JP6025885B2

JP6025885B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP6025885B2
Application number: JP2015033615A
Authority: JP
Inventors: 佑弥高橋; 貴昭 ▲高▼原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2015-02-24
Filing date: 2015-02-24
Publication date: 2016-11-16
Anticipated expiration: 2035-02-24
Also published as: JP2016158353A

Description

この発明は、多巻線トランスを用いた多入力、多出力の電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置には、例えば特開２００８−１１８７２７号公報（特許文献１）に開示されているように、トランスに複合巻線を用いて多出力の電源構成を得るようにしたものがある。即ち、この従来の電力変換装置は、互いに磁気結合した複合巻線を有するトランスを用いて、交流電源からの電力により二つの直流電源を充電する際に、どちらかの直流電源に優先順位を設けて充電するものである。また、交流電源が無い場合には、一方の直流電源を供給源として双方向スイッチにより他方の直流電源を充電するようにしている。

また、損失を低減することを目的とした電力変換装置では、例えば特開２０１３ー２１２０２３号公報（特許文献２）に開示されているように、充電モードと走行モードを備え、充電モード時には、負荷側のスイッチング回路によって直流電源への充電量を制御し、走行モード時には、電力供給側のスイッチング回路が直流電源への充電量を制御するため、負荷側のスイッチング回路をバイパスする構成を取り、走行モード時に負荷側のスイッチング回路による損失を低減したものがある。

特開２００８−１１８７２７号公報特開２０１３−２１２０２３号公報

しかしながら、特許文献１に開示された従来の電力変換装置は、２つの直流電源に対して優先順位を設けて充電するため、優先度の低い直流電源に対して無制御であり、適正な充電が行われていない課題がある。

また、特許文献２に開示された従来の電力変換装置は、走行モード時は負荷側のスイッチング素子をバイパスすることにより損失が低減できているが、充電モード時は負荷側のスイッチング回路で直流電源への充電量を制御しているため、損失が低減できていない課題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するために成されたものであって、磁気的に結合された複数の巻線に複数の電源が接続される場合において、損失を低減し、かつ接続されている全ての負荷機器に適正に電力を伝送することができ、負荷機器の動作領域を確保することができる電力変換装置を提供することを目的とするものである。

この発明に係る電力変換装置は、互いに磁気的に結合された多巻線を備えたトランスと、上記多巻線の内の少なくとも２つの巻線にそれぞれ第１のスイッチ手段を介して接続された電力ソースと、上記多巻線の他の巻線に接続され、上記電力ソースから電力供給される負荷との間に接続された第２のスイッチ手段と、上記負荷の電圧もしくは電流を検出する電圧電流検出手段と、上記第１のスイッチ手段および上記第２のスイッチ手段の動作を制御する制御部と、を備え、上記制御部は、上記第１のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流を観測値と目標値との偏差に基づいて制御する場合と、上記第２のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流を観測値と目標値との偏差に基づいて制御する場合とを有すると共に、
上記第１のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流を観測値と目標値との偏差に基づいて制御する場合、上記第２のスイッチ手段のスイッチング素子は、上記制御部によって常にオンに制御されており、上記第２のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流を観測値と目標値の偏差に基づいて制御する場合、上記第２のスイッチ手段のスイッチング素子は、上記制御部によってスイッチング制御され、降圧チョッパとして動作するものである。

この発明の電力変換装置によれば、損失を低減し、接続されている全ての負荷機器に適正に電力を伝送でき、負荷機器の動作領域を確保することができる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置のスイッチングパターンの説明図であるこの発明の実施の形態１による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置のスイッチングパターンの説明図であるこの発明の実施の形態１による電力変換装置のスイッチングパターンの説明図であるこの発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の回路構成図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の電力分配の説明図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の電力分配の説明図である。

以下、この発明による電力変換装置の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。

実施の形態１.
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成図で、この電力変換装置は、例えば、電動車両の充電器を中心とした電源システムに適用されるものである。
図１において、交流電源１は商用交流電源や自家発電機等であり、第１直流電源２は車両電装品の電源である鉛バッテリ、第２直流電源３は車両走行用の高圧バッテリである。インバータ４は車内で使用可能な交流１００Ｖ電源としたシステムに適用可能である。なお、回路図中に示した破線矢印は実施の形態１による電力変換装置の電力伝送方向を定義し、実線矢印は電圧および電流方向と、制御部５の制御対象を定義している。

