングｔ３１〜ｔ３２の前半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていくと共に、タイミングｔ３１〜ｔ３２の後半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていく。また、図１４（Ｃ）に示したように、スイッチング制御信号Ｓ１１は常時「Ｌ」となる。すなわち、この期間では、スイッチング素子Ｑ１１が常時オフ状態となってダイオードＤ１１が導通すると共に、スイッチング素子Ｑ１０がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。したがって、この正の半波期間Δ７５Ａでは、図１５（Ａ）に示したエネルギー経路７５Ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３による上記スイッチング動作および平滑回路４８２による平滑化処理により、出力端子Ｔ７，Ｔ８から出力される交流出力電圧Ｖacoutは、図１４（Ｆ）に示したように、上に凸の正弦波形となる。なお、この正の半波期間Δ７５Ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１１が常時オン状態となって同期整流動作を行うようにしてもよい。そのようにした場合、スイッチング素子Ｑ１１でのスイッチング損失が低減するので好ましい。

次に、タイミングｔ３２〜ｔ３３の期間は、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３がいずれもオフ状態となる（図１４（Ｂ）〜（Ｅ））デッドタイムＴｄである。

次に、タイミングｔ３３〜ｔ３４の期間（負の半波期間Δ７５Ｂ）では、スイッチング制御信号Ｓ１１が常時「Ｈ」となって（図１４（Ｃ））スイッチング素子Ｑ１１が常時オン状態となる共に、スイッチング制御信号Ｓ１０が常時「Ｌ」となって（図１４（Ｂ））スイッチング素子Ｑ１０が常時オフ状態となる。すると、この期間におけるスイッチング回路４８１および平滑回路４８２の部分の等価回路は、図１５（Ｂ）に示したように、平滑回路４８２の部分において図１５（Ａ）に示したものと上下逆の構成となる。ここで、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ１２が、図１４（Ｄ）に示したように、タイミングｔ３３〜ｔ３４の前半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていくと共に、タイミングｔ３３〜ｔ３４の後半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていく。また、図１４（Ｅ）に示したように、スイッチング制御信号Ｓ１３は常時「Ｌ」となる。すなわち、この期間では、スイッチング素子Ｑ１３が常時オフ状態となってダイオードＤ１３が導通すると共に、スイッチング素子Ｑ１２がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。したがって、この負の半波期間Δ７５Ｂでは、図１５（Ｂ）に示したエネルギー経路７５Ｂにおいて、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３による上記スイッチング動作および平滑回路４８２による平滑化処理により、出力端子Ｔ７，Ｔ８から出力される交流出力電圧Ｖacoutは、図１４（Ｆ）に示したように、下に凸の正弦波形となる。なお、この負の半波期間Δ７５Ｂにおいても、スイッチング素子Ｑ１３が常時オン状態となって同期整流動作を行うようにしてもよい。そのようにした場合、スイッチング素子Ｑ１３でのスイッチング損失が低減するので好ましい。

次に、この後のタイミングｔ３４〜ｔ３５の期間は、やはりスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３がいずれもオフ状態となる（図１４（Ｂ）〜（Ｅ））デッドタイムＴｄである。また、タイミングｔ３５の動作状態はタイミングｔ３１の動作状態と等価であり、その後はタイミングｔ３１〜ｔ３５の動作を繰り返すこととなる。なお、出力端子Ｔ７，Ｔ８から出力される交流出力電圧Ｖacoutは、電圧検出部４６によって検出され、検出された交流出力電圧Ｖacoutに基づいてＳＷ駆動回路４９３からスイッチング回路４８１へスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３が出力されることにより、スイッチング回路４８１がＤＣ／ＡＣ変換動作を行うと共に交流出力電圧Ｖacoutが安定化するように、スイッチング回路４８１内のスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３のパルス幅が制御される。また、出力端子Ｔ７，Ｔ８間に交流出力電圧Ｖacoutが供給されると、いわゆる商用電圧として、電気機器の電源電圧として機能するようになる。

