CN111725987A - 电力转换装置 - Google Patents

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宇佐美豊
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Toshiba TEC Corp
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Abstract

本申请提供电力转换装置，具备图腾柱PFC、第一和第二电流检测器的串联连接及控制电路。图腾柱PFC具备：线圈，连接于交流电源的第一端子；第一半波开关，源极端子连接于线圈；第二半波开关，漏极端子连接于第一半波开关的源极端子；第一二极管，阴极连接于第一半波开关的漏极端子，阳极连接于交流电源的第二端子；第二二极管，阳极连接于第二半波开关的源极端子，阴极连接于交流电源的第二端子；及平滑电容器，连接于第一二极管的阴极与第二二极管的阳极之间。第一和第二电流检测器的串联连接被连接于线圈与交流电源的第一端子之间。控制电路基于第一电流检测器或第二电流检测器的电流检测结果进行使第一半波开关及第二半波通断的脉冲宽度控制。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明的实施方式涉及电力转换装置。
背景技术
电力转换装置将从交流电源得到的交流电压转换为直流电压并向负载供给电力。在将交流电源的交流电压转换为直流电压的情况下，将流到交流电源的交流电流转换为与交流电压同相位的正弦波状的话，功率因数最好，高次谐波噪声发生也较少。例如，电力转换装置具备使输入电流成为正弦波状的图腾柱式功率因数校正电路。
为了控制上述那种图腾柱式功率因数校正电路，需要根据输入的交流电压检测流动的交流电流。例如，具备检测电流的电流变换器的电力转换装置已得到实用。但是，在这种结构中，交流电流的检测结果作为正负信号而输出。因此，无法在用于控制图腾柱式功率因数校正电路的控制IC中直接使用电流检测的结果。因此，需要将电流检测结果转换为以任意的GND为基准的信号，即进行绝缘，存在电路变得复杂的技术问题。此外，由于电流变换器价格高，所以存在成本增加的技术问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供能以简易的结构进行高效电力转换的具备图腾柱式功率因数校正电路的电力转换装置。
根据一实施方式的电力转换装置具备图腾柱式功率因数校正电路、第一电流检测器与第二电流检测器的串联连接以及控制电路。图腾柱式功率因数校正电路具备：线圈，连接于交流电源的第一端子；第一半波开关，源极端子连接于线圈；第二半波开关，漏极端子连接于第一半波开关的源极端子；第一二极管，阴极连接于第一半波开关的漏极端子，阳极连接于交流电源的第二端子；第二二极管，阳极连接于第二半波开关的源极端子，阴极连接于交流电源的第二端子；以及平滑电容器，连接于第一二极管的阴极与第二二极管的阳极之间。第一电流检测器与第二电流检测器的串联连接被连接于线圈与交流电源的第一端子之间。控制电路基于第一电流检测器的电流检测结果或者第二电流检测器的电流检测结果，进行使第一半波开关以及第二半波开关通断的脉冲宽度控制。
附图说明
图1是用于对根据一实施方式的电力转换装置的结构例进行说明的图。
图2是用于对根据一实施方式的图腾柱PFC的动作例进行说明的图。
图3是用于对根据一实施方式的控制电路的结构例进行说明的图。
图4是用于对根据一实施方式的基准电压转换电路的结构例进行说明的图。
图5是用于对根据一实施方式的PFC控制电路的结构例进行说明的图。
图6是用于对根据一实施方式的第一绝缘驱动器以及第二绝缘驱动器的结构例进行说明的图。
图7是用于对根据一实施方式的图腾柱PFC的控制进行说明的图。
图8是用于对根据一实施方式的极性检测电路的其它结构例进行说明的图。
附图标记说明
1…电力转换装置；2…负载电路；11…滤波电路；12…图腾柱式功率因数校正电路；13…LLC谐振电路；14…交流电压检测电路；15…绝缘ACDC电路；16…控制电路；17…电流检测电路；21…基准电压转换电路；22…PFC控制电路；23…第一绝缘驱动器；24…第二绝缘驱动器；31…低通滤波器；32…第一比较器；33…极性检测电路；34…电压检测电路；35…绝对值转换电路；36…乘法器；37…第一选择器；38…第二比较器；39…PWM转换器；40…第二选择器；41…脉冲变压器；51…逻辑电路；C1…第一平滑电容器；C2…第二平滑电容器；C3…第三平滑电容器；D1…第一二极管；D2…第二二极管；D3…第三二极管；D4…第四二极管；L1…第一线圈；L2…第二线圈；L3…第三线圈；L4…第四线圈；L5…第五线圈；R1…第一电阻；R2…第二电阻；S1…第一半波开关；S2…第二半波开关；S3…开关元件；S4…开关元件；S5…开关元件；S6…开关元件。
具体实施方式
以下，参照附图对实施方式进行说明。
图1是表示根据一实施方式的电力转换装置1的结构例的图。电力转换装置1具备图腾柱式功率因数校正电路。具备图腾柱式功率因数校正电路的电力转换装置1连接于作为输入电源的交流电源AC。通过以高频切换交流电源AC的交流电压并将直流电力输出到负载电路2，从而负载电路2进行动作。
首先对电力转换装置1的结构进行说明。电力转换装置1具备滤波电路11、图腾柱式功率因数校正电路(图腾柱PFC)12、LLC谐振电路13、绝缘ACDC电路14、交流电压检测电路15以及控制电路16。
