JP2016149897A - コンバータ及び制御回路 - Google Patents
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Abstract
Description
本願の目的は、スイッチング制御によってリップル電流を低減し、コンデンサを小型化することができるコンバータ及び該コンバータの動作を制御することができる制御回路を提供することにある。
最初に本発明の実施態様を列記して説明する。また、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
コンバータには、AC/ACコンバータ、AC/DCコンバータ、DC/ACコンバータ、DC/DCコンバータが含まれる。
本発明の実施形態に係るコンバータの具体例としてAC−DCコンバータを、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
ダイオードD1,D2のカソードは、フルブリッジ回路51に接続している。ダイオードD1,D2のアノードはそれぞれスイッチング素子Z3,Z4のコレクタに接続し、スイッチング素子Z3,Z4のエミッタは、フルブリッジ回路51に接続している。
リアクトルL1,L2、ダイオードD1,D2及びスイッチング素子L3,L4は、力率改善回路41を構成している。力率改善回路41は本実施形態の第1スイッチング回路に相当する。なお、図1に示す力率改善回路41は一例であり、その他の公知の力率改善回路を採用しても良い。
ダイオードD9,D10のカソードはコイルL3の一端に接続し、コイルL3の他端は出力端子T3に接続している。ダイオードD9,D10のアノードはそれぞれダイオードD11,D12のカソードに接続している。ダイオードD11,D12のアノードは出力端子T4に接続している。また、コイルL3の他端には出力コンデンサC3の一端が接続され、該出力コンデンサC3の他端はダイオードD11,D12のアノードが接続されている。
出力コンデンサC3は、ダイオードブリッジ53から出力される全波整流電圧を平滑化するための素子である。コイルL3はリップル電流が出力コンデンサC3に流れ込むことを抑制するための素子である。
またAC−DCコンバータ1は、PFC回路付きAC−DCコンバータ4に入出力する電流を検出するAC電流検出部90bを備える。AC電流検出部90bはノイズフィルタ3が有する他端子対の一端子と、リアクトルL2とを接続する導線に設けられており、PFC回路付きAC−DCコンバータ4から入出力する電流に相当する信号を制御回路9に出力するものである。AC電流検出部90bは例えばカレントトランス52を含み、該カレントトランス52によって変換された電流を電圧に変換して制御回路9へ出力する回路である。
更に、AC−DCコンバータ1は、バッテリ2に入出力する電流を検出するDC電流検出部90cを備える。DC電流検出部90cはダイオードブリッジ53の一端子と、出力端子T4とを接続する導線に設けられており、バッテリ2に入出力する電流に相当する信号を制御回路9に出力するものである。
また、制御プログラムは、コンピュータ読み取り可能に記録された可搬式メディアであるCD(Compact Disc)−ROM、DVD(Digital Versatile Disc)−ROM、BD(Blu-ray(登録商標)Disc)、ハードディスクドライブ又はソリッドステートドライブ等の記録媒体に記録されており、制御部91が記録媒体から、制御プログラムを読み出し、記憶部93に記憶させても良い。
更に、通信網に接続されている図示しない外部コンピュータから本発明に係る制御プログラムを、通信部94を介して取得し、記憶部93に記憶させても良い。
また、インタフェース95には、AC電圧検出部90a、AC電流検出部90b及びDC電流検出部90cが接続されており、各検出部で検出された電流及び電圧が入力する。
制御部91は、計時部96にて計時した特定のタイミングにおいてスイッチング素子Z3にする。交流電圧が正である場合、図3Aに示すように、電流は、ノイズフィルタ3からリアクトルL1を経てスイッチング素子Z3をコレクタ側からエミッタ側へ流れる。そして該電流は、スイッチング素子Z4をエミッタ側からコレクタ側へ流れ、リアクトルL2を経てノイズフィルタ3へ流れる、
次いで、交流電圧が正である場合、制御部91は、図3Bに示すように、スイッチング素子Z3をオフ状態にする。この場合、電流は、ノイズフィルタ3からリアクトルL1及びダイオードD1を経て、DC−DCコンバータ5の正端子側へ流れる。また、DC−DCコンバータ5の負端子側からの電流は、スイッチング素子Z4のエミッタ側からコレクタ側へ流れ、リアクトルL2を経てノイズフィルタ3へ流れる。