また、本実施の形態では、例えば図１６に示したエネルギー伝送経路７６によって、例えば図１７〜図１９に示したようにして、本来の充電がなされる。なお、図１７および図１９は、この場合の動作波形をタイミング波形図で表したものである。具体的には、図１７は、交流入力電圧Ｖacinに基づいてコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を生成するまでの動作波形を表しており、（Ａ）は交流入力電圧Ｖacinを、（Ｂ）〜（Ｅ）はそれぞれスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３を、（Ｆ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、それぞれ表している。また、図１９は、電圧Ｖ３に基づいてコンデンサＣ１に充電（主バッテリ１０を充電）するまでの動作波形を表しており、（Ａ）はスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ８を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ６，Ｓ７を、（Ｃ）はトランス２の巻線２１の両端間に生じる電圧Ｖ２１を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｅ）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｆ）はコンデンサＣ１の両端間の電圧Ｖ１を、それぞれ表している。なお、交流入力電圧Ｖacin、電圧Ｖ３，Ｖ２１，Ｖ１については、図１２に示した矢印の方向が正方向を表している。

まず、商用電源４０から入力端子Ｔ５，Ｔ６を介し、図１７（Ａ）で示したような交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）が入力すると、平滑回路４８２においてノイズ成分が除去される平滑化処理がなされたのち、スイッチング回路４８１へ入力する。すると、スイッチング回路４８１が、インダクタ４８２Ｌ１，４８２Ｌ２のインダクタ成分を用いて昇圧型のＡＣ／ＤＣコンバータとして機能し、ＳＷ駆動回路４９３からのスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３（図１７（Ｂ）〜（Ｅ））に従って、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３が交流入力電圧Ｖacinをスイッチングする。なお、ＳＷ駆動回路４９１は、スイッチング回路４８１からの出力電圧に基づき制御される。

具体的には、例えばまずタイミングｔ４１〜ｔ４２の期間（交流入力電圧Ｖacinが上に凸の正弦波形を示す正の半波期間Δ７６Ａ）では、スイッチング制御信号Ｓ１３が常時「Ｈ」となって（図１７（Ｅ））スイッチング素子Ｑ１３が常時オン状態となる共に、スイッチング制御信号Ｓ１２が常時「Ｌ」となって（図１７（Ｄ））スイッチング素子Ｑ１２が常時オフ状態となる。すると、この期間におけるスイッチング回路４８１および平滑回路４８２の部分の等価回路は、図１８（Ａ）に示したようになる。ここで、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ１１が、図１７（Ｃ）に示したように、タイミングｔ４１〜ｔ４２の前半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていくと共に、タイミングｔ４１〜ｔ４２の後半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていく。また、図１７（Ｂ）に示したように、スイッチング制御信号Ｓ１０は常時「Ｌ」となる。すなわち、この期間では、スイッチング素子Ｑ１０が常時オフ状態となってダイオードＤ１２が導通すると共に、スイッチング素子Ｑ１１がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。したがって、この正の半波期間Δ７６Ａでは、平滑回路４８２による平滑化処理（図１８（Ａ）に示したエネルギー経路７６Ａ）において、平滑回路４８２による平滑化処理およびスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３による上記スイッチング動作により、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３は、図１７（Ｆ）に示したように、値が一定の直流電圧となる。なお、この正の半波期間Δ７６Ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１０がスイッチング素子Ｑ１１と逆位相状態となって同期整流動作を行うようにしてもよい。そのようにした場合、ダイオードＤ１０でのスイッチング損失および導通損が低減するので好ましい。

次に、タイミングｔ４２〜ｔ４３の期間（交流入力電圧Ｖacinが下に凸の正弦波形を示す負の半波期間Δ７６Ｂ）では、スイッチング制御信号Ｓ１１が常時「Ｈ」となって（図１７（Ｃ））スイッチング素子Ｑ１１が常時オン状態となる共に、スイッチング制御信号Ｓ１０が常時「Ｌ」となって（図１７（Ｂ））スイッチング素子Ｑ１０が常時オフ状態となる。すると、この期間におけるスイッチング回路４８１および平滑回路４８２の部分の等価回路は、図１８（Ｂ）に示したように、平滑回路４８２の部分において図１８（Ａ）に示したものと上下逆の構成となる。ここで、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ１１が、図１７（Ｅ）に示したように、タイミングｔ４２〜ｔ４３の前半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていくと共に、タイミングｔ４２〜ｔ４３の後半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていく。また、図１７（Ｄ）に示したように、スイッチング制御信号Ｓ１２は常時「Ｌ」となる。すなわち、この期間では、スイッチング素子Ｑ１２が常時オフ状態となってダイオードＤ１２が導通すると共に、スイッチング素子Ｑ１３がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。したがって、この負の半波期間Δ７６Ｂでは、図１８（Ｂ）に示したエネルギー経路７６Ｂにおいて、平滑回路４８２による平滑化処理およびスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３による上記スイッチング動作により、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３は、図１７（Ｆ）に示したように、値が一定の直流電圧となる。なお、この負の半波期間Δ７６Ｂにおいても、スイッチング素子Ｑ１２がスイッチング素子Ｑ１３と逆位相状態となって同期整流動作を行うようにしてもよい。そのようにした場合、ダイオードＤ１２でのスイッチング損失および導通損が低減するので好ましい。