滤波电路11是除去从电力转换装置1向交流电源AC泄露的噪声的电路。滤波电路11例如是EMC滤波器。滤波电路11从输入端子输入商用频率50Hz分量的交流电压，并将其从输出端子输出。通过滤波电路11屏蔽传递到输出端子的在电力转换装置1中产生的高频噪声而不传递到输入端子。需要指出，滤波电路11具备第一端子AC1以及第二端子AC2作为输出端子。即，从第一端子AC1以及第二端子AC2输出交流电力。
图腾柱PFC12将经由滤波电路11从交流电源AC得到的交流电压转换为直流电压并供给到LLC谐振电路13。图腾柱PFC12具备第一线圈L1、第一半波开关S1、第二半波开关S2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一平滑电容器C1、第一电阻R1以及第二电阻R2。
第一线圈L1经由滤波电路11连接于交流电源AC的第一端子。例如，第一线圈L1经由第一电阻R1以及第二电阻R2而连接于滤波电路11的第一端子AC1。
第一半波开关S1以及第二半波开关S2是在控制电路16的控制下通断的开关元件。第一半波开关S1以及第二半波开关S2由例如SiC、GaN、氧化镓或者金刚石等宽禁带半导体构成。由这种半导体构成的元件与由硅构成的MOSFET相比，开关速度快，此外，漏源间的杂散电容少，所以开关损耗少。
通过从控制电路16供给的栅极信号G1使第一半波开关S1通断。通过从控制电路16供给的栅极信号G2使第二半波开关S2通断。
第一半波开关S1的源极端子连接于第一线圈L1。第二半波开关S2的漏极端子连接于第一半波开关S1的源极端子。
第一二极管D1的阴极连接于第一半波开关S1的漏极端子，阳极经由滤波电路11连接于交流电源AC的第二端子。第二二极管D2的阳极连接于第二半波开关的源极端子，阴极经由滤波电路11连接于交流电源AC的第二端子。即，第一二极管D1的阳极以及第二二极管D2的阴极连接于滤波电路11的第二端子AC2。
第一平滑电容器C1连接于第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阳极之间。第一平滑电容器C1的正极端子以及第一平滑电容器C1的负极端子构成图腾柱PFC12的高圧直流输出的输出端子。此外，第一平滑电容器C1的正极端子以及负极端子分别连接于控制电路16。由此，与第一平滑电容器C1的正极端子的电位相应的信号DC1被供给到控制电路16。此外，与第一平滑电容器C1的负极端子的电位相应的信号DC2被供给到控制电路16。
第一电阻R1以及第二电阻R2串联连接于第一线圈L1与滤波电路11的第一端子AC1之间。第一电阻R1连接于第二电阻R2与第一线圈L1之间。第一电阻R1以及第二电阻R2的电阻值例如是0.01Ω左右的极小值。即，以第一线圈L1、第一电阻R1、第二电阻R2、滤波电路11的第一端子AC1的顺序连接。需要指出，将第一电阻R1与第二电阻R2的连接点称为连接点M。
第一电阻R1与第一线圈L1的连接点连接于控制电路16。由此，与流过第一电阻R1的电流相应的信号IS1被供给到控制电路16。当电流以从第一线圈L1到连接点M的朝向流过第一电阻R1时，信号IS1成为以连接点M的电位为基准的正电压，当电流以从连接点M到第一线圈L1的朝向流过第一电阻R1时，信号IS1成为以连接点M的电位(GND)为基准的负电压。
此外，第二电阻R2与滤波电路11的第一端子AC1的连接点连接于控制电路16。由此，与流过第二电阻R2的电流相应的信号IS2被供给到控制电路16。当电流以从第一端子AC1到连接点M的朝向流过第二电阻R2时，信号IS2成为以连接点M的电位为基准的正电压，当电流以从连接点M到第一端子AC1的朝向流过第二电阻R2时，信号IS2成为以连接点M的电位为基准的负电压。
根据上述结构，信号IS1与信号IS2中任一方成为正信号，而另一方成为负信号。根据这种结构，第一电阻R1以及第二电阻R2构成将表示流到第一线圈L1的电流的值的正电压的信号供给到控制电路16的电流检测电路17。第一电阻R1作为第一电流检测器而发挥作用。此外，第二电阻R2作为第二电流检测器而发挥作用。
LLC谐振电路13是从自图腾柱PFC12供给的高圧的直流电压供给负载电路2所需的直流电压的DCDC转换电路。LLC谐振电路13具备开关元件S3、开关元件S4、开关元件S5、开关元件S6、第二线圈L2、第一绕组线L3、第二绕组线L4、第三绕组线L5、第二平滑电容器C2以及第三平滑电容器C3。
开关元件S3、开关元件S4、开关元件S5以及开关元件S6是在控制电路16的控制下通断的开关元件。开关元件S3、开关元件S4、开关元件S5以及开关元件S6例如是硅制MOSFET。在LLC谐振电路13中，由于利用谐振现象，所以在电路动作上无需进行高速的切换。因此，与图腾柱PFC12不同，能够使用硅制MOSFET。
通过从控制电路16供给的栅极信号G3使开关元件S3通断。通过从控制电路16供给的栅极信号G4使开关元件S4通断。通过从控制电路16供给的栅极信号G5使开关元件S5通断。通过从控制电路16供给的栅极信号G6使开关元件S6通断。
开关元件S3的漏极端子连接于图腾柱PFC12的一输出端子(第一平滑电容器C1的正极端子)。开关元件S4的源极端子连接于图腾柱PFC12的另一输出端子(第一平滑电容器C1的负极端子)，漏极端子连接于开关元件S3的源极端子。此外，第二线圈L2、第二平滑电容器C2以及第一绕组线L3串联连接于开关元件S3和开关元件S4的连接点与开关元件S4的源极端子之间。
第一绕组线L3、第二绕组线L4以及第三绕组线L5构成绝缘变压器T1。第二绕组线L4以及第三绕组线L5与第一绕组线L3绝缘且被第一绕组线L3中产生的磁场激励。第二绕组线L4与第三绕组线L5相互连接。绝缘变压器T1构成为第一绕组线L3和第二绕组线L4的绕线匝数(T：number of turns)之比(匝数比)与第一绕组线L3和第三绕组线L5的匝数比相等。进而，绝缘变压器T1根据LLC谐振电路13为进行升压的电路还是进行降压的电路来确定第一绕组线L3与第二绕组线L4的匝数比(L3：L4)以及第一绕组线L3与第三绕组线L5的匝数比(L3：L5)。例如，在LLC谐振电路13构成为进行降压的电路的情况下，将匝数比确定为，匝数比(L3：L4)以及匝数比(L3：L5)为20T：5T，以使相对于初级侧的第一绕组线L3，次级侧的第二绕组线L4以及第三绕组线L5的绕线匝数较少。