次いで制御部91は、計時部96にて計時した特定のタイミングにおいて再びスイッチング素子Z3,Z4をオン状態にする。交流電圧が正の期間においては、図3A及び図3Bに示すスイッチング制御を交互に実行する。
制御部91は、交流電圧が負である場合、図3Dに示すように、スイッチング素子Z4をオフ状態にする。この場合、電流は、ノイズフィルタ3からリアクトルL2及びダイオードD2を経て、DC−DCコンバータ5の正端子側へ流れる。また、DC−DCコンバータ5の負端子側からの電流は、スイッチング素子Z3のエミッタ側からコレクタ側へ流れ、リアクトルL1を経てノイズフィルタ3へ流れる。
図4Aに示すように、制御部91は、計時部96にて計時した特定のタイミングにおいてスイッチング素子Z5,Z8をオン状態、スイッチング素子Z6,Z7をオフ状態にする。電流はスイッチング素子Z5、トランス52の一次コイル、及びスイッチング素子Z8を流れる。一次コイルには所定方向に電流が流れ、2次コイル側に電圧が誘起される。
なお、図4に示した制御方法は一例であり、フルブリッジ回路51の制御方法は特に限定されるものでは無い。例えば、フルブリッジ回路51をフェーズシフト方式により制御しても良い。
図中「PWM制御」で示す期間は、制御部91がPFC回路付きAC−DCコンバータ4のスイッチング素子Z3,Z4の両方をオン状態にする期間を示している。当該期間において、交流電源のエネルギーがリアクトルL1,L2に蓄積される。当該期間Aにおいては、PFC回路付きAC−DCコンバータ4からコンデンサC1へ電流が出力されない。
期間Aは、スイッチング素子Z3又はスイッチング素子Z4のいずれか一方がオン状態、他方がオフ状態になる期間を示している。当該期間Aにおいては、PFC回路付きAC−DCコンバータ4からコンデンサC1へ電流が出力さる。PFC回路付きAC−DCコンバータ4から出力される電圧は、リアクトルL1,L2に蓄積されたエネルギーによって昇圧される。期間Aの長さは交流電圧の位相によって変動する。交流電圧の値が大きい場合、期間Aが長く、交流電圧の値が小さい場合、期間Aが短くなるように制御する。このように制御することにより、力率が改善される。
それ以外の期間においては、フルブリッジ回路51のスイッチング素子Z5,Z6,Z7,Z8はオフ状態であり、PFC回路付きAC−DCコンバータ4及びコンデンサC1からフルブリッジ回路51へ電流は流れない。
期間A及び期間Bの重複期間は、PFC回路付きAC−DCコンバータ4のスイッチング素子Z3,Z4をオン状態にするタイミングから、フルブリッジ回路51のスイッチング素子Z5,Z8又はスイッチング素子Z6,Z7をオン状態にするタイミングまでの時間tdを調整することによって、制御することができる。
上段の2つのタイミングチャートは、フルブリッジ回路51のスイッチング素子Z5,Z8の通電状態と、スイッチング素子Z6,Z7の通電状態をそれぞれ示している。ハッチングが付された矩形部分は、コンデンサC1側からフルブリッジ回路51へ電流が流出するタイミングを示している。
中段の2つのタイミングチャートは、従来の制御方法によって、PFC回路付きAC−DCコンバータ4を制御した場合におけるダイオードD1又はダイオードD2の通電状態と、前記重複期間とを示している。重複期間は、ダイオードD1又はダイオードD2が通電している期間と、スイッチング素子Z5,Z6,Z7,Z8が通電している期間とが重複している期間である。
下段の2つのタイミングチャートは、本実施形態1の制御方法によって、PFC回路付きAC−DCコンバータ4を制御した場合におけるダイオードD1又はダイオードD2の通電状態と、前記重複期間とを示している。
上段、中段及び下段のタイミングチャートが示す内容は、図8と同様であり、PFC回路付きAC−DCコンバータ4の駆動周波数が異なるのみである。PFC回路付きAC−DCコンバータ4の駆動周波数が、フルブリッジ回路51の駆動周波数の2分の1のときも、前記重複期間が従来手法に比べて長くすることによって、リップル電流を抑え、コンデンサC1を小型化することができる。
また、図9から分かるように、スイッチング素子Z3,Z4のオン期間の周期的変化を除けば、前記重複期間は25kHz周期で規則的に変動するのみである。従って、規則的に変動する重複期間の範囲において、コンデンサC1に求められる容量を特定すれば足りる。