なお、このときスイッチング回路４８１および平滑回路４８２では、上記したようなＡＣ／ＤＣ変換動作を行うためのコンデンサインプット型の整流器と比べ、力率が改善されるようになっている。これにより、ピーク電流が少なくなり、同容量の平滑コンデンサと比べてリップル電圧が小さくなるようになっている。

次に、コンデンサＣ３の両端間に蓄積された電圧Ｖ３に基づいて、エネルギー伝送経路７６により、主バッテリ１０に対する本来の充電がなされる。

具体的には、スイッチング回路４１がＤＣ／ＡＣインバータ回路として機能し、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が、図１９（Ａ），（Ｂ）のタイミングｔ５１〜ｔ５８等に示したようにオン・オフ動作することにより、トランス２の巻線２２に交流のパルス電圧が生じる。そして巻線２２と巻線２１との巻数比に応じて、巻線２１の両端間に、図１９（Ｃ）に示したような変圧された交流のパルス電圧Ｖ２１が生じる。次に、スイッチング回路１１が整流回路として機能し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が図１９（Ｄ），（Ｅ）に示したようにオン・オフ動作することにより、交流のパルス電圧Ｖ２１が整流され、コンデンサＣ１の両端間には図１９（Ｆ）に示したような一定の直流電圧Ｖ１が印加される。このようにして、電圧Ｖ１に基づく直流出力電圧Ｖdcout1により、主バッテリ１０への本来の充電がなされる。なお、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＰＷＭ動作を行い、このＰＷＭの動作はスイッチング回路４１のＰＷＭの動作と同期している。

以上のように本実施の形態においても、第１および第２の実施の形態と同様の作用により同様の効果を得ることが可能となる。すなわち、従来のように突入電流抑制用の専用部品を別途設けることなく、主バッテリ１０に対する本来の充電の際に、交流入力電圧Ｖacinに起因してコンデンサＣ３へ流れる突入電流の発生を抑えることができる。よって、比較的簡易な構成で装置の信頼性を向上させることが可能となる。

また、第１の実施の形態における整流回路４４、ＰＦＣ回路４３およびＳＷ駆動回路４９２の代わりにスイッチング回路４８１、平滑回路４８２およびＳＷ駆動回路４９３をそれぞれ設けると共に、入力端子Ｔ５，Ｔ６と並列に出力端子Ｔ７，Ｔ８を設けるようにしたので、予備充電を行いつつ、出力端子Ｔ７，Ｔ８から交流出力電圧Ｖacoutを出力することが可能となる。

さらに、スイッチング回路４８１が力率改善動作をも行うようにしたので、交流入力電圧Ｖacinを電圧変換する際の力率を改善し、高調波成分を軽減することが可能となる。

なお、本実施の形態においても第２の実施の形態と同様に、例えば図２０に示したように、トランス２の代わりにトランス２Ａを設けると共に、このトランス２Ａと補機バッテリ３０との間に、整流回路３１、平滑回路３２および電圧検出部３３を設けるようにしてもよい。このように構成した場合、例えば図２１に示したように、エネルギー伝送経路７１によって予備充電を行いつつ、エネルギー伝送経路７３によって補機バッテリ３０を充電すると共に、エネルギー伝送経路７５によって交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力することが可能となる。また、例えば図２２に示したように、エネルギー伝送経路７６によって主バッテリ１０への本来の充電を行いつつ、エネルギー伝送経路７７によって補機バッテリ３０を充電することも可能となる。

［変形例１，２］
次に、上記第１〜第３の実施の形態に共通する本発明の変形例について説明する。具体的には、制御部６による充電の制御動作の変形例についていくつか説明する。

