JP2014197949A - 電力変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータとしての電力変換回路において、今回の制御周期の出力電流から次回の制御周期の目標電流までの出力電流の変化を用いて、スイッチング素子の制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の出力電流を制御する場合であっても、出力電流のロバスト性の低下を抑える。
【解決手段】直流電力が交流電力に変換されるようにスイッチング素子13、16とスイッチング素子14、15とを交互にオン、オフさせるとともに、スイッチング素子14、16がオフする際にコンデンサ18、20と1次側インダクタ21の共振回路によりスイッチング素子14、16にかかる電圧がゼロになるように制御信号S1〜S4の位相を互いにずらし、1次側インダクタ21の影響をなくすように、制御信号S1〜S4のデューティ比D1に補正値を加える。
【選択図】図1
【解決手段】直流電力が交流電力に変換されるようにスイッチング素子13、16とスイッチング素子14、15とを交互にオン、オフさせるとともに、スイッチング素子14、16がオフする際にコンデンサ18、20と1次側インダクタ21の共振回路によりスイッチング素子14、16にかかる電圧がゼロになるように制御信号S1〜S4の位相を互いにずらし、1次側インダクタ21の影響をなくすように、制御信号S1〜S4のデューティ比D1に補正値を加える。
【選択図】図1
Description
本発明は、電力変換回路に関する。
電力変換回路として、例えば、フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータがある(例えば、特許文献1参照)。フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータでは、フルブリッジ回路の複数のスイッチング素子のオン、オフを制御する各制御信号の位相を互いにずらすことにより、トランスの1次コイルに直列接続されるインダクタとスイッチング素子に並列接続されるコンデンサとで共振回路を構成させてスイッチング素子にかかる電圧をゼロにさせた後にスイッチング素子をオンさせている。これにより、スイッチング素子がオンする際のスイッチング損失を低減することができる。
しかしながら、フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータでは、トランスの1次コイルに直列接続されるインダクタにより、トランスの1次コイルやインダクタに流れる電流の向きが変わる際、インダクタのみに電圧がかかり、トランスの1次コイルに電圧がかからない期間が発生してしまう。すなわち、トランスの1次コイルに電流が流れていても、2次コイルに電流が流れない期間が発生してしまう。このように、フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータにおいて、今回の制御周期の出力電流から次回の制御周期の目標の出力電流(目標電流)までの出力電流の変化を用いて、スイッチング素子の制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の出力電流を制御する場合、出力電流と目標電流との間に誤差が生じてしまい、絶縁型DC−DCコンバータの出力電流のロバスト性が低下するおそれがある。
本発明では、フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータとしての電力変換回路において、今回の制御周期の出力電流から次回の制御周期の目標電流までの出力電流の変化を用いて、スイッチング素子の制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の出力電流を制御する場合であっても、電力変換回路の出力電流のロバスト性の低下を抑えることが可能な技術を提供することを目的とする。
本実施形態の電力変換回路は、フルブリッジ回路と、トランスと、1次側インダクタと、整流回路と、平滑回路と、制御回路とを備える。
前記フルブリッジ回路は、互いに直列接続される第1及び第2のスイッチング素子と、互いに直列接続されるとともに前記第1及び第2のスイッチング素子に並列接続される第3及び第4のスイッチング素子とを備え、入力される直流電力を交流電力に変換する。
前記フルブリッジ回路は、互いに直列接続される第1及び第2のスイッチング素子と、互いに直列接続されるとともに前記第1及び第2のスイッチング素子に並列接続される第3及び第4のスイッチング素子とを備え、入力される直流電力を交流電力に変換する。