交流電源１は、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部６を介してＡＣ／ＤＣコンバータ７に接続されており、交流電圧Ｖａｃｉｎは直流に変換されて直流電圧ＶＬ１として平滑用のコンデンサ８に蓄積され、この直流電圧ＶＬ１は第１スイッチング回路９により交流電圧Ｖｔｒ１に変換される。第１スイッチング回路９は、４つのスイッチング素子９ａ〜９ｄをブリッジ型に接続したインバータとして構成され、交流電源１からの入力電力の受電量を制御する。

第１スイッチング回路９の交流端に複合巻線トランス（以下、単にトランスという）１０の１次側となる第１巻線１０ａの両端が接続される。トランス１０の２次側となる第２巻線１０ｂの第１端は、昇圧コイル１１の第１端に接続され、この昇圧コイル１１の第２端は、第２スイッチング回路１２の第１交流端に接続される。第２巻線１０ｂの第２端と第２スイッチング回路１２の第２交流端が接続される。そして、第２スイッチング回路１２は、４つのスイッチング素子１２ａ〜１２ｄをブリッジ型に接続して構成されている。第２スイッチング回路１２の出力は、直流電圧ＶＬ２として平滑用のコンデンサ１３に蓄積され、この直流電圧ＶＬ２のプラス端子は、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部１４を介してスイッチング素子１５ａに接続される。スイッチング素子１５ａの出力側は、スイッチング素子１５ｂと平滑コイル１６との接続点に接続される。なお、スイッチング素子１５ａ、１５ｂ、および平滑コイル１６によりチョッパ回路１５を構成している。

また、直流電圧ＶＬ２のマイナス端子は、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部１４を介してスイッチング素子１５ｂ、さらに電圧電流検出部１７を介して第２直流電源３のマイナス端子に接続される。平滑コイル１６の出力側は電圧電流検出部１７を介して第２直流電源３のプラス端子に接続される。そして、スイッチング素子１５ａ、１５ｂ、および平滑コイル１６は、第２直流電源３を充電する際にはスイッチング素子１５ａがスイッチングを行い、スイッチング素子１５ｂは常時オフとすることで降圧チョッパとして機能する。そして、充電停止の際にはスイッチング素子１５ａ、１５ｂを常時オフとし、第２直流電源３を放電する際にはスイッチング素子１５ａは常時オフで、スイッチング素子１５ｂがスイッチングを行うことで昇圧チョッパとして機能する。

トランス１０の３次側となる第３巻線１０ｃ１、１０ｃ２は、センタータップ型に構成され、その両端には第３スイッチング回路１８を構成する２つの整流ダイオード１８ａ、１８ｂのカソード端がそれぞれ接続され、第３巻線１０ｃ１、１０ｃ２のセンタータップとなる接続点には、スイッチング素子１９が接続される。スイッチング素子１９の出力側は、還流ダイオード２０のカソード側と平滑コイル２１との接続点に接続される。そして、平滑コイル２１の出力側と平滑コンデンサ２２の第１端が接続され、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部２３を介して第１直流電源２のプラス端に接続される。整流ダイオード１８ａ、１８ｂのアノード端はそれぞれ互いに接続され、還流ダイオード２０のアノード端、平滑コンデンサ２２の第２端、電圧電流検出部２３を介して第１直流電源２のマイナス端に接続される。そして、第１直流電源２を充電する際には、負荷条件に応じてスイッチング素子１９、還流ダイオード２０、および平滑コイル２１により降圧チョッパとして機能することもできる。