図２３は、本発明の変形例１に係る制御部６による充電の制御動作を流れ図で表したものであり、図３に示したものの変形例に対応している。この変形例１に係る充電の制御動作では、制御部６が、電圧検出部４６による複数回の検出結果（商用電源４０が入力端子Ｔ５，Ｔ６に接続されているか否かの検出結果）を考慮して、予備充電および本来の充電を行うか否かを判断するようになっている。

具体的には、ステップＳ２０２において、変数ｋ＝０に初期設定したのち、制御部６は、電圧検出部４６による検出電圧に基づき、交流入力電圧Ｖacinが入力されているか否か（商用電源４０が入力端子Ｔ５，Ｔ６に接続されているか否か）を判断する（ステップＳ２０３）。そして交流入力電圧Ｖacinが入力されていると判断された場合（ステップＳ２０３：Ｙ）には、次に変数ｋ＝ｋ＋１にインクリメントし（ステップＳ２０５）、この変数ｋが所定回数Ｎに達したか否かを判断する（ステップＳ２０６）。そしてｋ＝Ｎになったときには（ステップＳ２０６：Ｙ）、以降の予備充電動作および本来の充電動作へと進む一方、ｋ＜Ｎであるときには（ステップＳ２０６：Ｎ）、再びステップＳ２０３へと戻り、交流入力電圧Ｖacinが入力されているか否かを判断することになる。

なお、図２３におけるステップＳ２０１〜Ｓ２１４のうちの他のステップについては、第１の実施の形態における図３のものと同様であるため、説明を省略する。

このようにして本変形例では、電圧検出部４６による複数回の検出結果（商用電源４０が入力端子Ｔ５，Ｔ６に接続されているか否かの検出結果）を考慮して、予備充電および本来の充電を行うか否かを判断するようにしたので、より確実に、誤動作（充電動作の失敗）を回避することが可能となる。

次に、図２４は、本発明の変形例２に係る制御部６による充電の制御動作を流れ図で表したものであり、図３に示したものの変形例に対応している。この変形例２に係る充電の制御動作では、第１の実施の形態で説明した閾値電圧Ｖth3（コンデンサＣ３の充電量に対応する第１の閾値）が、主バッテリ１０における充電量に応じて変化するように設定されている。

具体的には、まず、ステップＳ３０５において、主バッテリ１０における充電量（直流電圧Ｖ１）と、２つの閾値電圧Ｖth11，Ｖth12（Ｖth11＜Ｖth12）との大小が比較される。より具体的には、まず、直流電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖth11未満であるとき（Ｖ１＜Ｖth11）には、主バッテリ過放電フラグが発生する（ステップＳ３０６）。

また、直流電圧Ｖ１が、閾値電圧Ｖth11以上かつ閾値電圧Ｖth12未満であるとき（Ｖth11≦Ｖ１＜Ｖth12）には、主バッテリ１０からコンデンサＣ３への予備充電がなされる（ステップＳ３０７）と共に、このコンデンサＣ３への充電量（直流電圧Ｖ３）と閾値電圧Ｖth3aとの大小が比較される（ステップＳ３０８）。また、直流電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖth12以上であるとき（Ｖth12≦Ｖ１）には、主バッテリ１０からコンデンサＣ３への予備充電がなされる（ステップＳ３０９）と共に、このコンデンサＣ３への充電量（直流電圧Ｖ３）と閾値電圧Ｖth3bとの大小が比較される（ステップＳ３１０）。

ここで、主バッテリ１０への充電量に応じて、例えば閾値電圧Ｖth3aと閾値電圧Ｖth3bとのように、閾値電圧Ｖth3が変化する（互いに異なる）ようになっている（ここでは、Ｖth3b＞Ｖth3a）。

なお、図２４におけるステップＳ３０１〜Ｓ３１３のうちの他のステップについては、第１の実施の形態における図３のものと同様であるため、説明を省略する。

このようにして本変形例では、閾値電圧Ｖth3（コンデンサＣ３の充電量に対応する第１の閾値）が、主バッテリ１０における充電量に応じて変化するようにしたので、主バッテリ１０における充電量を考慮した予備充電および本来の充電が可能となるため、主バッテリ１０における過放電を回避しつつ、突入電流の発生を抑制することが可能となる。

以上、第１〜第３実施の形態およびそれらの変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態等では、スイッチング回路１１，４１，４８１がいずれもフルブリッジ型のスイッチング回路である場合について説明したが、スイッチング回路の構成はこれには限られず、例えばスイッチング回路１１，４８１をハーフブリッジ型のスイッチング回路によって構成してもよい。