前記トランスは、前記第1及び第2のスイッチング素子の接続点と前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点との間に設けられる1次コイルと、2次コイルとを備え、前記フルブリッジ回路により変換される交流電力を前記1次コイルから前記2次コイルに伝える。
前記第1〜第4のコンデンサは、前記第1〜第4のスイッチング素子にそれぞれ並列接続される。
前記1次側インダクタは、前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点と前記1次コイルとの間に設けられる。
前記1次側インダクタは、前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点と前記1次コイルとの間に設けられる。
前記整流回路は、前記2次コイルに伝わる交流電力を整流する。
前記平滑回路は、前記整流回路により整流される電力を平滑する。
前記制御回路は、前記直流電力が前記交流電力に変換されるように前記第1及び第4のスイッチング素子と前記第2及び第3のスイッチング素子とを交互にオン、オフさせるとともに、前記第2のスイッチング素子に並列接続される前記第2のコンデンサと前記1次側インダクタとの共振回路により前記第2のスイッチング素子のオン時に前記第2のスイッチング素子にかかる電圧がゼロになるように、又は、前記第4のスイッチング素子に並列接続される前記第4のコンデンサと前記1次側インダクタとの共振回路により前記第4のスイッチング素子のオン時に前記第4のスイッチング素子にかかる電圧がゼロになるように、前記第1〜第4のスイッチング素子のオン、オフのタイミングをずらす。
前記平滑回路は、前記整流回路により整流される電力を平滑する。
前記制御回路は、前記直流電力が前記交流電力に変換されるように前記第1及び第4のスイッチング素子と前記第2及び第3のスイッチング素子とを交互にオン、オフさせるとともに、前記第2のスイッチング素子に並列接続される前記第2のコンデンサと前記1次側インダクタとの共振回路により前記第2のスイッチング素子のオン時に前記第2のスイッチング素子にかかる電圧がゼロになるように、又は、前記第4のスイッチング素子に並列接続される前記第4のコンデンサと前記1次側インダクタとの共振回路により前記第4のスイッチング素子のオン時に前記第4のスイッチング素子にかかる電圧がゼロになるように、前記第1〜第4のスイッチング素子のオン、オフのタイミングをずらす。
さらに、前記制御回路は、前記1次側インダクタの影響をなくすように、前記第1〜第4のスイッチング素子のオン、オフを制御する制御信号のデューティ比に補正値を加える。
これにより、今回の制御周期の出力電流から次回の制御周期の目標電流までの出力電流の変化を用いて、スイッチング素子の制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の出力電流を制御する場合であっても、出力電流と目標電流との間に生じる誤差を小さくすることができ電力変換回路の出力電流のロバスト性が低下することを抑えることができる。
本発明によれば、フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータとしての電力変換回路において、今回の制御周期の出力電流から次回の制御周期の目標電流までの出力電流の変化を用いて、スイッチング素子の制御信号のデューティ比を調整することにより、次回の制御周期の出力電流を制御する場合であっても、電力変換回路の出力電流のロバスト性の低下を抑えることができる。
図1は、実施形態の電力変換回路を示す図である。
図1に示す電力変換回路1は、例えば、車載バッテリを充電するための、フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータであって、外部から入力される目標の出力電流に応じた出力電流を車載バッテリに供給する。また、電力変換回路1は、コンデンサ2と、フルブリッジ回路3と、トランス4と、整流回路5と、平滑回路6と、制御回路7と、電圧検出部8〜10と、電流検出部11、12とを備える。
図1に示す電力変換回路1は、例えば、車載バッテリを充電するための、フェーズシフト方式で駆動する絶縁型DC−DCコンバータであって、外部から入力される目標の出力電流に応じた出力電流を車載バッテリに供給する。また、電力変換回路1は、コンデンサ2と、フルブリッジ回路3と、トランス4と、整流回路5と、平滑回路6と、制御回路7と、電圧検出部8〜10と、電流検出部11、12とを備える。