根据上述那种结构，通过使开关元件S3以及开关元件S4通断，交变电流流到第二线圈L2。此外，与第二线圈L2同等的交变电流流到第一绕组线L3。由此，绝缘变压器T1中产生根据交变电流变化的磁场。在第二绕组线L4以及第三绕组线L5中，根据绝缘变压器T1内产生的磁场的变化(磁通的变化)而产生感应电压。由于感应电压，交变电流流到第二绕组线L4以及第三绕组线L5。具体而言，交变电流中的正的半波部分流到第二绕组线L4，交变电流中的负的半波部分流到第三绕组线L5。即，半波且相反相位的电流分别流到第二绕组线L4与第三绕组线L5。它们通过同步整流用的开关元件S5以及开关元件S6而被转换为正的电流，一同作为正的电流充电到第三电容器C3中。
开关元件S5的源极端子与第二绕组线L4连接，漏极端子连接于第三电容器C3的正极端子。开关元件S6的源极端子与第三绕组线L5连接，漏极端子连接于第三电容器C3的正极端子。第三电容器C3的负极端子连接于第二绕组线L4与第三绕组线L5的连接点。此外，负载电路2与第三电容器C3并联连接。
根据上述结构，开关元件S5作为使电流从第二绕组线L4流到第三电容器C3的正极端子的体二极管而发挥作用。此外，开关元件S6作为使电流从第三绕组线L5流到第三电容器C3的正极端子的体二极管而发挥作用。
根据上述那种结构，与交变电流流到第一绕组线L3的时机相应地，开关元件S5以及开关元件S6通断，从而因第二绕组线L4以及第三绕组线L5中产生的电压，电流流动，对第三电容器C3充电。由此，直流电力被供给到连接于第三电容器C3的负载电路2。
具体而言，通过从控制电路16供给的栅极信号G5以及G6，开关元件S5以及开关元件S6在二极管导通的时机导通。由此，不再施加体二极管的结电压1[V]，取而代之，施加导通电阻0.01[Ω]等。例如，假设流到开关元件S5以及开关元件S6的电流为10[A]。在开关元件S5以及开关元件S6未导通而作为体二极管发挥作用时的损失是1[V]×10[A]＝10[W]。相对于此，在开关元件S5以及开关元件S6导通时的损失变成0.01[Ω]×10[A]的平方＝1[W]，能够减少损失。
以下，设想第一电阻R1与第二电阻R2的连接点M的电位为GND来进行说明。绝缘ACDC电路14生成以上述的第一电阻R1与第二电阻R2的连接点M的电位即GND为基准的任意电压的直流电压VCC，并供给到控制电路16。绝缘ACDC电路14基于交流电源AC的交流电压，生成与交流电源AC绝缘的直流电压VCC。绝缘ACDC电路14连接于滤波电路11的第一端子AC1以及第二端子AC2。绝缘ACDC电路14接收从滤波电路11的第一端子AC1以及第二端子AC2供给的交流电压的一部分，将控制电路16的动作所需的电压用于直流电压VCC的生成。控制电路16以该GND为起点进行各种信号处理以及信号输出。
交流电压检测电路15检测交流电源AC的交流电压并将检测结果供给到控制电路16。交流电压检测电路15连接到第一电阻R1与第二电阻R2的连接点M、滤波电路11的第二端子AC2。需要指出，由于第二电阻R2的电阻值为极小值，所以能够将连接点M的电位与滤波电路11的第一端子AC1的电位视为大致相等。即，交流电压检测电路15基于滤波电路11的第一端子AC1的电位与滤波电路11的第二端子AC2的电位，检测表示交流电源AC的电压的信号ACV(Alternating Current Voltage，交流电压)，并供给到控制电路16。交流电压检测电路15既可以是将信号ACV作为模拟值供给到控制电路16的结构，也可以是将数字值的信号ACV供给到控制电路16的结构。需要指出，以下将滤波电路11的第一端子AC1的电位简称为AC1，将滤波电路11的第二端子AC2的电位简称为AC2。
控制电路16控制图腾柱PFC12以及LLC谐振电路13的开关元件。控制电路16从绝缘ACDC电路14接收动作用的直流电压VCC。此外，控制电路16从交流电压检测电路15接收信号ACV。此外，控制电路16从电流检测电路17接收信号IS1以及信号IS2。如上所述，信号IS1以及信号IS2是作为连接点M的电位的GND基准的信号。此外，控制电路16从图腾柱PFC12的输出端子接收信号DC1以及信号DC2。
控制电路16基于信号ACV、信号IS1、信号IS2、信号DC1以及信号DC2，生成用于使第一半波开关S1以及第二半波开关S2通断的栅极信号G1以及栅极信号G2，并输入到图腾柱PFC12。由此，控制电路16控制栅极信号G1以及栅极信号G2的脉冲宽度，以使流到第一线圈L1的电流成为与输入的交流电压的相位同相的正弦波。
此外，控制电路16基于LLC谐振电路13的输出电压，生成用于使开关元件S3、开关元件S4、开关元件S5以及开关元件S6通断的栅极信号G3至G6，并输入到LLC谐振电路13。
接着，对图腾柱PFC12的动作进行说明。
如上所述，图腾柱PFC12基于来自控制电路16的栅极信号G1以及栅极信号G2进行动作。例如，图腾柱PFC12边切换图2所示的四个状态边进行动作。
第一状态为AC1＞AC2(相对于AC2，AC1为正)，且通过栅极信号G1使第一半波开关S1截止(栅极信号G1为截止)，通过栅极信号G2使第二半波开关S2导通(栅极信号G2为导通)的状态。在该情况下，如图2所示，电流以第二电阻R2、第一电阻R1、第一线圈L1、第二半波开关S2、第二二极管D2的顺序流动。此时，以连接点M为起点(GND)在第二电阻R2中产生正的电压(信号)。此外，在第一电阻R1中产生不用于控制的负的电压(信号)。
