WO2016129592A1 - コンバータ及び制御回路 - Google Patents

コンバータ及び制御回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2016129592A1
WO2016129592A1 PCT/JP2016/053824 JP2016053824W WO2016129592A1 WO 2016129592 A1 WO2016129592 A1 WO 2016129592A1 JP 2016053824 W JP2016053824 W JP 2016053824W WO 2016129592 A1 WO2016129592 A1 WO 2016129592A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
converter
circuit
switching
period
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/053824
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
将義 廣田
泉　達也
圭司 田代
Original Assignee
住友電気工業株式会社
住友電装株式会社
株式会社オートネットワーク技術研究所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 住友電気工業株式会社, 住友電装株式会社, 株式会社オートネットワーク技術研究所 filed Critical 住友電気工業株式会社
Priority to US15/550,704 priority Critical patent/US10250121B2/en
Priority to CN201680010000.7A priority patent/CN107210683B/zh
Priority to DE112016000750.7T priority patent/DE112016000750T5/de
Publication of WO2016129592A1 publication Critical patent/WO2016129592A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2210/00—Converter types
    • B60L2210/30—AC to DC converters
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L53/00—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles
    • B60L53/20—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles characterised by converters located in the vehicle
    • B60L53/22—Constructional details or arrangements of charging converters specially adapted for charging electric vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/80—Technologies aiming to reduce greenhouse gasses emissions common to all road transportation technologies
    • Y02T10/92—Energy efficient charging or discharging systems for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors specially adapted for vehicles
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T90/00—Enabling technologies or technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02T90/10—Technologies relating to charging of electric vehicles
    • Y02T90/12—Electric charging stations
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T90/00—Enabling technologies or technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02T90/10—Technologies relating to charging of electric vehicles
    • Y02T90/14—Plug-in electric vehicles