また、上記実施の形態等では、スイッチング回路４１がＰＷＭ動作を行うと共にスイッチング回路１１がスイッチング回路４１と同期整流している場合について説明したが、例えば、交流入力電圧Ｖacinに基づいて直流出力電圧Ｖdcout1を生成・出力して主バッテリ１０へ充電動作を行う際に、スイッチング回路４１内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が可変のパルス幅でスイッチング動作する一方、スイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が固定のパルス幅でスイッチング動作し、主バッテリ１０への充電量を調整できるようにしてもよい。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 交流入力電圧が供給されたときの突入電流について説明するための回路図である。 制御部による充電の制御動作の一例を表す流れ図である。 第１の実施の形態に係る予備充電動作について説明するための回路図である。 図４に示した予備充電動作について説明するためのタイミング波形図である。 第１の実施の形態に係る本来の充電動作について説明するための回路図である。 図６に示した本来の充電動作について説明するためのタイミング波形図である。 図７に続いて本来の充電動作について説明するためのタイミング波形図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第２の実施の形態に係る予備充電動作および補機バッテリの充電動作について説明するための回路図である。 第２の実施の形態に係る本来の充電動作および補機バッテリの充電動作について説明するための回路図である。 第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第３の実施の形態に係る予備充電動作および交流出力電圧の生成動作について説明するための回路図である。 図１３に示した交流出力電圧の生成動作について説明するためタイミング波形図である。 図１３に示した交流出力電圧の生成動作の際のスイッチング回路の動作について説明するための等価回路図である。 第３の実施の形態に係る本来の充電動作について説明するための回路図である。 図１６に示した本来の充電動作について説明するためのタイミング波形図である。 図１７に示した本来の充電動作の際のスイッチング回路の動作について説明するため等価回路図である。 図１７に続いて本来の充電動作について説明するためのタイミング波形図である。 第３の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第３の実施の形態の変形例に係る予備充電動作、補機バッテリの充電動作および交流出力電圧の生成動作について説明するための回路図である。 第３の実施の形態の変形例に係る本来の充電動作および補機バッテリの充電動作について説明するための回路図である。 本発明の変形例に係る制御部による充電の制御動作を表す流れ図である。 本発明の他の変形例に係る制御部による充電の制御動作を表す流れ図である。

符号の説明

１０…主バッテリ、１１，４１，４８１…スイッチング回路、１２，４９１，４９２，４９３…ＳＷ制御回路、１３，３３，４２，４６…電圧検出部、２，２Ａ，５…トランス、２１〜２３，５１，５２…巻線、３０…補機バッテリ、３１，４４…整流回路、３２，４８２…平滑回路、４０…商用電源（交流電源）、４３…ＰＦＣ回路、４５…リレー部、４５１，４５２…リレー、４７…差動アンプ、５３…アイソレーションアンプ、６…制御部、７１〜７７，７５Ａ，７５Ｂ，７６Ａ，７６Ｂ…エネルギー伝送経路、Ｔ１，Ｔ２…入出力端子、Ｔ３，Ｔ４，Ｔ７，Ｔ８…出力端子、Ｔ５，Ｔ６…入力端子、Ｖdcin…直流入力電圧、Ｖdcout1，Ｖdcout2…直流出力電圧、Ｖacin…交流入力電圧、Ｖacout…交流出力電圧、Ｑ１〜Ｑ１３…スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ１５…スイッチング制御信号、Ｃ１，Ｃ３，３２Ｃ，４８２Ｃ…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ１０〜Ｄ１３，３１Ｄ１，３１Ｄ２，４４Ｄ１〜４４Ｄ４…ダイオード、３２Ｌ，４３Ｌ，４８２Ｌ１，４８２Ｌ２…インダクタ、ＬＨ１，ＬＨ３，ＬＨ４…高圧ライン、ＬＬ１，ＬＬ３，ＬＬ４…低圧ライン、Ｌ４１，Ｌ４２…接続ライン、Ｖ１，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ３，Ｖ４３…電圧、Ｖth11，Ｖth12，Ｖth3，Ｖth3a，Ｖth3b…閾値電圧、Ｉ４３Ｌ…電流、Ｔｄ…デッドタイム、ｔ１〜ｔ８，ｔ１１〜ｔ１８，ｔ２１〜ｔ２８，ｔ３１〜ｔ３５，ｔ４１〜ｔ４３，ｔ５１〜ｔ５８…タイミング、Δ７５Ａ，Δ７６Ａ…正の半波期間、Δ７５Ｂ，Δ７６Ｂ…負の半波期間。