第二状态是AC1＞AC2(相对于AC2，AC1为正)，且通过栅极信号G1使第一半波开关S1截止(栅极信号G1为截止)，通过栅极信号G2使第二半波开关S2截止(栅极信号G2为截止)的状态。在该情况下，第一半波开关S1从源极端子朝向漏极端子地作为体二极管而发挥作用。因此，如图2所示，电流以第二电阻R2、第一电阻R1、第一线圈L1、第一半波开关S1、第一平滑电容器C1、第二二极管D2的顺序流动。在这种情况下，也以连接点M为起点(GND)在第二电阻R2中产生正的电压(信号)。此外，在第一电阻R1中产生不用于控制的负的电压(信号)。
第三状态是AC1＜AC2(相对于AC2，AC1为负)，且通过栅极信号G1使第一半波开关S1导通(栅极信号G1为导通)，通过栅极信号G2使第二半波开关S2截止(栅极信号G2为截止)的状态。在该情况下，如图2所示，电流以第一二极管D1、第一半波开关S1、第一线圈L1、第一电阻R1、第二电阻R2的顺序流动。此时，以连接点M为起点(GND)在第一电阻R1中产生正的电压(信号)。此外，在第二电阻R2中产生不用于控制的负的电压(信号)。
第四状态是AC1＜AC2(相对于AC2，AC1为负)，且通过栅极信号G1使第一半波开关S1截止(栅极信号G1为截止)，通过栅极信号G2使第二半波开关S2截止(栅极信号G2为截止)的状态。在该情况下，第二半波开关S2从源极端子朝向漏极端子地作为体二极管而发挥作用。因此，如图2所示，电流以第一二极管D1、第一平滑电容器C1、第二半波开关S2、第一线圈L1、第一电阻R1、第二电阻R2的顺序流动。在这种情况下，也以连接点M为起点(GND)在第一电阻R1中产生正的电压(信号)。此外，在第二电阻R2中产生不用于控制的负的电压(信号)。
在AC1＞AC2(相对于AC2，AC1为正)的情况下，控制电路16使第二半波开关S2通断。由此，控制电路16进行控制，使得在相对于AC2，AC1为正的期间，流到第一线圈L1的电流成为与交流电源AC的交流电压AVC同相位的正弦波电流。此外，控制电路16在AC1＜AC2(相对于AC2，AC1为负)的情况下，使第一半波开关S1通断。由此，控制电路16进行控制，使得在相对于AC2，AC1为负的期间，流到第一线圈L1的电流成为与交流电源AC的交流电压AVC同相位的正弦波电流。由此，能够抑制电流高次谐波噪声的产生。
接着，对控制电路16的详细的结构例进行说明。
图3是用于对控制电路16的结构例进行说明的说明图。
控制电路16具备基准电压转换电路21、PFC控制电路22、第一绝缘驱动器23以及第二绝缘驱动器24。
基准电压转换电路21针对图腾柱PFC12的输出电压，输出表示GND基准的电压的信号VFB。在图腾柱PFC12中，在AC1＞AC2的期间，AC2与DC2为同电位。此外，在图腾柱PFC12中，在AC1＜AC2的期间，AC1与DC1为同电位。这样，图腾柱PFC12的输出中，基准电压有变动。因此，基准电压转换电路21将从图腾柱PFC12的输出端子接收到的信号DC1以及信号DC2转换为表示GND基准的电压的信号VFB。
图4是用于对基准电压转换电路21的结构例进行说明的说明图。基准电压转换电路21具备多个电阻以及运算放大器。基准电压转换电路21以GND基准对信号DC1以及信号DC2各自的电位分别进行电阻分圧，并将分圧后的信号DCD1以及信号DCD2输入到运算放大器的两端子。需要指出，在该情况下，电阻的电阻值被确定为使分圧后的电压值不超过直流电压VCC。即，信号DCD1以及信号DCD2表现为GND以上且VCC以下的电位。运算放大器将信号DCD1与信号DCD2的差分作为信号VFB输出。
基准电压转换电路21也可以是通过其它方法输出信号VFB的结构。例如，基准电压转换电路21将信号DC1及信号DC2的电位差转换为脉冲宽度，并将该脉冲输入到光电耦合器等。由此，产生GND基准的脉冲导通电流。以GND基准再生成与该脉冲宽度相应的电压。由此，能够将电位不同的地方的电位差转换为GND基准的信号。
图5是用于对PFC控制电路22的结构例进行说明的说明图。PFC控制电路22基于信号VFB、信号ACV、信号IS1以及信号IS2，输出用于图腾柱PFC12的第一半波开关S1以及第二半波开关S2的控制的信号G1G以及信号G2G。
PFC控制电路22具备低通滤波器31、第一比较器32、极性检测电路33、电压检测电路34、绝对值转换电路35、乘法器36、第一选择器37、第二比较器38、PWM转换器39以及第二选择器40。
信号VFB输入低通滤波器31中。低通滤波器31切掉输入的信号VFB的高频分量而将其输入到第一比较器32。低通滤波器31例如被设定相对于交流电源的频率50Hz更低的频率。例如，低通滤波器31设定为使低于20Hz的频率分量通过。即，低通滤波器31构成为切掉比20Hz高的频率分量。根据该结构，低通滤波器31能够消除第一平滑电容器中产生的100Hz(50Hz的全波)分量，输出第一平滑电容器的电压的平均值。
低通滤波器31的输出与基准电压输入到第一比较器32中。第一比较器32将低通滤波器31的输出与基准电压的比较结果输出到乘法器36。即，第一比较器32输出作为信号VFB的低频分量与基准电压的比较结果的信号VDIF。具体而言，第一比较器32从信号VFB的低频分量减去基准电压，并将结果作为信号VDIF输出。即，信号VDIF表示信号VFB相对于基准电压的位移量。
基准电压设定为任意值。基准电压例如设定为400V。通过将基准电压设定为400V，从而可以与全球的AC电压对应。由于世界上最高的AC电压为264V，所以其峰值是264V的1.41倍即372V。通过将比其高的电压设定为基准电压，从而成为可以世界通用的电力转换。