Definitions

  • the present invention relates to a converter including a front-stage converter and a rear-stage converter connected via a capacitor for reducing ripple current, and a control circuit for controlling the operation of the converter.
  • a plug-in hybrid vehicle (PHEV: Plug) that is equipped with an AC-DC converter that converts AC voltage supplied from a commercial power source for household use into DC voltage, and that charges the battery with the DC voltage converted by the AC-DC converter -Hybrid (Electric Vehicle) and electric vehicle (EV) are popular.
  • Patent Document 1 discloses an AC-DC converter that converts an AC voltage into a DC voltage.
  • the AC-DC converter includes an AC-DC converter with a PFC (Power-Factor-Correction) circuit and an insulated DC-DC converter.
  • a capacitor for reducing the ripple voltage is interposed between the AC-DC converter with a PFC circuit and the DC-DC converter.
  • the DC-DC converter includes an insulating transformer, a full bridge circuit provided in the previous stage of the insulating transformer, and a diode bridge provided in the subsequent stage.
  • the AC-DC converter with a PFC circuit boosts and rectifies an AC voltage of a commercial power supply.
  • the voltage rectified by the AC-DC converter with PFC circuit is converted into a high-frequency AC voltage by the full bridge circuit.
  • the converted AC voltage is converted into a battery voltage DC voltage by an rectifier circuit and a smoothing circuit through an insulating transformer.
  • the current flowing into the capacitor is represented by the difference between the current output from the AC-DC converter with the PFC circuit at the previous stage and the current input to the DC-DC converter at the subsequent stage.
  • the difference between the currents is large, the ripple current also increases, so that a large capacity capacitor is required.
  • An object of the present application is to provide a converter capable of reducing a ripple current by switching control and downsizing a capacitor, and a control circuit capable of controlling the operation of the converter.
  • a converter includes a pre-stage converter having a first switching circuit that intermittently outputs a current, a capacitor that smoothes the current output from the first switching circuit, and a current that is smoothed by the capacitor
  • a second-stage converter having a second switching circuit that is intermittently input, converts a direct current or alternating current input to the previous-stage converter, and outputs the converted direct-current or alternating current from the subsequent-stage converter,
  • the first and second switching circuits are switched so that there is a time difference between the end point of the output period in which current is output from the first switching circuit and the start point of the input period in which current is input to the second switching circuit.
  • a control circuit for controlling is provided.
  • a control circuit includes a pre-stage converter having a first switching circuit that intermittently outputs current, a capacitor that smoothes the current output from the first switching circuit, and the capacitor that is smoothed by the capacitor
  • a second-stage converter having a second switching circuit for intermittently inputting current, converting a direct current or alternating current input to the previous-stage converter, and outputting the converted direct-current or alternating current from the subsequent-stage converter.
  • a control circuit that controls the first switching circuit so that there is a time difference between an end point of an output period in which current is output from the first switching circuit and a start point of an input period in which current is input to the second switching circuit. And switching of the second switching circuit.
  • the present application can be realized not only as a converter and a control circuit having such a characteristic processing unit, but also as a control method using such characteristic processing as a step, or executing such a step on a computer. It can be realized as a program for making it happen. Further, it can be realized as a semiconductor integrated circuit that realizes part or all of the converter and the control circuit, or can be realized as another system including the converter and the control circuit.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of an AC-DC converter according to Embodiment 1 of the present invention. It is a block diagram which shows one structural example of the control circuit which concerns on Embodiment 1 of this invention. It is explanatory drawing which showed the operation example of the AC-DC converter with a PFC circuit. It is explanatory drawing which showed the example of 1 operation
  • 6 is a timing chart showing a current flow when the drive frequencies of the AC-DC converter with a PFC circuit and the full bridge circuit are equal. 6 is a timing chart showing a current flow when the drive frequency of the AC-DC converter with a PFC circuit is half of the drive frequency of the full bridge circuit. 6 is a timing chart showing a current flow when the drive frequency of the AC-DC converter with a PFC circuit is twice the drive frequency of the full bridge circuit. It is a circuit diagram which shows the example of 1 structure of the AC-DC converter which concerns on Embodiment 2 of this invention.
  • a converter includes a pre-stage converter having a first switching circuit that intermittently outputs current, a capacitor that smoothes the current output from the first switching circuit, and smoothing by the capacitor.
  • a second-stage converter having a second switching circuit for intermittently inputting the converted current, converting the direct current or alternating current input to the previous-stage converter, and outputting the converted direct-current or alternating current from the subsequent-stage converter.
  • the first and second switching circuits have a time difference between an end point of an output period in which current is output from the first switching circuit and a start point of an input period in which current is input to the second switching circuit.
  • a control circuit for controlling the switching.
  • the control circuit has a time difference between the end point of the output period in which current is output from the first switching circuit and the start point of the input period in which current is input to the second switching circuit.
  • the switching of the first and second switching circuits is controlled.
  • an output period in which a current is output from the first switching circuit and an input period in which a current is input to the second switching circuit are compared with a case where the end point and the start point coincide with each other.
  • the overlap period is longer. The longer the overlap period, the smaller the ripple current, and the control circuit can reduce the size of the capacitor by controlling the overlap period.
  • the converter includes an AC / AC converter, an AC / DC converter, a DC / AC converter, and a DC / DC converter.
  • the first period is such that an overlap period between an output period in which a current is output from the first switching circuit and an input period in which a current is input to the second switching circuit is longest.
  • the structure which controls switching of a 2nd switching circuit is preferable.
  • control circuit performs switching control so that the overlap period becomes the longest. Therefore, the ripple current can be minimized and the capacitor can be miniaturized.
  • control circuit is configured so that the end point of the output period in which current is output from the first switching circuit substantially coincides with the end point of the input period in which current is input to the second switching circuit. Controls switching of the first and second switching circuits. As described above, the overlap period can be controlled to be the longest by relatively simple switching timing control, the ripple current can be suppressed to the maximum, and the capacitor can be miniaturized.
  • the first switching circuit is a power factor correction circuit
  • the second switching circuit is a full bridge circuit that converts direct current into alternating current.
  • the ripple current between the power factor correction circuit and the full bridge circuit can be suppressed, and the capacitor can be downsized.
  • one switching cycle of the first and second switching circuits is an integral multiple of the other switching cycle.
  • one switching cycle of the first and second switching circuits is an integral multiple of the other switching cycle. Accordingly, the relationship between the switching timings of the first and second switching circuits is maintained, and the overlap period does not vary greatly. Therefore, the state in which the ripple current is reduced can be maintained within a certain range, and the capacitor can be reduced in size.
  • a control circuit includes a pre-stage converter having a first switching circuit that intermittently outputs current, a capacitor that smoothes the current output from the first switching circuit, and the capacitor.
  • a post-stage converter having a second switching circuit for intermittently inputting a smoothed current, converting a direct current or an alternating current input to the front stage converter, and outputting the converted direct current or alternating current from the rear stage converter
  • a control circuit for controlling the operation of the first switching circuit, wherein an end point of an output period in which a current is output from the first switching circuit and a start point of an input period in which a current is input to the second switching circuit have a time difference. The switching of the first and second switching circuits is controlled.
  • control circuit can reduce the size of the capacitor by controlling the overlap period.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of an AC-DC converter 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the AC-DC converter 1 according to the present embodiment is an insulating type, and is mounted on, for example, a plug-in hybrid vehicle and an electric vehicle.
  • the AC-DC converter 1 includes a noise filter (N / F) 3, an AC-DC converter 4 with a PFC circuit, a capacitor C1, an insulated DC-DC converter 5, and a control circuit that performs switching control of each converter.
  • the DC-DC converter 5 includes a full bridge circuit 51, a transformer 52, and a diode bridge 53, for example.
  • the AC-DC converter 4 with a PFC circuit corresponds to the pre-stage converter of the present embodiment, and the DC-DC converter 5 corresponds to the post-stage converter of the present embodiment.
  • the noise filter 3 includes input terminals T1 and T2, and the DC-DC converter 5 includes output terminals T3 and T4.
  • An AC power supply is connected to the input terminals T1 and T2.
  • the DC-DC converter 5 converts the voltage rectified by the AC-DC converter 4 with a PFC circuit into a high-frequency AC voltage and transforms it, and rectifies the transformed AC voltage into a DC voltage to output terminals T3 and T4.
  • the battery 2 is connected to the output terminals T3 and T4, and the battery 2 is charged by the DC voltage output from the output terminals T3 and T4.
  • the noise filter 3 is a circuit that removes high-frequency noise contained in the AC voltage applied to the input terminals T1 and T2, and applies the AC voltage from which noise has been removed to the AC-DC converter 4 with PFC circuit.
  • the AC-DC converter 4 with a PFC circuit is a circuit that boosts and rectifies an AC voltage by switching control and improves the power factor by switching PWM control.
  • the AC-DC converter 4 with a PFC circuit intermittently outputs the boosted current.
  • the AC-DC converter 4 with a PFC circuit includes an input capacitor C2, reactors L1 and L2, two diodes D1 and D2 and two switching elements Z3 and Z4 that form a bridge circuit for rectification and power factor improvement.
  • the switching elements Z3 and Z4 are power devices such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor).
  • the input terminal pair of the noise filter 3 is connected to the input terminals T1 and T2, respectively, and each end of the input capacitor C2 is connected to the output terminal pair of the noise filter 3.