トランス１０の４次側となる第４巻線１０ｄの両端は整流回路２４の交流端に接続される。整流回路２４は、４つの整流素子２４ａ〜２４ｄをブリッジ型に接続して構成されている。トランス１０の第４巻線１０ｄに生じた交流電圧Ｖｔｒ４は、整流回路２４で直流変換され、平滑コイル２５とコンデンサ２６とで平滑化され、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部２７を介してコンデンサ２８に蓄積され直流電圧ＶＬ３となる。コンデンサ２８は、４つのスイッチング素子４ａ〜４ｄで構成されるインバータ４の直流入力端に接続される。インバータ４の交流出力端は、平滑コイル２９ａ、２９ｂ、平滑コンデンサ３０、コモンモードチョークコイル３１、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部３２、および負荷機器接続部３３が順次接続され、この負荷機器接続部３３において、これに接続される図示しない各種の機器（以下、交流負荷という）の供給電源である交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。

なお、第１スイッチング回路９、第２スイッチング回路１２、チョッパ回路１５、第３スイッチング回路１８を構成する各スイッチング素子や、インバータ４を構成する各スイッチング素子は、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)に限らず、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)等であってもよい。また、制御部５は、第１スイッチング回路９、第２スイッチング回路１２、チョッパ回路１５、第３スイッチング回路１８や、インバータ４の動作を制御する役割を果たす。なお、符号３４は、電圧検出手段もしくは電流検出手段を有する電圧電流検出部を示している。

実施の形態１による電力変換装置は上記のように構成されており、次に、その制御概要について説明する。
図２に示すように、系統が接続されており、これを電力供給源とする場合、系統からの入力電力Ｐ１は、その他の負荷機器、ここでは、第２直流電源３への充電電力Ｐ２、第１直流電源２への充電電力Ｐ３、負荷機器接続部３３への供給電力Ｐ４に分配される。

この場合、交流電源１の電圧ＶａｃｉｎをＡＣ／ＤＣコンバータ７で直流電圧ＶＬ１に変換し、この直流電圧ＶＬ１をトランス１０で絶縁された２次側直流電圧ＶＬ２に変換し、第２直流電源３を充電する。また、直流電圧ＶＬ１は、トランス１０で絶縁された４次側の直流電圧ＶＬ３に変換され、インバータ４により負荷機器接続部３３に接続される交流負荷に対する交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。さらに、直流電圧ＶＬ１はトランス１０で絶縁された３次側の直流電圧Ｖｂａｔ２に変換されて第１直流電源２を充電する。このとき、第１直流電源２の充電量は、第１スイッチング回路９もしくは第３スイッチング回路１８によって制御されている。

具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ７は、交流電源１の電流Ｉａｃｉｎを電圧電流検出部６の観測値と目標値に基づいて制御し、第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を電圧電流検出部２３の観測値と目標値に基づいて制御するか、もしくは第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を電圧電流検出部２３の観測値と目標値に基づいて制御する。また第２スイッチング回路１２は整流回路として機能し、チョッパ回路１５はコンデンサ８の電圧指令値と電圧電流検出部３４の電圧検出値との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、第２直流電源３の電流指令値を導出する。そしてこの電流指令値と電圧電流検出部１７の検出値との偏差に基づいて制御する。整流回路２４は交流電圧を整流変換し、インバータ４が負荷機器接続部３３の出力を電圧電流検出部３２の観測値と目標値に基づいて制御する。

第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を制御する場合、第３スイッチング回路１８のスイッチング素子１９は常時オンである。また第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御する場合、スイッチング素子１９がスイッチングを行い、第３スイッチング回路１８は降圧チョッパ回路として機能する。

図３に、第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御する場合のスイッチング素子９ａ〜９ｄ、およびスイッチング素子１９のゲート波形を示す。図３に示すように、第３スイッチング回路１８のスイッチング素子１９のスイッチングタイミングと、電力供給側のスイッチング素子９ａ〜９ｄのスイッチングタイミングをずらしてスイッチング制御を行う。なお、図３の横軸は時間ｔを示している。

図３のようにスイッチングタイミングをずらすことで、スイッチング素子１９のオフ時に、整流ダイオード１８ａ、１８ｂに発生するサージがトランス１０側に生じている電圧の直流成分だけ抑制できる。このため、より低耐圧な素子を整流ダイオード１８ａ、１８ｂに使用することができ、低耐圧品ダイオードは順方向電圧Ｖｆが低いため、損失を低減することができる。そして第１直流電源２に対する上記２種類の制御方法は、第１直流電源２を含む負荷条件に応じて切り替える。例えば、第１直流電源２の制御方法の切り替えは、電力供給側のオンデューティ比、電圧検出値や電流検出値、電力検出値、あるいは温度検出手段を備えて温度検出値等によって行う。