极性检测电路33基于信号ACV，检测从交流电源AC供给的交流电压的极性，并将检测结果作为信号ACP输出。极性检测电路33将信号ACP输出到第一选择器37以及第二选择器40。极性检测电路33基于信号ACV的值为正还是负，将“0”与“1”中任一逻辑值作为信号ACP输出。例如，假设是信号ACV表示滤波电路11的第一端子AC1相对于第二端子AC2的电位的结构。在该情况下，当信号ACV为正时，极性检测电路33输出“1”的信号ACP，当信号ACV为负时，极性检测电路33输出“0”的信号ACP。即，当第一端子AC1的电位＞第二端子AC2的电位时，极性检测电路33输出“1”的信号ACP，当第一端子AC1的电位＜第二端子AC2的电位时，极性检测电路33输出“0”的信号ACP。
电压检测电路34将信号ACV转换为任意宽度的电压信号，并输出到绝对值转换电路35。在交流电源AC为实效值100V的交流电源的情况下，输入到电压检测电路34的信号ACV为-141～141V的瞬时值。电压检测电路34将信号ACV所示的交流电源AC的交流电压的瞬时值转换为预先设定的范围内的值。即，电压检测电路34将信号ACV所示的交流电源AC的交流电压的瞬时值归一化。具体而言，电压检测电路34将信号ACV所示的交流电源AC的交流电压的瞬时值转换为-1～1的范围的瞬时值。基于由电压检测电路34进行转换后的信号ACV，可判断正弦波状的波形中的相位。即，由电压检测电路34归一化后的信号ACV能够改称为表示正弦波中的相位的正弦波相位信息。
绝对值转换电路35将从电压检测电路34输出的信号ACV转换为绝对值的信号即信号ABS，并将信号ABS输出到乘法器36。绝对值转换电路35通过将从电压检测电路34输出的信号ACV转换为绝对值而转换为0～1的值的信号(全波整流状的信号)。
乘法器36对从第一比较器32供给的信号VDIF与从绝对值转换电路35供给的信号ABS进行乘法运算。乘法器36将对信号VDIF与信号ABS进行乘法运算后的结果作为信号AIM输出到第二比较器38。信号AIM表示作为目标的电流值。
信号ACP、信号IS1以及信号IS2输入到第一选择器37中。第一选择器37基于信号ACP，将信号IS1与信号IS2中任一方作为信号IS输出到第二比较器38。在信号ACP为“1”的情况下，第一选择器37将信号IS2作为信号IS输出到第二比较器38。此外，在信号ACP为“0”的情况下，第一选择器37将信号IS1作为信号IS输出到第二比较器38。即，当第一端子AC1的电位＞第二端子AC2的电位时，第一选择器37将信号IS2作为信号IS输出到第二比较器38，当第一端子AC1的电位＜第二端子AC2的电位时，第一选择器37将信号IS1作为信号IS输出到第二比较器38。
信号AIM与信号IS输入到第二比较器38中。第二比较器38将作为信号AIM与信号IS的比较结果的信号IDIF输出到PWM转换器39。信号IDIF表示作为目标电流值的信号AIM与表示实际流动的电流的信号IS的差分。
PWM转换器39基于信号IDIF的值，生成作为脉冲宽度调制信号的信号PWM，并将信号PWM输出到第二选择器40。例如，PWM转换器39进行在相对于目标电流值实际流动的电流少的情况下增大脉冲宽度，在相对于目标电流值实际流动的电流多的情况下减小脉冲宽度的调制。
信号ACP以及信号PWM输入到第二选择器40中。第二选择器40基于信号ACP，对是将信号PWM作为信号G1G输出到第一绝缘驱动器23还是将信号PWM作为信号G2G输出到第二绝缘驱动器24进行切换。具体而言，在信号ACP为“1”的情况下，第二选择器40将信号PWM作为信号G2G输出到第二绝缘驱动器24。此外，在信号ACP为“0”的情况下，第二选择器40将信号PWM作为信号G1G输出到第一绝缘驱动器23。需要指出，信号PWM即信号G1G以及信号G2G是GND基准的信号。向第一绝缘驱动器23与第二绝缘驱动器24中未被输出信号PWM的一方供给的信号为“0(停止信号)”。
第一绝缘驱动器23以及第二绝缘驱动器24使输入到初级侧的信号绝缘并从次级侧输出。
图6是用于对第一绝缘驱动器23以及第二绝缘驱动器24的结构例进行说明的说明图。第一绝缘驱动器23以及第二绝缘驱动器24例如分别具备脉冲变压器41。脉冲变压器41具备初级侧的绕组线、次级侧的绕组线以及磁芯。
如图6所示，GND基准的G1G和GND连接于第一绝缘驱动器23的脉冲变压器41的初级侧的绕组线，G1GND基准的G1连接于脉冲变压器41的次级侧的绕组线。具体而言，图腾柱PFC12的第二选择器40和GND连接于脉冲变压器41的初级侧的绕组线。此外，第一半波开关S1的栅极端子和第一半波开关S1的源极端子连接于脉冲变压器41的次级侧的绕组线。
根据上述结构，从图腾柱PFC12输出的GND基准的脉冲状信号即信号G1G输入到第一绝缘驱动器23的脉冲变压器41的初级侧的绕组线。当GND基准的信号G1G输入到脉冲变压器41的初级侧的绕组线时，在脉冲变压器41的次级侧的绕组线处产生感应电压。通过该感应电压，以第一半波开关S1的源极端子的电位G1GND为基准且与信号G1G相应的脉冲状信号即信号G1从脉冲变压器41的次级侧的绕组线输入到第一半波开关S1的栅极端子。由此，第一半波开关S1基于信号G1通断。
如图6所示，GND基准的G2G和GND连接于第二绝缘驱动器24的脉冲变压器41的初级侧的绕组线，G2GND基准的G2连接于脉冲变压器41的次级侧的绕组线。具体而言，图腾柱PFC12的第二选择器40和GND连接于脉冲变压器41的初级侧的绕组线。此外，第二半波开关S2的栅极端子和第二半波开关S2的源极端子连接于脉冲变压器41的次级侧的绕组线。