  • One terminal of the reactor L1 is connected to one terminal of the output terminal pair, and the other end of the reactor L1 is connected to the anode of the diode D1 and the collector of the switching element Z3.
  • One end of the reactor L2 is connected to the other terminal of the output terminal pair, and the other end of the reactor L2 is connected to the anode of the diode D2 and the collector of the switching element Z4.
  • the cathodes of the diodes D1 and D2 are connected to the full bridge circuit 51.
  • the anodes of the diodes D1 and D2 are connected to the collectors of the switching elements Z3 and Z4, respectively, and the emitters of the switching elements Z3 and Z4 are connected to the full bridge circuit 51.
  • Reactors L1 and L2, diodes D1 and D2, and switching elements Z3 and Z4 constitute a power factor correction circuit 41.
  • the power factor correction circuit 41 corresponds to the first switching circuit of the present embodiment. Note that the power factor correction circuit 41 shown in FIG. 1 is an example, and other known power factor correction circuits may be adopted.
  • One end of a capacitor C1 is connected to the cathodes of the diodes D1 and D2, and the other end of the capacitor C1 is connected to the emitters of the switching elements Z3 and Z4.
  • the capacitor C1 is a circuit that suppresses the ripple current by smoothing the voltage output from the AC-DC converter 4 with a PFC circuit.
  • the full bridge circuit 51 of the DC-DC converter 5 is a circuit that converts the voltage output from the AC-DC converter 4 with a PFC circuit via the capacitor C1 into an AC voltage by switching control.
  • the full bridge circuit 51 includes four switching elements Z5, Z6, Z7, and Z8 that constitute the full bridge circuit 51.
  • the collectors of the switching elements Z5 and Z6 are connected to the cathodes of the diodes D1 and D2.
  • the emitters of switching elements Z5 and Z6 are connected to the collectors of switching elements Z7 and Z8, respectively, and the emitters of switching elements Z7 and Z8 are connected to the emitters of switching elements Z3 and Z4.
  • the transformer 52 includes a plurality of magnetically coupled coils, such as a primary coil and a secondary coil.
  • One end of the primary coil is connected to the emitter of the switching element Z5 and the collector of the switching element Z7, and the other end of the primary coil is connected to the emitter of the switching element Z6 and the collector of the switching element Z8.
  • the diode bridge 53 is a circuit that full-wave rectifies the AC voltage induced in the secondary coil of the transformer 52.
  • the diode bridge 53 includes diodes D9, D10, D11, and D12.
  • One end of the secondary coil constituting the transformer 52 is connected to the anode of the diode D9 and the collector of the diode D11, and the other end of the secondary coil is connected to the anode of the diode D10 and the cathode of the diode D12.
  • the cathodes of the diodes D9 and D10 are connected to one end of the coil L3, and the other end of the coil L3 is connected to the output terminal T3.
  • the anodes of the diodes D9 and D10 are connected to the cathodes of the diodes D11 and D12, respectively.
  • the anodes of the diodes D11 and D12 are connected to the output terminal T4.
  • One end of the output capacitor C3 is connected to the other end of the coil L3, and the anodes of the diodes D11 and D12 are connected to the other end of the output capacitor C3.
  • the output capacitor C3 is an element for smoothing the full-wave rectified voltage output from the diode bridge 53.
  • the coil L3 is an element for suppressing the ripple current from flowing into the output capacitor C3.
  • the AC-DC converter 1 includes an AC voltage detection unit 90a that detects an AC voltage input to and output from the AC-DC converter 4 with a PFC circuit.
  • the AC voltage detection unit 90a is provided on a conducting wire that connects the input terminal T2 and one terminal of the noise filter 3 and applies the voltage of the conducting wire, that is, the AC-DC converter 4 with the PFC circuit.
  • a signal corresponding to the AC voltage is output to the control circuit 9.
  • the AC voltage detector 90 a is a circuit that includes a voltage dividing resistor that divides the voltage of the conducting wire and outputs the divided voltage to the control circuit 9.
  • the divided voltage may be amplified by an amplifier and output to the control circuit 9, or the voltage may be AD converted and the AD converted voltage value may be output to the control circuit 9.
  • the AC-DC converter 1 further includes an AC current detection unit 90b that detects a current input to and output from the AC-DC converter 4 with a PFC circuit.
  • the AC current detection unit 90b is provided on a conductive wire that connects one terminal of the other terminal pair included in the noise filter 3 and the reactor L2, and receives a signal corresponding to the current input / output from the AC-DC converter 4 with the PFC circuit. This is output to the control circuit 9.
  • the AC current detection unit 90b is a circuit that includes, for example, a current transformer, converts the current converted by the current transformer into a voltage, and outputs the voltage to the control circuit 9.
  • the AC-DC converter 1 includes a DC current detection unit 90 c that detects a current input to and output from the battery 2.
  • the DC current detection unit 90 c is provided on a conducting wire that connects one terminal of the diode bridge 53 and the output terminal T 4, and outputs a signal corresponding to the current input to and output from the battery 2 to the control circuit 9.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the control circuit 9 according to the first embodiment of the present invention.
  • the control circuit 9 includes a control unit 91 such as a CPU (Central Processing Unit) that controls the operation of each component of the control circuit 9.
  • the control unit 91 is connected to a RAM 92, a storage unit 93, a communication unit 94, an interface 95, and a timing unit 96 for measuring timing of switching control via a bus.
  • a control unit 91 such as a CPU (Central Processing Unit) that controls the operation of each component of the control circuit 9.
  • the control unit 91 is connected to a RAM 92, a storage unit 93, a communication unit 94, an interface 95, and a timing unit 96 for measuring timing of switching control via a bus.
  • the storage unit 93 is a non-volatile memory such as an EEPROM (Electrically Erasable Programmable ROM), and stores a control program and a table 93a for performing switching control according to the present embodiment.
  • the table 93a stores the switching timing of the AC-DC converter 4 with the PFC circuit and the DC-DC converter 5 in association with the phase and magnitude of the AC voltage.
  • control program is a portable medium recorded as a computer-readable CD (Compact Disc) -ROM, DVD (Digital Versatile Disc) -ROM, BD (Blu-ray (registered trademark) Disc), hard disk drive, It may be recorded on a recording medium such as a solid state drive, and the control unit 91 may read the control program from the recording medium and store it in the storage unit 93.
  • control program according to the present invention may be acquired from an external computer (not shown) connected to the communication network via the communication unit 94 and stored in the storage unit 93.
  • the RAM 92 is a memory such as DRAM (Dynamic RAM) or SRAM (Static RAM), and is generated by the control program read from the storage unit 93 and the arithmetic processing of the control unit 91 when the arithmetic processing of the control unit 91 is executed. Temporarily store various data.
  • the communication unit 94 is a circuit that receives a charge instruction, an end instruction, and the like for instructing conversion from an AC voltage to a DC voltage.
  • the interface 95 is connected to the gates of the switching elements Z3, Z4,..., Z7, Z8 constituting the AC-DC converter 4 with the PFC circuit and the full bridge circuit 51. By applying a voltage to the gate, Performs switching control of the circuit.
  • the interface 95 is connected to an AC voltage detection unit 90a, an AC current detection unit 90b, and a DC current detection unit 90c, and inputs the current and voltage detected by each detection unit.
  • the control unit 91 switches the AC-DC converter 4 with a PFC circuit 4 to a power factor correction circuit 41 and an AC-DC conversion circuit, and the full bridge circuit 51 to a DC-AC conversion circuit by switching control. To act as.
  • FIG. 3 is an explanatory view showing an operation example of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit.
  • the switching frequency of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit is, for example, 50 kHz.
  • the controller 91 sets the switching element Z3 at a specific timing measured by the timer 96.
  • the control unit 91 turns off the switching element Z3 as shown in FIG. 3B.
  • the current flows from the noise filter 3 to the positive terminal side of the DC-DC converter 5 through the reactor L1 and the diode D1.
  • the current from the negative terminal side of the DC-DC converter 5 flows from the emitter side to the collector side of the switching element Z4, and flows to the noise filter 3 through the reactor L2.
  • the control unit 91 turns on the switching elements Z3 and Z4 again at a specific timing measured by the time measuring unit 96. In a period in which the AC voltage is positive, the switching control shown in FIGS. 3A and 3B is executed alternately.
  • FIG. 4 is an explanatory view showing an operation example of the full bridge circuit 51.
  • the switching frequency of the full bridge circuit 51 is 50 kHz, for example.
  • the switching period of the full bridge circuit 51 is 50 kHz, which is the same as the switching period of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit.
  • the control unit 91 may perform control so that the switching cycle of either the AC-DC converter 4 with a PFC circuit or the full bridge circuit 51 is an integral multiple of the other switching cycle.
  • the control unit 91 turns on the switching elements Z5 and Z8 and turns off the switching elements Z6 and Z7 at specific timing timed by the time measuring unit 96.
  • the current flows through the switching element Z5, the primary coil of the transformer 52, and the switching element Z8.
  • a current flows through the primary coil in a predetermined direction, and a voltage is induced on the secondary coil side.
  • the controller 91 temporarily turns off the switching elements Z5, Z6, Z7, and Z8 as shown in FIG. 4B, and then turns off the switching elements Z5 and Z8, as shown in FIG. 4C.
  • Z7 is turned on.
  • the current flows through the switching element Z6, the primary coil of the transformer 52, and the switching element Z7.
  • a current flows through the primary coil in the direction opposite to the predetermined direction, and a voltage is induced on the secondary coil side.
  • the controller 91 temporarily turns off the switching elements Z5, Z6, Z7, and Z8 as shown in FIG. 4D, and then turns on the switching elements Z5 and Z8 again as shown in FIG. 4A. , Z7 is turned off.
  • the control method shown in FIG. 4 is an example, and the control method of the full bridge circuit 51 is not particularly limited.
  • the full bridge circuit 51 may be controlled by a phase shift method.
  • FIG. 5 is a timing chart showing a switching control method.
  • a period indicated by “PWM control” in the figure indicates a period during which the control unit 91 turns on both the switching elements Z3 and Z4 of the AC-DC converter 4 with the PFC circuit.
  • the energy of the AC power supply is accumulated in reactors L1 and L2.
  • no current is output from the AC-DC converter 4 with a PFC circuit to the capacitor C1.
  • a period A indicates a period in which one of the switching element Z3 and the switching element Z4 is in an on state and the other is in an off state.
  • a current is output from the AC-DC converter 4 with a PFC circuit to the capacitor C1.
  • the voltage output from the AC-DC converter 4 with PFC circuit is boosted by the energy accumulated in the reactors L1 and L2.
  • the length of the period A varies depending on the phase of the AC voltage. When the value of the alternating voltage is large, the period A is long, and when the value of the alternating voltage is small, the period A is controlled to be short. By controlling in this way, the power factor is improved.