フルブリッジ回路3は、スイッチング素子13〜16と、コンデンサ17〜20と、1次側インダクタ21と、ダイオード22、23とを備える。なお、スイッチング素子13〜16は、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)に限らず、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やバイポーラトランジスタなどでもよい。
整流回路5は、ダイオード24〜27を備える。なお、整流回路5の回路構成は特に限定されない。
平滑回路6は、インダクタ28と、コンデンサ29とを備える。
平滑回路6は、インダクタ28と、コンデンサ29とを備える。
コンデンサ2は、電力変換回路1の入力段に設けられている。スイッチング素子13、14は互いに直列接続されるとともにコンデンサ2に並列接続されている。スイッチング素子15、16は互いに直列接続されるとともにスイッチング素子13、14に並列接続されている。コンデンサ2及びスイッチング素子14、16は、電力変換回路1の1次側グランドに接続されている。コンデンサ17はスイッチング素子13に並列接続され、コンデンサ18はスイッチング素子14に並列接続され、コンデンサ19はスイッチング素子15に並列接続され、コンデンサ20はスイッチング素子16に並列接続されている。トランス4の1次コイルの一方端は1次側インダクタ21を介してスイッチング素子15、16の接続点に接続され、トランス4の1次コイルの他方端はスイッチング素子13、14の接続点に接続されている。すなわち、トランス4の1次コイルは、スイッチング素子13、14の接続点とスイッチング素子15、16の接続点との間に設けられている。ダイオード22のカソード端子はスイッチング素子13、15の接続点に接続され、ダイオード22のアノード端子はトランス4の1次コイルの一方端及びダイオード23のカソード端子に接続されている。ダイオード23のアノード端子はスイッチング素子14、16の接続点に接続されている。ダイオード24のカソード端子はインダクタ28の一方端及びダイオード26のカソード端子に接続され、ダイオード24のアノード端子はトランス4の2次コイルの一方端及びダイオード25のカソード端子に接続されている。ダイオード26のアノード端子はトランス4の2次コイルの他方端及びダイオード27のカソード端子に接続されている。ダイオード25、27のアノード端子はそれぞれ電力変換回路1の2次側グランドに接続されている。コンデンサ29は電力変換回路1の出力段に設けられている。インダクタ28の他方端はコンデンサ29の一方端に接続されている。コンデンサ29の他方端は電力変換回路1の2次側グランドに接続されている。
電圧検出部8は電力変換回路1の入力電圧Vin1を検出し、電圧検出部9はトランス4の2次コイル側へ入力される電圧(インダクタ28にかかる電圧)Vin2を検出し、電圧検出部10は電力変換回路1の出力電圧Voutを検出する。なお、電圧検出部8〜10は、例えば、電圧計とする。
電流検出部11は1次側インダクタ21に流れる電流IL1を検出し、電流検出部12は電力変換回路1の出力電流(インダクタ28に流れる電流)IL2を検出する。なお、電流検出部11、12は、例えば、電流計とする。
制御信号S1によりスイッチング素子13がオン、オフし、制御信号S2によりスイッチング素子14がオン、オフし、制御信号S3によりスイッチング素子15がオン、オフし、制御信号S4によりスイッチング素子16がオン、オフする。スイッチング素子13〜16がそれぞれオン、オフすることにより、入力電力が交流電力に変換されてトランス4の1次コイルから2次コイルに伝わる。そして、2次コイルに伝わった交流電力は整流回路5により整流された後、平滑回路6により平滑されて出力される。
制御回路7は、入力電圧Vin1、電圧Vin2、出力電圧Vout、電流IL1、及び出力電流IL2を用いてピーク電流制御(PCMC:peak current mode control)を行うことにより、制御信号S1〜S4のそれぞれのデューティ比を調整し出力電流IL2を制御する。例えば、制御回路7は、CPU(Central Processing Unit)、マルチコアCPU、プログラマブルなデバイス(FPGA(Field Programmable Gate Array)、PLD(Programmable Logic Device)など)などに構成され、不図示の記憶部に記憶されているプログラムをCPU、プログラマブルなデバイス、又はPLDなどが読み出して実行することにより、制御回路7の動作が実現される。
また、制御回路7は、電力変換回路1をフェーズシフト方式で駆動するために、図2に示すように、制御信号S1〜S4のそれぞれの位相をずらしている。