根据上述结构，从图腾柱PFC12输出的GND基准的脉冲状信号即信号G2G输入到第二绝缘驱动器24的脉冲变压器41的初级侧的绕组线。当GND基准的信号G2G输入到脉冲变压器41的初级侧的绕组线时，在脉冲变压器41的次级侧的绕组线处产生感应电压。通过该感应电压，以第二半波开关S2的源极端子的电位G2GND为基准且与信号G2G相应的脉冲状信号即信号G2从脉冲变压器41的次级侧的绕组线输入到第二半波开关S2的栅极端子。
需要指出，第一绝缘驱动器23以及第二绝缘驱动器24也可以还具备滤波电容器，该滤波电容器与脉冲变压器41的初级侧的绕组线串联连接，切掉直流分量。
此外，信号G1以及信号G2为分别以G1GND以及G2GND为中心的正负的信号。因此，也可以调整脉冲变压器41的线圈的匝数比，以使信号G1以及信号G2的值变为2倍(成为与初级侧相同的电压)。
此外，第一绝缘驱动器23以及第二绝缘驱动器24也可以还具备滤波电容器，该滤波电容器与脉冲变压器41的次级侧的线圈串联连接，切掉直流分量。
此外，第一绝缘驱动器23以及第二绝缘驱动器24也可以是通过光电耦合器将信号G1G以及G2G转换为G1GND以及G2GND基准的信号G1以及信号G2的结构。需要指出，由于从光电耦合器输出的信号是微弱的，所以也可以还设置缓冲电路。
此外，第一绝缘驱动器23以及第二绝缘驱动器24也可以通过自举法将从光电耦合器输出的信号通过升压用的直流电源升压并输入到第二半波开关S2的栅极端子。例如，当信号G2导通时，G1GND的电位变为与G2GND的电位相等。在升压用的直流电源连接于G2GND侧的情况下，通过第二半波开关S2的体二极管也向G1GND供给升压用的直流电源的电位。之后，当信号G2截止时，G1GND的电位虽然与G2GND的电位不同，但保存G1GND基准的电位。也可以使用该电位放大从光电耦合器输出的信号，并输入到第一半波开关S1的栅极端子。
图7是用于对流过图腾柱PFC12的电流与交流电源AC的电压的关系进行说明的说明图。在图7中示出表示交流电源AC的电压的信号ACV、表示极性检测的结果的信号ACP、输入第一半波开关S1的栅极端子的信号G1、输入第二半波开关S2的栅极端子的信号G2、表示流到第一电阻R1的电流的信号IS1以及表示流到第二电阻R2的电流的信号IS2的例子。图7的例子中，在时机t0至时机t1之间，极性为正(AC1＞AC2)，在时机t1至时机t2之间，极性为负(AC1＜AC2)，在时机t2以后极性再次为正(AC1＞AC2)。
如上所述，极性检测电路33在AC1＞AC2的期间输出逻辑值“1”的信号ACP，在AC1＜AC2的期间输出逻辑值“0”的信号ACP。
此外，图腾柱PFC12的控制电路16基于表示图腾柱PFC12的输出电压的信号VFB与表示交流电压的ACV，依次算出表示目标电流的信号AIM。
在AC1＞AC2的期间，控制电路16基于作为信号AIM与信号IS2的比较结果的信号IDIF，生成信号PWM。即，控制电路16以使信号AIM与信号IS2之差变小的方式生成信号PWM，并将信号PWM作为信号G2输入到第二半波开关S2的栅极端子。由此，在AC1＞AC2的期间，图腾柱PFC12通过信号G2使第二半波开关S2通断。由此，在图腾柱PFC12中，根据信号G2切换图2所示的第一状态与第二状态。在第一状态中信号IS2增加(线性增加)，在第二状态中信号IS2减少(线性减少)。图腾柱PFC12通过进行脉冲宽度控制来控制第一状态以及第二状态的长度。具体而言，图腾柱PFC12控制频率固定且与一周期内的第一状态的长度相当的信号G2的ON占空比。由此，同时也确定从一周期内的长度减去第一状态的长度而得到的第二状态的长度。这样，图腾柱PFC12能够一面多次切换第一状态与第二状态，一面使作为信号IS2的目标波形的信号AIM与信号IS2接近。
此外，在AC1＜AC2的期间，控制电路16基于作为信号AIM与信号IS1的比较结果的信号IDIF，生成信号PWM。即，控制电路16以使信号AIM与信号IS1之差变小的方式生成信号PWM，并将信号PWM作为信号G1输入到第一半波开关S1的栅极端子。由此，在AC1＜AC2的期间，图腾柱PFC12通过信号G1使第一半波开关S1通断。由此，在图腾柱PFC12中，根据信号G1切换图2所示的第三状态与第四状态。在第三状态中信号IS1减少(线性减少)，在第四状态中信号IS1增加(线性增加)。图腾柱PFC12通过进行脉冲宽度控制来控制第三状态以及第四状态的长度。具体而言，图腾柱PFC12控制频率固定且与一周期内的第三状态的长度相当的信号G1的ON占空比。由此，同时也确定从一周期内的长度减去第三状态的长度而得到的第四状态的长度。
其结果，如图7所示，从第二电阻R2朝向连接点M的电流如信号IS2所示，成为与信号ACV同相位的正弦波状。
如上所述，电力转换装置1具备图腾柱式功率因数校正电路(图腾柱PFC)12、电流检测电路17以及控制电路16。
图腾柱PFC12具备：第一线圈L1，经由滤波电路11连接于交流电源AC的第一端子；第一半波开关S1，源极端子连接于第一线圈L1；第二半波开关S2，漏极端子连接于第一半波开关S1的源极端子；第一二极管D1，阴极连接于第一半波开关S1的漏极端子，阳极经由滤波电路11连接于交流电源AC的第二端子；第二二极管D2，阳极连接于第二半波开关S2的源极端子，阴极经由滤波电路11连接于交流电源AC的第二端子；以及第一平滑电容器C1，连接于第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阳极之间。
电流检测电路17具有连接于第一线圈L1和交流电源AC的第一端子之间的第一电流检测器(第一电阻R1)与第二电流检测器(第二电阻R2)的串联连接。作为第一电流检测器的电流检测结果的信号IS1表示从第一电阻朝向与第二电阻的连接点的电流。作为第二电流检测器的电流检测结果的信号IS2表示从第二电阻朝向与第一电阻的连接点的电流。