  • the period B indicates a period during which the switching elements Z5 and Z8 or the switching elements Z6 and Z7 of the full bridge circuit 51 are in the ON state.
  • an AC voltage is output from the full bridge circuit 51, and a current flows into the full bridge circuit 51 from the AC-DC converter 4 with a PFC circuit or the capacitor C 1.
  • the switching elements Z5, Z6, Z7, and Z8 of the full bridge circuit 51 are in an off state, and no current flows from the AC-DC converter 4 with a PFC circuit and the capacitor C1 to the full bridge circuit 51.
  • the control unit 91 uses the timer unit 96 to end the period A (for example, 20 [ ⁇ s]) when the current is output from the AC-DC converter 4 with the PFC circuit,
  • the switching control of the AC-DC converter 4 with the PFC circuit and the full bridge circuit 51 is performed so that there is a time difference from the start point of the period B in which the current is input to the bridge circuit 51 (for example, 20 + td [ ⁇ s]).
  • the control unit 91 performs control so that the overlapping period of the period A and the period B is the longest.
  • the control unit 91 may perform switching control so that the end point of the period A and the end point of the period B substantially coincide.
  • the switching control timing information may be stored in advance in the table 93a, and the control unit 91 may perform the switching control by reading the timing information stored in the table 93a.
  • the control unit 91 may be configured to calculate the above-described timing and perform switching control without using the table 93a. Moreover, you may provide the switch drive circuit which outputs the signal which turns on / off each switching element Z3, Z4, Z5, Z6, Z7, Z8 at the above-mentioned timing.
  • switching elements Z5 and Z8 or switching elements Z6 and Z7 of full bridge circuit 51 are turned on from the timing when switching elements Z3 and Z4 of AC-DC converter 4 with PFC circuit are turned on. Control can be performed by adjusting the time td until the timing of the state.
  • FIG. 6 is a graph showing the relationship between the overlapping period of period A and period B and the effective value of ripple current.
  • the horizontal axis represents time td
  • the left vertical axis represents the effective value of the ripple current
  • the right vertical axis represents the length of the overlapping period of period A and period B.
  • the period A is a value that varies constantly, but if the end point of the period A and the end point of the period B are controlled so as to substantially coincide, the overlapping period of the period A and the period B becomes the longest.
  • the control unit 91 is configured so that the end point of the output period in which the current is output from the AC-DC converter 4 with the PFC circuit substantially coincides with the end point of the input period in which the current is input to the full bridge circuit 51. Perform switching control.
  • FIG. 7A and 7B are graphs showing the ripple current reduction effect.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the ripple current flowing into and out of the capacitor C1.
  • FIG. 7A shows a ripple current when control is performed so that the overlapping period of the period A and the period B is maximized
  • FIG. 8 is a timing chart showing the flow of current when the drive frequencies of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit and the full bridge circuit 51 are equal.
  • the drive frequency of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit and the full bridge circuit 51 is 50 kHz.
  • the horizontal axis indicates time.
  • the upper two timing charts show the energization states of the switching elements Z5 and Z8 of the full bridge circuit 51 and the energization states of the switching elements Z6 and Z7, respectively.
  • the hatched rectangular portion indicates the timing at which current flows from the capacitor C1 side to the full bridge circuit 51.
  • the two timing charts in the middle stage show the energization state of the diode D1 or the diode D2 and the overlap period when the AC-DC converter 4 with a PFC circuit is controlled by the conventional control method.
  • the overlapping period is a period in which the period in which the diode D1 or the diode D2 is energized and the period in which the switching elements Z5, Z6, Z7, Z8 are energized overlap.
  • the two timing charts in the lower stage show the energization state of the diode D1 or the diode D2 and the overlap period when the AC-DC converter 4 with a PFC circuit is controlled by the control method of the first embodiment.
  • a period in which current is output from the AC-DC converter 4 with PFC circuit and a period in which current is input to the full bridge circuit 51 is longer than that of the conventional method.
  • the ripple current increases as the difference between the current flowing from the AC-DC converter 4 with PFC circuit 4 to the capacitor C1 and the current flowing from the capacitor C1 to the full bridge circuit 51 increases.
  • the switching control of the first embodiment since the difference can be reduced as a whole, the ripple current is also reduced. By suppressing the ripple current, the capacitor C1 can be reduced in size.
  • FIG. 9 is a timing chart showing a current flow when the drive frequency of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit is half of the drive frequency of the full bridge circuit 51.
  • the drive frequency of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit is 50 kHz
  • the drive frequency of the full bridge circuit 51 is 25 kHz.
  • the horizontal axis indicates time.
  • the contents shown in the upper, middle and lower timing charts are the same as those in FIG. 8, and only the drive frequency of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit is different.
  • the overlapping period is made longer than that in the conventional method, thereby suppressing the ripple current and the capacitor C1. Can be miniaturized. Further, as can be seen from FIG. 9, except for the periodic change in the ON period of the switching elements Z3 and Z4, the overlapping period only changes regularly with a period of 25 kHz. Therefore, it is sufficient to specify the capacitance required for the capacitor C1 in the range of the regularly varying overlapping period.
  • FIG. 10 is a timing chart showing the flow of current when the drive frequency of the AC-DC converter 4 with PFC circuit is twice the drive frequency of the full bridge circuit 51.
  • the driving frequency of the AC-DC converter 4 with PFC circuit is 50 kHz
  • the driving frequency of the full bridge circuit 51 is 100 kHz.
  • the horizontal axis indicates time.
  • the contents shown in the upper, middle and lower timing charts are the same as those in FIG. 8, and only the drive frequency of the AC-DC converter 4 with a PFC circuit is different. Even when the drive frequency of the AC-DC converter 4 with PFC circuit is twice that of the full bridge circuit 51, the overlap period is made longer than in the conventional method, so that the ripple current is suppressed and the capacitor C1 is made smaller.
  • the overlapping period only changes regularly with a period of 100 kHz. Therefore, it is sufficient to specify the capacitance required for the capacitor C1 in the range of the regularly varying overlapping period.
  • the ripple current between the AC-DC converter 4 with the PFC circuit and the full bridge circuit 51 constituting the DC-DC converter 5 is reduced by the switching control, and the capacitor C1 Can be miniaturized.
  • control circuit 9 performs the switching control so that the overlapping period of the period A and the period B becomes the longest, the ripple current can be suppressed to the maximum and the capacitor can be miniaturized.
  • control circuit 9 performs the switching control so that the end point of the period A substantially coincides with the end point of the period B, so that the overlap period is maximized by relatively simple switching timing control. can do.
  • the switching cycle of one of the AC-DC converter 4 with PFC circuit and the full bridge circuit 51 is an integral multiple of the other switching cycle, the state in which the ripple current is reduced is held within a certain range.
  • the capacitor can be reduced in size.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of the AC-DC converter 1 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the AC-DC converter 1 according to the second embodiment has the same configuration as that of the AC-DC converter 1 according to the first embodiment.
  • the power factor correction circuit 241 and the DC-DC converter 205 of the AC-DC converter 204 with a PFC circuit are configured.
  • the configuration is different from that of the first embodiment. In the following, mainly such differences will be described.
  • the AC-DC converter 204 with a PFC circuit is a circuit that bidirectionally converts an AC voltage and a DC voltage by switching control.
  • An AC-DC converter 204 with a PFC circuit includes the same input capacitor C2 and reactors L1 and L2 as in the first embodiment, and the reactors L1 and L2 are PFC full bridges configured by switching elements Z1, Z2, Z3, and Z4. Provide a circuit.
  • the other end of the reactor L1 having one end connected to the noise filter 3 is connected to the emitter of the switching element Z1 and the collector of the switching element Z3.
  • the other end of the reactor L2 having one end connected to the noise filter 3 is connected to the emitter of the switching element Z2 and the collector of the switching element Z4.
  • the collectors of the switching elements Z1 and Z2 are connected to the full bridge circuit 51.
  • the emitters of the switching elements Z1 and Z2 are connected to the collectors of the switching elements Z3 and Z4, respectively, and the emitters of the switching elements Z3 and Z4 are connected to the full bridge circuit 51.
  • the DC-DC converter 205 is a circuit that performs bidirectional AD / AD conversion.
  • the DC-DC converter 205 includes a first full bridge circuit 51, a transformer 52, and a second full bridge circuit 253 that are the same as those in the first embodiment.
  • the first and second full bridge circuits 253 have the same circuit configuration as that of the first embodiment, and are respectively connected to the respective coils constituting the transformer 52.
  • the second full bridge circuit 253 is a circuit in which the diodes D9, D10, D11, and D12 of the diode bridge 53 of the first embodiment are replaced with switching elements Z9, Z10, Z11, and Z12.
  • the control unit 91 When charging the battery 2, the control unit 91 performs switching control of the switching elements Z1, Z2, Z3, and Z4 of the AC-DC converter 204 with the PFC circuit so that the current flows as shown in FIG. . That is, in the situation shown in FIG. 3A, the switching element Z3 is turned on. In the state shown in FIG. 3B, the switching element Z3 is turned off. In the situation shown in FIG. 3C, the switching element Z4 is turned on. In the situation shown in FIG. 3D, the switching element Z4 is turned off.
  • the control unit 91 rectifies the voltage induced in the secondary coil of the transformer 52 by the control shown in FIG. 4, so that the switching element Z ⁇ b> 9 of the second full bridge circuit 253 is rectified.
  • Z10, Z11, and Z12 are switched.
  • the switching elements Z10 and Z11 are turned off.
  • the switching elements Z9 and Z12 are turned off.
  • the switching elements Z9, Z10, Z11, and Z12 are turned off.
  • control unit 91 When discharging the battery 2, the control unit 91 causes the full bridge circuit for PFC to function as an inverter by switching control of the AC-DC converter 204 with the PFC circuit and the DC-DC converter 205, and is output from the DC-DC converter 205. The output voltage is converted into an AC voltage and output.
  • the DC voltage applied to the output terminals T3 and T4 by the battery 2 is AC / DC converted to AC, and the AC / DC converted AC is applied to the input terminals T1 and T2.
  • Power is supplied to the load via By mounting the AC-DC converter 1 that bi-directionally converts AC voltage and DC voltage into the vehicle in this way, the battery 2 can be used as a disaster or emergency power source.
  • the ripple between the AC-DC converter 204 with the PFC circuit and the DC-DC converter 205 is controlled by switching control as in the first embodiment.
  • the current can be reduced and the capacitor C1 can be downsized.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