Claims (13)

1. 互いに磁気的に結合された第１トランスコイルおよび第２トランスコイルを含むトランスと、
   前記第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列を少なくとも１つ含んで構成された双方向型の第１のスイッチング回路と、
   前記第２トランスコイルと交流電圧入力端子との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列同士が互いに並列接続されるようにして構成された双方向型の第２のスイッチング回路と、
   前記第２のスイッチング回路と前記交流電圧入力端子との間に配置された第１の整流回路と、
   前記第２のスイッチング回路と前記第１の整流回路との間に配置された平滑コンデンサと、
   前記交流電圧入力端子から入力される交流入力電圧に基づいて前記第１の直流電源を充電する際に、前記交流入力電圧に基づいて前記第１の直流電源に対する本来の充電を行う前に、前記平滑コンデンサにおける充電量に応じて前記第１の直流電源から前記平滑コンデンサに対して所定の予備充電を行うように、前記第１および第２のスイッチング回路の動作を制御する制御部と
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記平滑コンデンサにおける充電量を検出する第１の検出部を備え、
   前記制御部は、前記第１の検出部によって検出された平滑コンデンサにおける充電量に応じて前記予備充電および前記本来の充電を行うように制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御部は、前記平滑コンデンサにおける充電量が所定の第１閾値未満のときには前記予備充電を行うように制御すると共に、前記平滑コンデンサにおける充電量が前記第１閾値以上のときには前記本来の充電を行うように制御する
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１閾値が、前記第１の直流電源における充電量に応じて変化するように設定されている
   ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第１の直流電源における充電量を検出する第２の検出部を備え、
   前記制御部は、前記第２の検出部によって検出された第１の直流電源における充電量に応じて前記予備充電を行うように制御する
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記制御部は、前記第１の直流電源における充電量が所定の第２閾値未満のときには前記予備充電を行わないように制御すると共に、前記第１の直流電源における充電量が前記第２閾値以上のときには前記予備充電を行うように制御する
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記交流電圧入力端子からの前記交流入力電圧の供給の有無を検出する第３の検出部を備え、
   前記制御部は、前記第３の検出部による検出結果に基づいて前記交流入力電圧が供給されていると判断した場合に、前記予備充電および前記本来の充電を行うように制御する
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記制御部は、前記第３の検出部による複数回の検出結果を考慮して、前記予備充電および前記本来の充電を行うか否かを判断する
   ことを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記制御部は、
   前記第１の直流電源から供給される直流入力電圧に基づいて前記予備充電を行う際には、前記第１のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行うと共に前記第２のスイッチング回路が整流動作を行うように制御し、
   前記交流入力電圧に基づいて前記本来の充電を行う際には、前記整流回路が整流動作を行うと共に前記第２のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ前記第１のスイッチング回路が整流動作を行うように制御する
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
10. 前記第１の整流回路が、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列を少なくとも１つ含む双方向型の第３のスイッチング回路により構成され、
    前記交流電圧入力端子が、交流電圧入出力端子として機能している
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記制御部は、
    前記第１の直流電源から供給される直流入力電圧に基づいて、前記予備充電を行いつつ前記交流電圧入出力端子から交流出力電圧を出力する際には、前記第１および第３のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行うと共に前記第２のスイッチング回路が整流動作を行うように制御し、
    前記交流電圧入出力端子から入力される交流入力電圧に基づいて前記本来の充電を行う際には、前記第３のスイッチング回路が交流／直流変換動作を行うと共に前記第２のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ前記第１のスイッチング回路が整流動作を行うように制御する
    ことを特徴とする請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記制御部は、前記交流電圧入出力端子から交流入力電圧を入力する際に、前記第３のスイッチング回路が力率改善動作をも行うように制御する
    ことを特徴とする請求項１０または請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
13. 前記トランスは、前記第１トランスコイルおよび前記第２トランスコイルと互いに磁気的に結合された第３トランスコイルを有し、
    前記第３トランスコイルと第２の直流電源との間に、第２の整流回路をさらに備えた
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。

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