控制电路16基于信号IS1或者信号IS2进行使第一半波开关S1以及第二半波开关S2通断的脉冲宽度控制。
根据这种结构，信号IS1和信号IS2中任一方被检测为正值。因此，电流检测电路17不用将信号IS1以及信号IS2转换为GND基准的信号而直接输入到控制电路16。其结果，以简易的结构即可进行高效电力转换。
此外，控制电路16具备极性检测电路33，该极性检测电路33以GND电压为基准，检测从交流电源AC供给的交流电压的极性，GND电压是第一电流检测器与第二电流检测器的连接点的电压。控制电路16基于极性检测电路33的检测结果，将进行脉冲宽度控制的开关在第一半波开关S1与第二半波开关S2之间切换。
此外，控制电路16基于极性检测电路33的检测结果，将用于脉冲宽度控制的电流检测结果在第一电流检测器的电流检测结果与第二电流检测器的电流检测结果之间切换。
此外，在交流电源AC的第一端子为正电位的情况下，控制电路16基于作为第二电流检测器的电流检测结果的信号IS2使第二半波开关S2通断，在交流电源AC的第二端子为正电位的情况下，控制电路16基于作为第一电流检测器的电流检测结果的信号IS1使第一半波开关S1通断。
此外，控制电路16将第一平滑电容器C1的两端电压转换为以GND电压为基准的电压，并基于转换后的电压进行脉冲宽度控制，该GND电压是第一电流检测器与第二电流检测器的连接点的电压。
这样，电力转换装置1根据交流电源AC的电压的极性，使进行脉冲宽度控制的开关在第一半波开关S1与第二半波开关S2之间切换，从而能够将流到第一线圈L1的电流控制为与交流电源AC的电压的相位同相位的正弦波状。其结果，电力转换装置1能够以简易的结构实现恢复损耗的降低。
需要指出，在上述实施方式中，以在AC1＞AC2的期间，使第二半波开关S2通断，在AC1＜AC2的期间，使第一半波开关S2通断进行了说明，但并不限定于该结构。控制电路16也可以构成为，在AC1＞AC2且使第二半波开关S2截止的期间，将第一半波开关S1导通，在AC1＜AC2且使第一半波开关S1截止的期间，将第二半波开关S2导通。
在AC1＞AC2且使第二半波开关S2截止的期间，第一半波开关S1从源极端子朝向漏极端子地作为体二极管而发挥作用。此外，在AC1＜AC2且使第一半波开关S1截止的期间，第二半波开关S2从源极端子朝向漏极端子地作为体二极管而发挥作用。
但是，第一半波开关S1的导通时的损失小于第一半波开关S1的体二极管的损失。此外，第二半波开关S2的导通时的损失小于第二半波开关S2的体二极管的损失。因此，如上所述，通过在AC1＞AC2且使第二半波开关S2截止的期间，将第一半波开关S1导通，在AC1＜AC2且使第一半波开关S1截止的期间，将第二半波开关S2导通，能够减少图腾柱PFC12的电路损失。
此外，同样地，也可以将第一二极管D1以及第二二极管D2分别替换为MOSFET。具体而言，第一二极管D1也可以构成为在AC1＞AC2的期间导通，在AC1＜AC2的期间截止的FET的体二极管。此外，具体而言，第二二极管D2也可以构成为在AC1＞AC2的期间截止，在AC1＜AC2的期间导通的FET的体二极管。通过这种结构，也能够减少图腾柱PFC12的电路损失。
需要指出，上述实施方式中的第一半波开关S1以及第二半波开关S2为了高速的切换，需要由宽禁带半导体构成。但是，由于流到第一二极管D1以及第二二极管D2的电流为作为交流电源AC的频率的50Hz分量，因此在使用同步整流FET来替代第一二极管D1以及第二二极管D2的情况下，能够使用由反应较慢的硅半导体构成的FET。
在使用同步整流FET来替代第一二极管D1以及第二二极管D2的情况下，替换为第一二极管D1以及第二二极管D2的阴极侧为FET的漏极端子，第一二极管D1以及第二二极管D2的阳极侧为FET的源极端子。
需要指出，在上述实施方式中，说明了极性检测电路33构成为基于信号ACV检测从交流电源AC供给的交流电压的极性，并将检测结果作为信号ACP输出。极性检测电路33既可以通过处理器与存储程序的存储器的组合而实现，也可以通过模拟电路而实现。
在极性检测电路33构成为模拟电路的情况下，例如为图8所示那样的结构。在图8的例子中，极性检测电路33设置于控制电路16的外部，将信号ACP输出到控制电路16的第一选择器37以及第二选择器40。极性检测电路33例如具备第三二极管D3、第四二极管D4、第一光电耦合器PC1、第二光电耦合器PC2以及逻辑电路51。
第三二极管D3的阴极连接于滤波电路11的第一端子AC1，阳极连接于第一光电耦合器PC1的阴极。第一光电耦合器PC1的阳极经由电阻连接于滤波电路11的第二端子AC2，集电极连接于GND，发射极连接于逻辑电路51。
第四二极管D4的阳极连接于滤波电路11的第一端子AC1，阴极连接于第二光电耦合器PC2的阳极。第二光电耦合器PC2的阴极经由电阻连接于滤波电路11的第二端子AC2，集电极连接于GND，发射极连接于逻辑电路51。
根据上述结构，在第一光电耦合器PC1中，在AC1＜AC2的情况下，电流从阳极流向阴极，将信号P1输出到逻辑电路51。在第二光电耦合器PC2中，在AC1＞AC2的情况下，电流从阳极流向阴极，将信号P2输出到逻辑电路51。
逻辑电路51为在从第二光电耦合器PC2被供给信号P2的期间，输出表示“1”的信号ACP，在从第一光电耦合器PC1被供给信号P1的期间，输出表示“0”的信号ACP的电路。例如，逻辑电路51具备一个NAND与两个AND。信号P1与信号P2输入到NAND。NAND的输出与信号P2输入到第一AND。NAND的输出与信号P1输入到第二AND。