　スイッチング制御によってリップル電流を低減し、コンデンサを小型化することができるコンバータを提供する。　コンバータは、電流を間欠的に出力する第１スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第１スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第２スイッチング回路を有する後段コンバータと、制御回路９とを備える。前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力される。制御回路９は、第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する。

Description

コンバータ及び制御回路
　本発明は、リップル電流を低減させるためのコンデンサを介して接続された前段コンバータ及び後段コンバータを備えるコンバータ並びに該コンバータの動作を制御する制御回路に関する。
　家庭用の商用電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータを搭載し、該ＡＣ－ＤＣコンバータにて変換された直流電圧でバッテリを充電するプラグインハイブリッド車（PHEV:Plug-in Hybrid Electric Vehicle）及び電気自動車（EV:electric vehicle）が普及している。
　特許文献１には、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータが開示されている。該ＡＣ－ＤＣコンバータは、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ及び絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータを備える。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータと、ＤＣ－ＤＣコンバータとの間には、リップル電圧を低減させるためのコンデンサが介装されている。ＤＣ－ＤＣコンバータは絶縁トランスと、絶縁トランスの前段に設けられたフルブリッジ回路と、後段に設けられたダイオードブリッジとを有する。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータは、商用電源の交流電圧を昇圧及び整流する。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータにて整流された電圧は、フルブリッジ回路によりを高周波の交流電圧に変換される。変換された交流電圧は絶縁トランスを経て、整流回路及び平滑回路によりバッテリ電圧の直流電圧に変換される。
特開２００９－２１３２０２号公報
　ところで、前記コンデンサに流入する電流は、前段のＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータから出力される電流と、後段のＤＣ－ＤＣコンバータへ入力される電流との差分で表される。該電流の差分が大きい場合、リップル電流も大きくなるため、大容量のコンデンサが必要になる。従来技術においてはスイッチング制御によって、リップル電流を低減させる具体的な制御方法は開示されていない。
　本願の目的は、スイッチング制御によってリップル電流を低減し、コンデンサを小型化することができるコンバータ及び該コンバータの動作を制御することができる制御回路を提供することにある。
　本発明の一態様に係るコンバータは、電流を間欠的に出力する第１スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第１スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第２スイッチング回路を有する後段コンバータとを備え、前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力するコンバータであって、前記第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路を備える。
　本発明の一態様に係る制御回路は、電流を間欠的に出力する第１スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第１スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第２スイッチング回路を有する後段コンバータとを備え、前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力するコンバータの動作を制御する制御回路であって、前記第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する。
　なお、本願は、このような特徴的な処理部を備えるコンバータ及び制御回路として実現することができるだけでなく、かかる特徴的な処理をステップとする制御方法として実現したり、かかるステップをコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現したりすることができる。また、コンバータ及び制御回路の一部又は全部を実現する半導体集積回路として実現したり、コンバータ及び制御回路を含むその他のシステムとして実現したりすることができる。
　上記によれば、スイッチング制御によってリップル電流を低減し、コンデンサを小型化することができるコンバータ及び該コンバータの動作を制御することができる制御回路を提供することが可能となる。
本発明の実施形態１に係るＡＣ－ＤＣコンバータの一構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態１に係る制御回路の一構成例を示すブロック図である。 ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータの一動作例を示した説明図である。 フルブリッジ回路の一動作例を示した説明図である。 スイッチング制御の方法を示すタイミングチャートである。 期間Ａ及び期間Ｂの重複期間と、リップル電流の実効値との関係を示すグラフである。 リップル電流の低減効果を示すグラフである。 リップル電流の低減効果を示すグラフである。 ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ及びフルブリッジ回路の駆動周波数が等しいときの電流の流れを示すタイミングチャートである。 ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータの駆動周波数が、フルブリッジ回路の駆動周波数の２分の１のときの電流の流れを示すタイミングチャートである。 ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータの駆動周波数がフルブリッジ回路の駆動周波数の２倍のときの電流の流れを示すタイミングチャートである。 本発明の実施形態２に係るＡＣ－ＤＣコンバータの一構成例を示す回路図である。
［本発明の実施形態の説明］
　最初に本発明の実施態様を列記して説明する。また、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
（１）本発明の一態様に係るコンバータは、電流を間欠的に出力する第１スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第１スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第２スイッチング回路を有する後段コンバータとを備え、前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力するコンバータであって、前記第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路を備える。
　本願にあっては、制御回路は、第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点と、第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点とが時間差を有するように、第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する。このように制御した場合、前記終了時点及び開始時点が一致している場合に比べ、第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間と、第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間との重複期間が長くなる。前記重複期間が長い程、リップル電流は小さくなり、制御回路は、重複期間を制御することにより、コンデンサを小型化することができる。
　コンバータには、ＡＣ／ＡＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣ／ＡＣコンバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータが含まれる。
（２）前記制御回路は、前記第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間と、前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間との重複期間が最長になるように、前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する構成が好ましい。
　本願にあっては、制御回路は前記重複期間が最長になるようにスイッチング制御を行う。従って、リップル電流を最大限に抑え、コンデンサを小型化することができる。
（３）前記制御回路は、前記第１スイッチング回路から電流が出力させる出力期間の終了時点と、前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の終了時点とが略一致するように、前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する構成が好ましい。
　本願にあっては、制御回路は、第１スイッチング回路から電流が出力させる出力期間の終了時点と、第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の終了時点とが略一致するように、第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する。このように、比較的簡単なスイッチングのタイミング制御によって、前記重複期間が最長になるように制御することができ、リップル電流を最大限に抑え、コンデンサを小型化することができる。
（４）前記第１スイッチング回路は力率改善回路、前記第２スイッチング回路は直流を交流に変換するフルブリッジ回路である構成が好ましい。
　本願にあっては、力率改善回路及びフルブリッジ回路間のリップル電流を抑え、コンデンサを小型化することができる。
（５）前記第１及び第２スイッチング回路の一方のスイッチング周期は、他方のスイッチング周期の整数倍である構成が好ましい。
　本願にあっては、第１及び第２スイッチング回路の一方のスイッチング周期は、他方のスイッチング周期の整数倍である。従って、第１及び第２スイッチング回路のスイッチングタイミングの関係は保持され、前記重複期間が大きく変動することは無い。よって、リップル電流が低減された状態を一定範囲内に保持することができ、コンデンサを小型化することができる。
（６）本発明の一態様に係る制御回路は、電流を間欠的に出力する第１スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第１スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第２スイッチング回路を有する後段コンバータとを備え、前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力するコンバータの動作を制御する制御回路であって、前記第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する。
　本願にあっては、態様（１）と同様、制御回路は、前記重複期間を制御することにより、コンデンサを小型化することができる。
［本発明の実施形態の詳細］
　本発明の実施形態に係るコンバータの具体例としてＡＣ－ＤＣコンバータを、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
（実施形態１）
　図１は本発明の実施形態１に係るＡＣ－ＤＣコンバータ１の一構成例を示す回路図である。本実施形態に係るＡＣ－ＤＣコンバータ１は、絶縁型であり、例えば、プラグインハイブリッド車及び電気自動車に搭載される。ＡＣ－ＤＣコンバータ１は、ノイズフィルタ（Ｎ／Ｆ）３と、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４と、コンデンサＣ１と、絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータ５と、各コンバータのスイッチング制御を行う制御回路９とを備える。ＤＣ－ＤＣコンバータ５は、例えばフルブリッジ回路５１、トランス５２及びダイオードブリッジ５３とで構成される。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４は、本実施形態の前段コンバータ、ＤＣ－ＤＣコンバータ５は、本実施形態の後段コンバータに対応する。
　ノイズフィルタ３は入力端子Ｔ１，Ｔ２を備え、ＤＣ－ＤＣコンバータ５は出力端子Ｔ３，Ｔ４を備える。入力端子Ｔ１，Ｔ２には交流電源が接続される。入力端子Ｔ１，Ｔ２に交流電圧が印加された場合、交流電圧はＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４によって、力率改善され、昇圧及び整流される。ＤＣ－ＤＣコンバータ５は、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４にて整流された電圧を高周波の交流電圧に変換して変圧し、変圧後の交流電圧を直流電圧に整流して出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力する。出力端子Ｔ３，Ｔ４にはバッテリ２が接続されており、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力された直流電圧によって該バッテリ２は充電される。
　ノイズフィルタ３は入力端子Ｔ１，Ｔ２に印加された交流電圧に含まれる高周波ノイズを除去し、ノイズが除去された交流電圧をＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４に印加する回路である。
　ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４は、スイッチング制御によって交流電圧を昇圧して整流すると共に、スイッチングＰＷＭ制御によって、力率の改善を図る回路である。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４は、昇圧された電流を間欠的に出力する。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４は入力コンデンサＣ２、リアクトルＬ１，Ｌ２、並びに整流及び力率改善用のブリッジ回路を構成する２つのダイオードＤ１，Ｄ２及び２つのスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４を備える。スイッチング素子Ｚ３，Ｚ４は例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等のパワーデバイスである。以下、本実施形態ではスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４をＩＧＢＴとして説明する。入力端子Ｔ１，Ｔ２にはノイズフィルタ３の入力端子対がそれぞれ接続され、ノイズフィルタ３の出力端子対には入力コンデンサＣ２の各端が接続されている。また、前記出力端子対の一端子にはリアクトルＬ１の一端が接続され、リアクトルＬ１の他端はダイオードＤ１のアノードと、スイッチング素子Ｚ３のコレクタとに接続している。前記出力端子対の他端子にはリアクトルＬ２の一端が接続され、リアクトルＬ２の他端はダイオードＤ２のアノードと、スイッチング素子Ｚ４のコレクタとに接続している。
　ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは、フルブリッジ回路５１に接続している。ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードはそれぞれスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４のコレクタに接続し、スイッチング素子Ｚ３，Ｚ４のエミッタは、フルブリッジ回路５１に接続している。
　リアクトルＬ１，Ｌ２、ダイオードＤ１，Ｄ２及びスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４は、力率改善回路４１を構成している。力率改善回路４１は本実施形態の第１スイッチング回路に相当する。なお、図１に示す力率改善回路４１は一例であり、その他の公知の力率改善回路を採用しても良い。
　ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードにはコンデンサＣ１の一端が接続され、該コンデンサＣ１の他端はスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４のエミッタに接続されている。
　コンデンサＣ１は、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４から出力された電圧を平滑することによってリップル電流を抑える回路である。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ５のフルブリッジ回路５１は、コンデンサＣ１を介してＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４から出力された電圧を、スイッチング制御によって、交流電圧に変換する回路である。フルブリッジ回路５１はフルブリッジ回路５１を構成する４つのスイッチング素子Ｚ５，Ｚ６，Ｚ７，Ｚ８を備える。スイッチング素子Ｚ５，Ｚ６のコレクタはダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続している。スイッチング素子Ｚ５，Ｚ６のエミッタはそれぞれスイッチング素子Ｚ７，Ｚ８のコレクタに接続し、スイッチング素子Ｚ７，Ｚ８のエミッタはスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４のエミッタに接続している。
　トランス５２は、磁気結合した複数のコイル、例えば一次コイル及び二次コイルを備える。一次コイルの一端はスイッチング素子Ｚ５のエミッタ及びスイッチング素子Ｚ７のコレクタに接続され、一次コイルの他端はスイッチング素子Ｚ６のエミッタ及びスイッチング素子Ｚ８のコレクタに接続されている。フルブリッジ回路５１から出力された交流電圧が一次コイルに印加されると、該一次コイルにて交番磁束が発生し、該交番磁束によって二次コイルに変圧された交流電圧が生ずる。
　ダイオードブリッジ５３は、トランス５２の二次コイルに誘起された交流電圧を全波整流する回路である。ダイオードブリッジ５３はダイオードＤ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２を備える。トランス５２を構成する二次コイルの一端はダイオードＤ９のアノードと、ダイオードＤ１１のコレクタとに接続し、二次コイルの他端はダイオードＤ１０のアノードと、ダイオードＤ１２のカソードとに接続している。
　ダイオードＤ９，Ｄ１０のカソードはコイルＬ３の一端に接続し、コイルＬ３の他端は出力端子Ｔ３に接続している。ダイオードＤ９，Ｄ１０のアノードはそれぞれダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードに接続している。ダイオードＤ１１，Ｄ１２のアノードは出力端子Ｔ４に接続している。また、コイルＬ３の他端には出力コンデンサＣ３の一端が接続され、該出力コンデンサＣ３の他端はダイオードＤ１１，Ｄ１２のアノードが接続されている。
　出力コンデンサＣ３は、ダイオードブリッジ５３から出力される全波整流電圧を平滑化するための素子である。コイルＬ３はリップル電流が出力コンデンサＣ３に流れ込むことを抑制するための素子である。
　また、ＡＣ－ＤＣコンバータ１は、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４に入出力する交流電圧を検出するＡＣ電圧検出部９０ａを備える。ＡＣ電圧検出部９０ａは、入力端子Ｔ２と、ノイズフィルタ３が有する一端子対の一端子とを接続する導線に設けられており、該導線の電圧、つまりＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４に印加される交流電圧に相当する信号を制御回路９へ出力するものである。例えば、ＡＣ電圧検出部９０ａは前記導線の電圧を分圧する分圧抵抗を含み、分圧された電圧を制御回路９へ出力する回路である。なお、分圧された電圧を増幅器で増幅して制御回路９へ出力しても良いし、電圧をＡＤ変換し、ＡＤ変換された電圧値を制御回路９に出力するように構成しても良い。
　またＡＣ－ＤＣコンバータ１は、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４に入出力する電流を検出するＡＣ電流検出部９０ｂを備える。ＡＣ電流検出部９０ｂはノイズフィルタ３が有する他端子対の一端子と、リアクトルＬ２とを接続する導線に設けられており、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４から入出力する電流に相当する信号を制御回路９に出力するものである。ＡＣ電流検出部９０ｂは例えばカレントトランスを含み、該カレントトランスによって変換された電流を電圧に変換して制御回路９へ出力する回路である。
　更に、ＡＣ－ＤＣコンバータ１は、バッテリ２に入出力する電流を検出するＤＣ電流検出部９０ｃを備える。ＤＣ電流検出部９０ｃはダイオードブリッジ５３の一端子と、出力端子Ｔ４とを接続する導線に設けられており、バッテリ２に入出力する電流に相当する信号を制御回路９に出力するものである。
　図２は本発明の実施形態１に係る制御回路９の一構成例を示すブロック図である。制御回路９は、該制御回路９の各構成部の動作を制御するＣＰＵ（Central Processing Unit）等の制御部９１を備える。制御部９１には、バスを介して、ＲＡＭ９２、記憶部９３、通信部９４、インタフェース９５、及びスイッチング制御のタイミングを計時するための計時部９６が接続されている。
　記憶部９３は、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable ROM）等の不揮発性メモリであり、本実施形態に係るスイッチング制御を行うための制御プログラム及びテーブル９３ａを記憶している。テーブル９３ａは、交流電圧の位相及び大きさに対応付けて、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４及びＤＣ－ＤＣコンバータ５のスイッチングタイミングを記憶している。
　また、制御プログラムは、コンピュータ読み取り可能に記録された可搬式メディアであるＣＤ（Compact Disc）－ＲＯＭ、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）－ＲＯＭ、ＢＤ（Blu-ray（登録商標）Disc）、ハードディスクドライブ又はソリッドステートドライブ等の記録媒体に記録されており、制御部９１が記録媒体から、制御プログラムを読み出し、記憶部９３に記憶させても良い。
　更に、通信網に接続されている図示しない外部コンピュータから本発明に係る制御プログラムを、通信部９４を介して取得し、記憶部９３に記憶させても良い。
　ＲＡＭ９２は、ＤＲＡＭ（Dynamic RAM）、ＳＲＡＭ（Static RAM）等のメモリであり、制御部９１の演算処理を実行する際に記憶部９３から読み出された制御プログラム、制御部９１の演算処理によって生ずる各種データを一時記憶する。
　通信部９４は、交流電圧から直流電圧への変換を指示する充電指示、終了指示等を受信する回路である。
　インタフェース９５には、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４、フルブリッジ回路５１を構成するスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４，…，Ｚ７，Ｚ８のゲートが接続されており、該ゲートに電圧を与えることにより、各回路のスイッチング制御を行う。
　また、インタフェース９５には、ＡＣ電圧検出部９０ａ、ＡＣ電流検出部９０ｂ及びＤＣ電流検出部９０ｃが接続されており、各検出部で検出された電流及び電圧が入力する。
　制御部９１は通信部９４にて充電指示を受信した場合、スイッチング制御によってＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４を力率改善回路４１及びＡＣ－ＤＣ変換回路、フルブリッジ回路５１をＤＣ－ＡＣ変換回路として動作させる。
　図３はＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の一動作例を示した説明図である。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４のスイッチング周波数は例えば５０ｋＨｚである。
　制御部９１は、計時部９６にて計時した特定のタイミングにおいてスイッチング素子Ｚ３にする。交流電圧が正である場合、図３Ａに示すように、電流は、ノイズフィルタ３からリアクトルＬ１を経てスイッチング素子Ｚ３をコレクタ側からエミッタ側へ流れる。そして該電流は、スイッチング素子Ｚ４をエミッタ側からコレクタ側へ流れ、リアクトルＬ２を経てノイズフィルタ３へ流れる、
　次いで、交流電圧が正である場合、制御部９１は、図３Ｂに示すように、スイッチング素子Ｚ３をオフ状態にする。この場合、電流は、ノイズフィルタ３からリアクトルＬ１及びダイオードＤ１を経て、ＤＣ－ＤＣコンバータ５の正端子側へ流れる。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ５の負端子側からの電流は、スイッチング素子Ｚ４のエミッタ側からコレクタ側へ流れ、リアクトルＬ２を経てノイズフィルタ３へ流れる。
　次いで制御部９１は、計時部９６にて計時した特定のタイミングにおいて再びスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４をオン状態にする。交流電圧が正の期間においては、図３Ａ及び図３Ｂに示すスイッチング制御を交互に実行する。
　交流電圧が負においてスイッチング素子Ｚ４がオン状態になったとき、図３Ｃに示すように、電流は、ノイズフィルタ３からリアクトルＬ２を経てスイッチング素子Ｚ４をコレクタ側からエミッタ側へ流れる。そして該電流は、スイッチング素子Ｚ３をエミッタ側からコレクタ側へ流れ、リアクトルＬ１を経てノイズフィルタ３へ流れる、
　制御部９１は、交流電圧が負である場合、図３Ｄに示すように、スイッチング素子Ｚ４をオフ状態にする。この場合、電流は、ノイズフィルタ３からリアクトルＬ２及びダイオードＤ２を経て、ＤＣ－ＤＣコンバータ５の正端子側へ流れる。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ５の負端子側からの電流は、スイッチング素子Ｚ３のエミッタ側からコレクタ側へ流れ、リアクトルＬ１を経てノイズフィルタ３へ流れる。
　図４はフルブリッジ回路５１の一動作例を示した説明図である。フルブリッジ回路５１のスイッチング周波数は例えば５０ｋＨｚである。フルブリッジ回路５１のスイッチング周期は、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４のスイッチング周期と同一の５０ｋＨｚである。なお、制御部９１は、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４及びフルブリッジ回路５１のいずれかのスイッチング周期が、他方のスイッチング周期の整数倍になるように制御すれば良い。
　図４Ａに示すように、制御部９１は、計時部９６にて計時した特定のタイミングにおいてスイッチング素子Ｚ５，Ｚ８をオン状態、スイッチング素子Ｚ６，Ｚ７をオフ状態にする。電流はスイッチング素子Ｚ５、トランス５２の一次コイル、及びスイッチング素子Ｚ８を流れる。一次コイルには所定方向に電流が流れ、二次コイル側に電圧が誘起される。
　次いで、制御部９１は、図４Ｂに示すようにスイッチング素子Ｚ５，Ｚ６，Ｚ７，Ｚ８を一時的にオフ状態にし、次いで図４Ｃに示すようにスイッチング素子Ｚ５，Ｚ８をオフ状態、スイッチング素子Ｚ６，Ｚ７をオン状態にする。電流はスイッチング素子Ｚ６、トランス５２の一次コイル、及びスイッチング素子Ｚ７を流れる。一次コイルには前記所定方向と逆向きに電流が流れ、二次コイル側に電圧が誘起される。
　次いで、制御部９１は、図４Ｄに示すようにスイッチング素子Ｚ５，Ｚ６，Ｚ７，Ｚ８を一時的にオフ状態にし、次いで図４Ａに示すように再びスイッチング素子Ｚ５，Ｚ８をオン状態、スイッチング素子Ｚ６，Ｚ７をオフ状態にする。以下、同様のスイッチング制御を行う。
　なお、図４に示した制御方法は一例であり、フルブリッジ回路５１の制御方法は特に限定されるものでは無い。例えば、フルブリッジ回路５１をフェーズシフト方式により制御しても良い。
　図５はスイッチング制御の方法を示すタイミングチャートである。
　図中「ＰＷＭ制御」で示す期間は、制御部９１がＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４のスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４の両方をオン状態にする期間を示している。当該期間において、交流電源のエネルギーがリアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積される。当該期間Ａにおいては、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４からコンデンサＣ１へ電流が出力されない。
　期間Ａは、スイッチング素子Ｚ３又はスイッチング素子Ｚ４のいずれか一方がオン状態、他方がオフ状態になる期間を示している。当該期間Ａにおいては、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４からコンデンサＣ１へ電流が出力さる。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４から出力される電圧は、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギーによって昇圧される。期間Ａの長さは交流電圧の位相によって変動する。交流電圧の値が大きい場合、期間Ａが長く、交流電圧の値が小さい場合、期間Ａが短くなるように制御する。このように制御することにより、力率が改善される。
　一方、期間Ｂは、フルブリッジ回路５１のスイッチング素子Ｚ５，Ｚ８又はスイッチング素子Ｚ６，Ｚ７がオン状態になる期間を示している。当該期間Ｂにおいては、フルブリッジ回路５１から交流電圧が出力され、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４又はコンデンサＣ１から電流がフルブリッジ回路５１に流入する。