まず、制御信号S1、S4がハイレベル、制御信号S2、S3がローレベルであり、スイッチング素子13、16がオンし、スイッチング素子14、15がオフしているとき(図2の(a)期間)では、図3(a)に示すように、電流がスイッチング素子13、トランス4の1次コイル、1次側インダクタ21、スイッチング素子16を介してグランドへ流れる。このとき、図2に示すように、トランス4の1次コイルには負の電圧がかかっているため、トランス4の2次コイルにも負の電圧がかかり、ダイオード27、トランス4の2次コイル、ダイオード24、インダクタ28に電流が流れ、出力電流IL2が上昇する。
まず、制御信号S1、S4がハイレベル、制御信号S2、S3がローレベルであり、スイッチング素子13、16がオンし、スイッチング素子14、15がオフしているとき(図2の(a)期間)では、図3(a)に示すように、電流がスイッチング素子13、トランス4の1次コイル、1次側インダクタ21、スイッチング素子16を介してグランドへ流れる。このとき、図2に示すように、トランス4の1次コイルには負の電圧がかかっているため、トランス4の2次コイルにも負の電圧がかかり、ダイオード27、トランス4の2次コイル、ダイオード24、インダクタ28に電流が流れ、出力電流IL2が上昇する。
次に、制御信号S4がハイレベル、制御信号S1〜S3がローレベルになり、スイッチング素子16がオン、スイッチング素子13〜15がオフすると(図2の(b)期間)、図3(b)に示すように、コンデンサ18とトランス4の1次コイル及び1次側インダクタ21とで構成される共振回路により、コンデンサ18からトランス4の1次コイル、1次側インダクタ21、及びスイッチング素子16を介してグランドへ電流が流れ、コンデンサ18にかかる電圧がゼロに低下する。そのため、スイッチング素子14にかかる電圧もゼロに低下する。
次に、制御信号S2、S4がハイレベル、制御信号S1、S3がローレベルになり、スイッチング素子14、16がオン、スイッチング素子13、15がオフすると(図2の(c)期間)、図3(c)に示すように、トランス4の1次コイル及び1次側インダクタ21からスイッチング素子14及びダイオード23へ電流が流れる。スイッチング素子14がオンするとき、スイッチング素子14にかかる電圧がゼロになっているため、スイッチング素子14のスイッチング損失を低減することができる。さらに、1次側インダクタ21からスイッチング素子16へ流れる電流をダイオード23を介して1次側インダクタ21に返すことで、トランス4の1次コイルに流れる電流を小さくすることができるため、トランス4の1次コイルに流れる電流の変動を抑えることができる。
次に、制御信号S2がハイレベル、制御信号S1、S3、S4がローレベルになり、スイッチング素子14がオン、スイッチング素子13、15、16がオフすると(図2(d)期間)、図3(d)に示すように、コンデンサ19、20と1次側インダクタ21とで構成される共振回路により、1次側インダクタ21からコンデンサ20へ電流が流れるとともに、コンデンサ19からコンデンサ20へ電流が流れてコンデンサ20が充電される。これにより、コンデンサ20にかかる電圧が上昇し、スイッチング素子15にかかる電圧がゼロに低下する。
次に、制御信号S2、S3がハイレベル、制御信号S1、S4がローレベルになり、スイッチング素子14、15がオン、スイッチング素子13、16がオフすると(図2(e)期間)、図3(e)に示すように、電流がスイッチング素子15、1次側インダクタ21、トランス4の1次コイル、スイッチング素子14を介してグランドへ流れる。スイッチング素子15がオンするとき、スイッチング素子15にかかる電圧がゼロになっているため、スイッチング素子15のスイッチング損失を低減することができる。また、このとき、図2に示すように、1次側インダクタ21に正の電圧がかかっているが、トランス4の1次コイルに電圧がかかっていない。このように、トランス4の1次コイルや1次側インダクタ21に流れる電流の向きが変わる際、1次側インダクタ21のみに電圧がかかり、トランス4の1次コイルに電圧がかからない期間が発生する。この期間は、トランス4の2次コイルに電流が流れないため、出力電流IL2が上昇しない。すなわち、トランス4の1次コイルや1次側インダクタ21に流れる電流の向きが変わる際、1次側インダクタ21で発生する損失により、トランス4の1次コイルから2次コイルへエネルギーが伝わらない期間が発生し、出力電流IL2と目標電流Itgtとの間に誤差が生じてしまい電力変換回路1の出力電流IL2のロバスト性が低下するおそれがある。