根据该结构，第一AND在被输入信号P2而不被输入信号P1的情况下输出“1”。第一AND在不被输入信号P2而被输入信号P1的情况下输出“0”。即，第一AND的输出作为信号ACP而被供给到控制电路16的第一选择器37以及第二选择器40。此外，第二AND在不被输入信号P2而被输入信号P1的情况下输出“1”。第二AND在被输入信号P2而不被输入信号P1的情况下输出“0”。即，第二AND的输出为信号ACP的反转。
此外，至于控制电路16的其它电路，也可以不是模拟电路，而由逻辑电路或者处理器与程序的组合而实现。
例如，第一比较器32以及第二比较器38也可以构成为分别使用AD转换等将被输入的两个信号转换为数字信号，并以数字值算出差分。第一比较器32以及第二比较器38例如通过如下的代码实现。
Sout＝f(Sin1,Sin2)
{
Sout＝Sin1-Sin2；
}
此外，乘法器36也可以构成为分别使用AD转换等将被输入的两个信号转换为数字信号，并以数字值进行乘法运算。乘法器36例如通过如下的代码实现。
MUL＝f(Sin1,Sin2)
{
MUL＝Sin1*Sin2；
}
如上所述，在通过处理器与程序的组合而实现的情况下，使用AD转换等将被输入的信号转换为数字信号，并基于数字值进行运算。进而，在后级的电路为模拟电路的情况下，也可以使用DA转换等将数字信号转换为模拟信号并输出。
虽然对本发明的实施例进行了说明，但这些实施例是作为示例而提出的，并不意图限制本发明的范围。这些新颖的实施例可以以其它各种方式实施，且在不脱离本发明的主旨的范围内，可以进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变化包括于发明的主旨及范围，且包括于权利要求书所记载的范围及其均等范围内。

Claims (10)

1.一种电力转换装置，具备图腾柱式功率因数校正电路、第一电流检测器与第二电流检测器的串联连接以及控制电路，
所述图腾柱式功率因数校正电路具备：线圈，连接于交流电源的第一端子；第一半波开关，所述第一半波开关的源极端子连接于所述线圈；第二半波开关，所述第二半波开关的漏极端子连接于所述第一半波开关的源极端子；第一二极管，所述第一二极管的阴极连接于所述第一半波开关的漏极端子，所述第一二极管的阳极连接于所述交流电源的第二端子；第二二极管，所述第二二极管的阳极连接于所述第二半波开关的源极端子，所述第二二极管的阴极连接于所述交流电源的第二端子；以及平滑电容器，连接于所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阳极之间，
所述第一电流检测器与所述第二电流检测器的串联连接被连接于所述线圈与所述交流电源的第一端子之间，
所述控制电路基于所述第一电流检测器的电流检测结果或者所述第二电流检测器的电流检测结果，进行使所述第一半波开关以及所述第二半波开关通断的脉冲宽度控制。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述控制电路具备极性检测电路，所述极性检测电路以GND电压为基准，检测从所述交流电源供给的交流电压的极性，所述GND电压是所述第一电流检测器与所述第二电流检测器的连接点的电压，
所述控制电路基于所述极性检测电路的检测结果，将进行所述脉冲宽度控制的开关在所述第一半波开关与所述第二半波开关之间切换。
3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，
所述控制电路基于所述极性检测电路的检测结果，将用于所述脉冲宽度控制的电流检测结果在所述第一电流检测器的电流检测结果与所述第二电流检测器的电流检测结果之间切换。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其中，
在所述交流电源的第一端子为正电位的情况下，所述控制电路基于所述第一电流检测器的电流检测结果，使所述第二半波开关通断，
在所述交流电源的第二端子为正电位的情况下，所述控制电路基于所述第二电流检测器的电流检测结果，使所述第一半波开关通断。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述控制电路将所述平滑电容器的两端电压转换为以作为所述第一电流检测器与所述第二电流检测器的连接点的电压的GND电压为基准的电压，
所述控制电路基于转换后的电压进行所述脉冲宽度控制。
6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其中，
所述控制电路在所述交流电源的第一端子为正电位且使所述第二半波开关截止的期间，将所述第一半波开关导通，
所述控制电路在所述交流电源的第二端子为正电位且使所述第一半波开关截止的期间，将所述第二半波开关导通。
7.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述第一二极管构成为在所述交流电源的第一端子为正电位的期间导通，在所述交流电源的第二端子为正电位的期间截止的FET的体二极管，
所述第二二极管构成为在所述交流电源的第一端子为正电位的期间截止，在所述交流电源的第二端子为正电位的期间导通的FET的体二极管。
8.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其中，
电阻被用作所述第一电流检测器与所述第二电流检测器。
9.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换装置还具备滤波电路，所述滤波电路除去从所述电力转换装置向所述交流电源泄露的噪声。
10.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述第一半波开关和所述第二半波开关由宽禁带半导体构成。
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