　それ以外の期間においては、フルブリッジ回路５１のスイッチング素子Ｚ５，Ｚ６，Ｚ７，Ｚ８はオフ状態であり、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４及びコンデンサＣ１からフルブリッジ回路５１へ電流は流れない。
　本実施形態１に掛かる制御部９１は、計時部９６を用いて、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４から電流が出力される期間Ａの終了時点（例えば、２０［μｓ］の時点）と、フルブリッジ回路５１に電流が入力される期間Ｂの開始時点（例えば、２０＋ｔｄ［μｓ］）とが時間差を有するように、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４及びフルブリッジ回路５１のスイッチング制御を行う。好ましくは、制御部９１は、期間Ａと、期間Ｂとの重複期間が最長になるように制御する。期間Ａと、期間Ｂとの重複期間を最長にするためには、制御部９１は、期間Ａの終了時点と、期間Ｂの終了時点が略一致するようにスイッチング制御を行えば良い。なお、かかるスイッチング制御のタイミング情報は予めテーブル９３ａに格納しておき、制御部９１はテーブル９３ａが格納するタイミング情報を読み出して、スイッチング制御を行えば良い。なお、制御部９１は、テーブル９３ａを用いずに、上述のタイミングを算出し、スイッチング制御を行うように構成しても良い。また、上述のタイミングで各スイッチング素子Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５，Ｚ６，Ｚ７，Ｚ８をオンオフさせる信号を出力するスイッチ駆動回路を備えても良い。
　期間Ａ及び期間Ｂの重複期間は、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４のスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４をオン状態にするタイミングから、フルブリッジ回路５１のスイッチング素子Ｚ５，Ｚ８又はスイッチング素子Ｚ６，Ｚ７をオン状態にするタイミングまでの時間ｔｄを調整することによって、制御することができる。
　図６は期間Ａ及び期間Ｂの重複期間と、リップル電流の実効値との関係を示すグラフである。横軸は時間ｔｄ、左側の縦軸はリップル電流の実効値、右側の縦軸は期間Ａ及び期間Ｂの重複期間の長さを示す。ｔｄが大きくなるに連れて、期間Ａ及び期間Ｂの重複期間が長くなるため、リップル電流の実効値が小さくなる。しかし、ｔｄがある値を超えると、期間Ａ及び期間Ｂの重複期間が逆に短くなり、リップル電流の実効値が大きくなる。リップル電流の実効値が最小になるのは、期間Ａ及び期間Ｂの重複期間が最長になるときである。期間Ａは常時変動する値であるが、期間Ａの終了時点と、期間Ｂの終了時点とが略一致するように制御すれば、期間Ａ及び期間Ｂの重複期間が最長になる。言い換えると、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４から電流を出力させる出力期間の終了時点と、フルブリッジ回路５１に電流が入力される入力期間の終了時点とが略一致するように、制御部９１はスイッチング制御を行う。
　図７Ａ及び図７Ｂはリップル電流の低減効果を示すグラフである。横軸は時間、縦軸はコンデンサＣ１に流出入するリップル電流を示す。図７Ａは、期間Ａ及び期間Ｂの重複期間が最大になるように制御した場合のリップル電流を示し、図７Ｂは本実施形態１の制御を行わなかった場合、つまりｔｄ＝０のときのリップル電流を示す。図７Ａ中破線の楕円で示した箇所を、図７Ｂと比較してみると、コンデンサＣ１に流入し、又はコンデンサＣ１から流出する電流が低減されていることが分かる。
　図８はＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４及びフルブリッジ回路５１の駆動周波数が等しいときの電流の流れを示すタイミングチャートである。図８に示す例では、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４及びフルブリッジ回路５１の駆動周波数は５０ｋＨｚである。横軸は時間を示している。
　上段の２つのタイミングチャートは、フルブリッジ回路５１のスイッチング素子Ｚ５，Ｚ８の通電状態と、スイッチング素子Ｚ６，Ｚ７の通電状態をそれぞれ示している。ハッチングが付された矩形部分は、コンデンサＣ１側からフルブリッジ回路５１へ電流が流出するタイミングを示している。
　中段の２つのタイミングチャートは、従来の制御方法によって、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４を制御した場合におけるダイオードＤ１又はダイオードＤ２の通電状態と、前記重複期間とを示している。重複期間は、ダイオードＤ１又はダイオードＤ２が通電している期間と、スイッチング素子Ｚ５，Ｚ６，Ｚ７，Ｚ８が通電している期間とが重複している期間である。
　下段の２つのタイミングチャートは、本実施形態１の制御方法によって、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４を制御した場合におけるダイオードＤ１又はダイオードＤ２の通電状態と、前記重複期間とを示している。
　中段及び下段のタイミングチャートから分かるように、本実施形態１のスイッチング制御によれば、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４から電流が出力される期間と、フルブリッジ回路５１へ電流が入力される期間との重複期間が従来手法に比べて長い。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４からコンデンサＣ１へ流入する電流と、コンデンサＣ１からフルブリッジ回路５１へ流出する電流の差分が大きい程、リップル電流は大きくなる。本実施形態１のスイッチング制御によれば、全体的に前記差分を低減させることができるため、リップル電流も低減される。リップル電流を抑えることによって、コンデンサＣ１を小型化することができる。
　図９はＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の駆動周波数が、フルブリッジ回路５１の駆動周波数の２分の１のときの電流の流れを示すタイミングチャートである。図９に示す例では、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の駆動周波数は５０ｋＨｚ、フルブリッジ回路５１の駆動周波数は２５ｋＨｚである。横軸は時間を示している。
　上段、中段及び下段のタイミングチャートが示す内容は、図８と同様であり、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の駆動周波数が異なるのみである。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の駆動周波数が、フルブリッジ回路５１の駆動周波数の２分の１のときも、前記重複期間が従来手法に比べて長くすることによって、リップル電流を抑え、コンデンサＣ１を小型化することができる。
　また、図９から分かるように、スイッチング素子Ｚ３，Ｚ４のオン期間の周期的変化を除けば、前記重複期間は２５ｋＨｚ周期で規則的に変動するのみである。従って、規則的に変動する重複期間の範囲において、コンデンサＣ１に求められる容量を特定すれば足りる。
　図１０はＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の駆動周波数がフルブリッジ回路５１の駆動周波数の２倍のときの電流の流れを示すタイミングチャートである。図９に示す例では、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の駆動周波数は５０ｋＨｚ、フルブリッジ回路５１の駆動周波数は１００ｋＨｚである。横軸は時間を示している。
　上段、中段及び下段のタイミングチャートが示す内容は、図８と同様であり、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の駆動周波数が異なるのみである。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４の駆動周波数が、フルブリッジ回路５１の駆動周波数の２倍のときも、前記重複期間が従来手法に比べて長くすることによって、リップル電流を抑え、コンデンサＣ１を小型化することができる。また、図１０から分かるように、スイッチング素子Ｚ３，Ｚ４のオン期間の周期的変化を除けば、前記重複期間は１００ｋＨｚ周期で規則的に変動するのみである。従って、規則的に変動する重複期間の範囲において、コンデンサＣ１に求められる容量を特定すれば足りる。
　以上の通り、本実施形態１によれば、スイッチング制御によって、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４と、ＤＣ－ＤＣコンバータ５を構成するフルブリッジ回路５１との間のリップル電流を低減し、コンデンサＣ１を小型化することができる。
　また、制御回路９は期間Ａ及び期間Ｂの重複期間が最長になるようにスイッチング制御を行うため、リップル電流を最大限に抑え、コンデンサを小型化することができる。
　更に、制御回路９は、期間Ａの終了時点と、期間Ｂの終了時点とが略一致するように、スイッチング制御を行うことによって、比較的簡単なスイッチングのタイミング制御により、前記重複期間を最長にすることができる。
　更にまた、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ４及びフルブリッジ回路５１のいずれか一方のスイッチング周期は、他方のスイッチング周期の整数倍であるため、リップル電流が低減された状態を一定範囲内に保持することができ、コンデンサを小型化することができる。
（実施形態２）
　図１１は、本発明の実施形態２に係るＡＣ－ＤＣコンバータ１の一構成例を示す回路図である。本実施形態２に係るＡＣ－ＤＣコンバータ１は、実施形態１に係るＡＣ－ＤＣコンバータ１と同様の構成であり、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ２０４の力率改善回路２４１及びＤＣ－ＤＣコンバータ２０５の構成が実施形態１と異なる。以下では主にかかる相違点について説明する。
　実施形態２に係るＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ２０４は、スイッチング制御によって交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する回路である。ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ２０４は、実施形態１と同様の入力コンデンサＣ２、リアクトルＬ１，Ｌ２を備え、リアクトルＬ１，Ｌ２はスイッチング素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４にて構成されたＰＦＣ用フルブリッジ回路を備える。一端がノイズフィルタ３に接続されたリアクトルＬ１の他端はスイッチング素子Ｚ１のエミッタと、スイッチング素子Ｚ３のコレクタとに接続している。一端がノイズフィルタ３に接続されたリアクトルＬ２の他端はスイッチング素子Ｚ２のエミッタと、スイッチング素子Ｚ４のコレクタとに接続している。スイッチング素子Ｚ１，Ｚ２のコレクタは、フルブリッジ回路５１に接続している。スイッチング素子Ｚ１，Ｚ２のエミッタはそれぞれスイッチング素子Ｚ３，Ｚ４のコレクタに接続し、スイッチング素子Ｚ３，Ｚ４のエミッタは、フルブリッジ回路５１に接続している。
　実施形態２に係るＤＣ－ＤＣコンバータ２０５は、双方向にＡＤ／ＡＤ変換する回路である。ＤＣ－ＤＣコンバータ２０５は、実施形態１と同様の第１のフルブリッジ回路５１と、トランス５２と、第２のフルブリッジ回路２５３とを備える。第１及び第２のフルブリッジ回路２５３は実施形態１と同様の回路構成であり、それぞれ、トランス５２を構成する各コイルにそれぞれ接続されている。第２のフルブリッジ回路２５３は、実施形態１のダイオードブリッジ５３のダイオードＤ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２を、スイッチング素子Ｚ９，Ｚ１０，Ｚ１１，Ｚ１２に置換した回路である。
　制御部９１は、バッテリ２の充電を行う際、図３に示すような電流の流れになるように、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ２０４のスイッチング素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４のスイッチング制御を行う。つまり、図３Ａに示す状況においてはスイッチング素子Ｚ３をオン状態にする。図３Ｂに示す状態においてはスイッチング素子Ｚ３をオフ状態にする。図３Ｃに示す状況においてはスイッチング素子Ｚ４をオン状態にする。図３Ｄに示す状況においては、スイッチング素子Ｚ４をオフ状態にする。
　また、制御部９１は、バッテリ２の充電を行う際、図４に示す制御によってトランス５２の二次コイルに誘起された電圧が整流されるように、第２のフルブリッジ回路２５３のスイッチング素子Ｚ９，Ｚ１０，Ｚ１１，Ｚ１２のスイッチング制御を行う。例えば、図４Ａに示す状況においては、スイッチング素子Ｚ１０，Ｚ１１をオフ状態にする。図４Ｃに示す状況においては、スイッチング素子Ｚ９，Ｚ１２をオフ状態にする。図４Ｂ，Ｄに示す状況においては、スイッチング素子Ｚ９，Ｚ１０，Ｚ１１，Ｚ１２をオフ状態にする。
　バッテリ２を放電する場合、制御部９１は、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ２０４及びＤＣ－ＤＣコンバータ２０５のスイッチング制御によって、ＰＦＣ用フルブリッジ回路をインバータとして機能させ、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０５から出力された電圧を交流電圧に変換して、出力させる。
　入力端子Ｔ１，Ｔ２に負荷が接続された場合、バッテリ２によって出力端子Ｔ３，Ｔ４に印加された直流電圧が交流にＡＣ／ＤＣ変換され、ＡＣ／ＤＣ変換された交流が入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して負荷に給電される。このように交流電圧及び直流電圧を双方向にＡＣ／ＤＣ変換するＡＣ－ＤＣコンバータ１を車両に搭載することにより、バッテリ２を災害用又は非常用電源として利用することが可能になる。
　このように構成された実施形態２に係る双方向型のＡＣ－ＤＣコンバータ１においても、実施形態１と同様、スイッチング制御によって、ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ２０４及びＤＣ－ＤＣコンバータ２０５間のリップル電流を低減し、コンデンサＣ１を小型化することができる。
　１　ＡＣ－ＤＣコンバータ（コンバータ）
　２　バッテリ
　３　ノイズフィルタ
　４，２０４　ＰＦＣ回路付きＡＣ－ＤＣコンバータ（前段コンバータ）
　４１　力率改善回路（第１スイッチング回路）
　５，２０５　ＤＣ－ＤＣコンバータ（後段コンバータ）
　９　制御回路
　５１　フルブリッジ回路
　５２　トランス
　５３　ダイオードブリッジ
　９０ａ　ＡＣ電圧検出部
　９０ｂ　ＡＣ電流検出部
　９０ｃ　ＤＣ電流検出部
　９１　制御部
　９２　ＲＡＭ
　９３　記憶部
　９３ａ　テーブル
　９４　通信部
　９５　インタフェース
　９６　計時部
　Ｃ１　コンデンサ
　Ｃ２　入力コンデンサ
　Ｃ３　出力コンデンサ
　Ｌ１，Ｌ２　リアクトル
　Ｌ３　コイル
　Ｄ１，Ｄ２，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２　ダイオード
　Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４，Ｚ５，Ｚ６，Ｚ７，Ｚ８，Ｚ９，Ｚ１０，Ｚ１１，Ｚ１２　スイッチング素子
　Ｔ１，Ｔ２　入力端子
　Ｔ３，Ｔ４　出力端子
 