上段、中段及び下段のタイミングチャートが示す内容は、図8と同様であり、PFC回路付きAC−DCコンバータ4の駆動周波数が異なるのみである。PFC回路付きAC−DCコンバータ4の駆動周波数が、フルブリッジ回路51の駆動周波数の2倍のときも、前記重複期間が従来手法に比べて長くすることによって、リップル電流を抑え、コンデンサC1を小型化することができる。また、図10から分かるように、スイッチング素子Z3,Z4のオン期間の周期的変化を除けば、前記重複期間は100kHz周期で規則的に変動するのみである。従って、規則的に変動する重複期間の範囲において、コンデンサC1に求められる容量を特定すれば足りる。
図11は、本発明の実施形態2に係るAC−DCコンバータ1の一構成例を示す回路図である。本実施形態2に係るAC−DCコンバータ1は、実施形態1に係るAC−DCコンバータ1と同様の構成であり、PFC回路付きAC−DCコンバータ204の力率改善回路241及びDC−DCコンバータ205の構成が実施形態1と異なる。以下では主にかかる相違点について説明する。
2 バッテリ
3 ノイズフィルタ
4,204 PFC回路付きAC−DCコンバータ(前段コンバータ)
41 力率改善回路(第1スイッチング回路)
5 DC−DCコンバータ(後段コンバータ)
9 制御回路
51 フルブリッジ回路
52 トランス
53 ダイオードブリッジ
90a AC電圧検出部
90b AC電流検出部
90c DC電流検出部
91 制御部
92 RAM
93 記憶部
93a テーブル
94 通信部
95 インタフェース
96 計時部
C1 入力コンデンサ
C2 コンデンサ
C3 出力コンデンサ
L1,L2 リアクトル
D1,D2,D9,D10,D11,D12 ダイオード
Z1,Z2,Z3,Z4,Z5,Z6,Z7,Z8,Z9,Z10,Z11,Z12 スイッチング素子
T1,T2 入力端子
T3,T4 出力端子
Claims (6)
- 電流を間欠的に出力する第1スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第1スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第2スイッチング回路を有する後段コンバータとを備え、前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力するコンバータであって、
前記第1スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第2スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第1及び第2スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路を備えるコンバータ。 - 前記制御回路は、
前記第1スイッチング回路から電流が出力される出力期間と、前記第2スイッチング回路に電流が入力される入力期間との重複期間が最長になるように、前記第1及び第2スイッチング回路のスイッチングを制御する
請求項1に記載のコンバータ。 - 前記制御回路は、
前記第1スイッチング回路から電流が出力させる出力期間の終了時点と、前記第2スイッチング回路に電流が入力される入力期間の終了時点とが略一致するように、前記第1及び第2スイッチング回路のスイッチングを制御する
請求項1又は請求項2に記載のコンバータ。 - 前記第1スイッチング回路は力率改善回路、前記第2スイッチング回路は直流を交流に変換するフルブリッジ回路である
請求項1〜請求項3のいずれか一つに記載のコンバータ。 - 前記第1及び第2スイッチング回路の一方のスイッチング周期は、他方のスイッチング周期の整数倍である
請求項1〜請求項4のいずれか一つに記載のコンバータ。 - 電流を間欠的に出力する第1スイッチング回路を有する前段コンバータと、該第1スイッチング回路から出力された電流を平滑するコンデンサと、該コンデンサによって平滑された電流が間欠的に入力させる第2スイッチング回路を有する後段コンバータとを備え、前記前段コンバータに入力された直流又は交流を変換し、変換された直流又は交流を前記後段コンバータから出力するコンバータの動作を制御する制御回路であって、
前記第1スイッチング回路から電流が出力される出力期間の終了時点及び前記第2スイッチング回路に電流が入力される入力期間の開始時点が時間差を有するように前記第1及び第2スイッチング回路のスイッチングを制御する制御回路。
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