そこで、制御回路7は、例えば、ピーク電流制御時、D1=1/Vin2{L2×(Itgt−IL2)/m×T+2×Vout}−D0を計算することにより、次回の制御周期におけるデューティ比D1を求めるとともに、1次側インダクタ21のみに電圧がかかる時間(Dt=(L1×ΔI/Vin1))に応じたデューティ比を補正値として、デューティ比D1に加算する。制御回路7は、補正後のデューティ比D1の制御信号S1〜S4によりスイッチング素子13〜16のオン、オフを制御する。なお、図4に示すように、Itgtは次回の制御周期の目標の出力電流を示し、mは制御周期(デューティ比D1を求める時間間隔)を示し、Tはスイッチング素子13〜16のスイッチング周期を示す。また、D0は今回の制御周期におけるデューティ比を示し、L1は1次側インダクタ21のインダクタンス値を示し、L2はインダクタ28のインダクタンス値を示し、ΔIは電流IL1の最大値と最小値の差分を示す。
このように、本実施形態の電力変換回路1では、トランス4の1次コイルに電圧がかかる時間が増えるように、制御信号のデューティ比を補正している。すなわち、ピーク電流制御により求められる制御信号S1〜S4のデューティ比D1に、1次側インダクタ21のみに電圧がかかる時間Dtに応じたデューティ比を補正値として追加している。これにより、出力電流IL2と目標電流Itgtとの間に生じる誤差を小さくすることができ電力変換回路1の出力電流IL2のロバスト性が低下することを抑えることができる。
1 電力変換回路
2 コンデンサ
3 フルブリッジ回路
4 トランス
5 整流回路
6 平滑回路
7 制御回路
2 コンデンサ
3 フルブリッジ回路
4 トランス
5 整流回路
6 平滑回路
7 制御回路
Claims (3)
- 互いに直列接続される第1及び第2のスイッチング素子と、互いに直列接続されるとともに前記第1及び第2のスイッチング素子に並列接続される第3及び第4のスイッチング素子とを備え、入力される直流電力を交流電力に変換するフルブリッジ回路と、
前記第1及び第2のスイッチング素子の接続点と前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点との間に設けられる1次コイルと、2次コイルとを備え、前記フルブリッジ回路により変換される交流電力を前記1次コイルから前記2次コイルに伝えるトランスと、
前記第1〜第4のスイッチング素子にそれぞれ並列接続される第1〜第4のコンデンサと、
前記第3及び第4のスイッチング素子の接続点と前記1次コイルとの間に設けられる1次側インダクタと、
前記2次コイルに伝わる交流電力を整流する整流回路と、
前記整流回路により整流される電力を平滑する平滑回路と、
前記直流電力が前記交流電力に変換されるように前記第1及び第4のスイッチング素子と前記第2及び第3のスイッチング素子とを交互にオン、オフさせるとともに、前記第2のスイッチング素子に並列接続される前記第2のコンデンサと前記1次側インダクタとの共振回路により前記第2のスイッチング素子のオン時に前記第2のスイッチング素子にかかる電圧がゼロになるように、又は、前記第4のスイッチング素子に並列接続される前記第4のコンデンサと前記1次側インダクタとの共振回路により前記第4のスイッチング素子のオン時に前記第4のスイッチング素子にかかる電圧がゼロになるように、前記第1〜第4のスイッチング素子のオン、オフのタイミングをずらす制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記1次側インダクタによる影響をなくすように、前記第1〜第4のスイッチング素子のオン、オフを制御する制御信号のデューティ比に補正値を加える
ことを特徴とする電力変換回路。 - 請求項1に記載の電力変換回路であって、
前記制御回路は、前記1次側インダクタのみに電圧がかかる時間に応じた前記補正値を、前記制御信号のデューティ比に加える
ことを特徴とする電力変換回路。 - 請求項2に記載の電力変換回路であって、
前記制御回路は、(前記1次側インダクタのインダクタンス値)×(前記1次コイルに流れる電流の最大値と最小値との差分)/(当該電力変換回路に入力される電圧)を計算することにより、前記1次側インダクタのみに電圧がかかる時間を求める
ことを特徴とする電力変換回路。
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JP2017139898A (ja) * | 2016-02-04 | 2017-08-10 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 電力変換装置 |
-
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