Claims (6)

  1. 　電流を間欠的に出力する第１スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第１スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第２スイッチング回路を有する後段コンバータとを備え、前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力するコンバータであって、
    　前記第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路を備えるコンバータ。
  2. 　前記制御回路は、
    　前記第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間と、前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間との重複期間が最長になるように、前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する
    　請求項１に記載のコンバータ。
  3. 　前記制御回路は、
    　前記第１スイッチング回路から電流が出力させる出力期間の終了時点と、前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の終了時点とが略一致するように、前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する
    　請求項１又は請求項２に記載のコンバータ。
  4. 　前記第１スイッチング回路は力率改善回路、前記第２スイッチング回路は直流を交流に変換するフルブリッジ回路である
    　請求項１～請求項３のいずれか一つに記載のコンバータ。
  5. 　前記第１及び第２スイッチング回路の一方のスイッチング周期は、他方のスイッチング周期の整数倍である
    　請求項１～請求項４のいずれか一つに記載のコンバータ。
  6. 　電流を間欠的に出力する第１スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第１スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第２スイッチング回路を有する後段コンバータとを備え、前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力するコンバータの動作を制御する制御回路であって、
    　前記第１スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第２スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第１及び第２スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路。
     
PCT/JP2016/053824 2015-02-13 2016-02-09 コンバータ及び制御回路 WO2016129592A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/550,704 US10250121B2 (en) 2015-02-13 2016-02-09 Converter and control circuit
CN201680010000.7A CN107210683B (zh) 2015-02-13 2016-02-09 转换器和控制电路
DE112016000750.7T DE112016000750T5 (de) 2015-02-13 2016-02-09 Wandler und Steuerschaltung

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-026518 2015-02-13
JP2015026518A JP6439482B2 (ja) 2015-02-13 2015-02-13 コンバータ及び制御回路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016129592A1 true WO2016129592A1 (ja) 2016-08-18

Family

ID=56615336

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/053824 WO2016129592A1 (ja) 2015-02-13 2016-02-09 コンバータ及び制御回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10250121B2 (ja)
JP (1) JP6439482B2 (ja)
CN (1) CN107210683B (ja)
DE (1) DE112016000750T5 (ja)
WO (1) WO2016129592A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017051814A1 (ja) * 2015-09-25 2017-03-30 住友電気工業株式会社 電源装置
US10425032B2 (en) 2017-03-03 2019-09-24 General Electric Company Drive system and method of operation thereof for reducing DC link current ripple
US11532999B2 (en) * 2018-08-30 2022-12-20 Brusa Hypower Ag Adapter device for bidirectional operation

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6710976B2 (ja) * 2015-06-01 2020-06-17 住友電気工業株式会社 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法
JP6569620B2 (ja) 2016-07-29 2019-09-04 トヨタ自動車株式会社 ハイブリッド車の制御装置
JP2018078746A (ja) * 2016-11-10 2018-05-17 株式会社Ｓｏｋｅｎ 無線給電装置
US10513185B2 (en) * 2017-12-20 2019-12-24 Ford Global Technologies, Llc Electrified vehicle ground fault monitoring system
JP2020013834A (ja) * 2018-07-13 2020-01-23 株式会社デンソー コンデンサ装置
US11418125B2 (en) 2019-10-25 2022-08-16 The Research Foundation For The State University Of New York Three phase bidirectional AC-DC converter with bipolar voltage fed resonant stages
JP7379131B2 (ja) * 2019-12-16 2023-11-14 東芝テック株式会社 電力変換装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009213202A (ja) * 2008-02-29 2009-09-17 Toyota Industries Corp スイッチング電源装置
JP2009232502A (ja) * 2008-03-19 2009-10-08 Tdk Corp スイッチング電源装置
WO2015002088A1 (ja) * 2013-07-04 2015-01-08 住友電気工業株式会社 双方向ａｃ／ｄｃ変換装置、突入電流防止方法及びコンピュータプログラム

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5652700A (en) * 1995-10-16 1997-07-29 Computer Products, Inc. Low cost AC-to-DC converter having input current with reduced harmonics
US6330170B1 (en) * 1999-08-27 2001-12-11 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switched quasi-single-stage (QSS) bi-directional inverter/charger
JP4253341B2 (ja) * 2003-04-23 2009-04-08 パナソニック電工株式会社 放電ランプ点灯制御装置
EP2437384B1 (en) * 2009-05-27 2022-11-09 Denso Corporation Converter control device and electric vehicle using the same
JP6001587B2 (ja) * 2014-03-28 2016-10-05 株式会社デンソー 電力変換装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009213202A (ja) * 2008-02-29 2009-09-17 Toyota Industries Corp スイッチング電源装置
JP2009232502A (ja) * 2008-03-19 2009-10-08 Tdk Corp スイッチング電源装置
WO2015002088A1 (ja) * 2013-07-04 2015-01-08 住友電気工業株式会社 双方向ａｃ／ｄｃ変換装置、突入電流防止方法及びコンピュータプログラム

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017051814A1 (ja) * 2015-09-25 2017-03-30 住友電気工業株式会社 電源装置
US10811953B2 (en) 2015-09-25 2020-10-20 Sumitomo Electric Industries, Ltd. Power supply device
US10425032B2 (en) 2017-03-03 2019-09-24 General Electric Company Drive system and method of operation thereof for reducing DC link current ripple
US11342876B2 (en) 2017-03-03 2022-05-24 General Electric Company Drive system and method of operation thereof for reducing DC link current ripple
US11532999B2 (en) * 2018-08-30 2022-12-20 Brusa Hypower Ag Adapter device for bidirectional operation

Also Published As

Publication number Publication date
CN107210683B (zh) 2019-08-16
DE112016000750T5 (de) 2018-01-11
JP2016149897A (ja) 2016-08-18
US10250121B2 (en) 2019-04-02
JP6439482B2 (ja) 2018-12-19
US20180026520A1 (en) 2018-01-25
CN107210683A (zh) 2017-09-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6439482B2 (ja) コンバータ及び制御回路
JP6070263B2 (ja) Ｄｃ−ａｃ変換装置及び制御回路
JP5590124B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US9667153B2 (en) Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices
EP3018812B1 (en) Bidirectional dc/dc converter, and bidirectional power converter
JP5396251B2 (ja) 直流―直流双方向コンバータ回路
US10224818B2 (en) Power conversion apparatus and control method for power conversion apparatus
WO2015002088A1 (ja) 双方向ａｃ／ｄｃ変換装置、突入電流防止方法及びコンピュータプログラム
JP2005224058A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びプログラム
JP7124297B2 (ja) 電力変換装置
CN109687702B (zh) Dc-dc转换器
US20120092909A1 (en) Power conversion apparatus
WO2014073257A1 (ja) 双方向変換回路、双方向ｄｃ－ｄｃ変換装置、双方向ａｃ－ｄｃ変換装置、制御方法、制御回路及び制御プログラム
JP6709965B2 (ja) スナバ回路、及びそれを用いた電力変換システム
JP5658922B2 (ja) 系統連系電力変換装置及び系統連系電力変換の制御方法
JP2017063568A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2000253663A (ja) 直流電源装置
JP2008099348A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2015035928A (ja) 双方向ａｃ／ｄｃ変換装置、断続的変換方法及びコンピュータプログラム
JP2016149896A (ja) Ａｃ−ｄｃコンバータ及び制御回路
CN111725987A (zh) 电力转换装置
JP6945166B2 (ja) スナバ回路、及び電力変換システム
JP2019146357A (ja) 電圧変換装置、電圧変換装置の制御方法及びコンピュータプログラム
JP2003348834A (ja) 単相昇降圧コンバータ
JP6597264B2 (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16749236

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15550704

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 112016000750

Country of ref document: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16749236

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1