図４に示すように、交流電源１が接続されていていないために、第２の直流電源３を電力供給源とする場合には、第２の直流電源３からの供給電力Ｐ２は、第１の直流電源２への充電電力Ｐ３と負荷機器接続部３３に接続される交流負荷への供給電力Ｐ４とに分配される。このとき交流電源１からの入力電力Ｐ１はゼロである。

第２直流電源３の電圧Ｖｂａｔ１が、トランス１０で絶縁された４次側の直流電圧ＶＬ３に変換された後、インバータ４により負荷機器接続部３３に接続される交流負荷に対する交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。また、第２直流電源３の電圧Ｖｂａｔ１は、トランス１０で絶縁された３次側の直流電圧Ｖｂａｔ２に変換されて第１直流電源２を充電する。このとき、第１直流電源２の充電量は、第２スイッチング回路１２もしくは第３スイッチング回路１８によって制御されている。

具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ７および第１スイッチング回路９は、系統側からの入力電力がないため動作を停止し、オフ状態としている。チョッパ回路１５は、昇圧チョッパとして動作し、コンデンサ１３の両端電圧ＶＬ２の電圧を電圧電流検出部１４の観測値と目標値に基づいて制御し、第２スイッチング回路１２が第１直流電源２の充電量を電圧電流検出部２３の観測値と目標値に基づいて制御するか、もしくは第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を電圧電流検出部２３の観測値と目標値に基づいて制御する。なお、整流回路２４、インバータ４は、図２の場合と同様に動作する。

第２スイッチング回路１２が第１直流電源２の充電量を制御する場合、第３スイッチング回路１８のスイッチング素子１９は常時オンである。また第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御する場合、スイッチング素子１９がスイッチングを行い、第３スイッチング回路１８は降圧チョッパ回路として機能する。そして第１直流電源２に対する上記２種類の制御方法は、第１直流電源２を含む負荷条件に応じて切り替える。例えば、第１直流電源２の制御方法の切り替えは、電力供給側のオンデューティ比、電圧検出値や電流検出値、電力検出値、あるいは温度検出手段を備えて温度検出値等によって行う。

図５に示すように、交流電源１が接続されていてこれを電力供給源とし、第２の直流電源３への充電を停止する場合には、交流電源１からの入力電力Ｐ１は、第１直流電源２への充電電力Ｐ３と負荷機器接続部３３に接続される交流負荷への供給電力Ｐ４とに分配される。

この場合、交流電源１の電圧ＶａｃｉｎをＡＣ／ＤＣコンバータ７で直流電圧ＶＬ１に変換し、この直流電圧ＶＬ１をトランス１０で絶縁された４次側の直流電圧ＶＬ３に変換し、インバータ４により負荷機器接続部３３に接続される交流負荷に対する交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。さらに、直流電圧ＶＬ１はトランス１０で絶縁された３次側の直流電圧Ｖｂａｔ２に変換されて第１直流電源２を充電する。このとき、第１直流電源２の充電量は、第１スイッチング回路９もしくは第３スイッチング回路１８によって制御されている。またスイッチング素子１５ａ、１５ｂを常時オフとすることで、第２の直流電源３への充電を停止している。

具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ７は、コンデンサ８の電圧指令値と電圧電流検出部３４の電圧検出値との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、入力電流指令値を導出する。そしてこの指令値と電圧電流検出部６の検出値との偏差に基づいて、Ｉａｃｉｎを高力率制御する。第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を電圧電流検出部２３の観測値と目標値に基づいて制御するか、もしくは第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を電圧電流検出部２３の観測値と目標値に基づいて制御する。なお、整流回路２４、インバータ４は、図２の場合と同様に動作する。

第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を制御する場合、第３スイッチング回路１８のスイッチング素子１９は常時オンである。また第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御する場合、スイッチング素子１９がスイッチングを行い、第３スイッチング回路１８は降圧チョッパ回路として機能する。そして第１直流電源２に対する上記２種類の制御方法は、第１直流電源２を含む負荷条件に応じて切り替える。例えば、第１直流電源２の制御方法の切り替えは、電力供給側のオンデューティ比、電圧検出値や電流検出値、電力検出値、あるいは温度検出手段を備えて温度検出値等によって行う。

図６に示すように、交流電源１が接続されているが、交流電源１からの電力供給のみでは、負荷機器接続部３３に接続されている負荷および第１の直流電源２が要求する電力を賄えない場合、交流電源１および第２の直流電源３を電力供給源とするが、系統からの入力電力Ｐ１と第２の直流電源３からの入力電力Ｐ２の合計入力電力Ｐ１＋Ｐ２は、負荷機器接続部３３に接続される交流負荷への供給電力Ｐ４と、第１の直流電源２への充電電力Ｐ３とに分配される。

この場合、交流電源１の電圧ＶａｃｉｎをＡＣ／ＤＣコンバータ７で直流電圧ＶＬ１に変換し、直流電圧ＶＬ１は、トランス１０で絶縁された４次側の直流電圧ＶＬ３に変換され、インバータ４により負荷機器接続部３３に接続される交流負荷に対する交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。さらに、直流電圧ＶＬ１はトランス１０で絶縁された３次側の直流電圧Ｖｂａｔ２に変換されて第１直流電源２を充電する。また第２直流電源３の電圧Ｖｂａｔ１が、トランス１０で絶縁された４次側の直流電圧ＶＬ３に変換された後、インバータ４により負荷機器接続部３３に接続される交流負荷に対する交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。さらに、第２直流電源３の電圧Ｖｂａｔ１は、トランス１０で絶縁された３次側の直流電圧Ｖｂａｔ２に変換されて第１直流電源２を充電する。なお、図７に示すように、第１スイッチング回路９と第２スイッチング回路１２から負荷側へ電力を伝送する場合、１スイッチング時間を分割して電力伝送を行う。

具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ７は、交流電源１の電流Ｉａｃｉｎを電圧電流検出部６の観測値と目標値に基づいて制御し、チョッパ回路１５は昇圧チョッパとして動作し、コンデンサ１３の両端電圧ＶＬ２の電圧を電圧電流検出部１４の観測値と目標値に基づいて制御し、第１スイッチング回路９および第２スイッチング回路１２の合計オンデューティ比によって第１直流電源２の充電量を電圧電流検出部２３の観測値と目標値に基づいて制御するか、もしくは第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を電圧電流検出部２３の観測値と目標値に基づいて制御する。なお、整流回路２４、インバータ４は、図２の場合と同様に動作する。

第１スイッチング回路９および第２スイッチング回路１２が第１直流電源２の充電量を制御する場合、第３スイッチング回路１８のスイッチング素子１９は常時オンである。また第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御する場合、スイッチング素子１９がスイッチングを行い、第３スイッチング回路１８は降圧チョッパ回路として機能する。その際、図８に示すように、第１スイッチング回路９のオフタイミングと第２スイッチング回路１２のオンタイミングを合わせるか、もしくは少し重ねるか、または第１スイッチング回路９のオンタイミングと第２スイッチング回路１２のオフタイミングを合わせるか、もしくは少し重ねることで、スイッチング素子１９のスイッチング周波数は図７と比較し、半分になるため、損失を低減することができる。そして第１直流電源２に対する上記２種類の制御方法は、第１直流電源２を含む負荷条件に応じて切り替える。例えば、第１直流電源２の制御方法の切り替えは、電力供給側のオンデューティ比、電圧検出値や電流検出値、電力検出値、あるいは温度検出手段を備えて温度検出値等によって行う。

電力供給側のスイッチング素子のオンデューティ比に応じて制御方法を切り替える場合、例えば図２において、電力供給側のスイッチング素子はスイッチング素子９ａ〜９ｄであり、第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を制御する場合、第１直流電源２に供給する電力に応じて、第１スイッチング回路９のスイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比も変化する。

第１直流電源２への伝送電力が大きい場合、つまりスイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比が大きい場合、スイッチング素子１９に流れる電流も当然大きくなる。このようにオンデューティ比より負荷の変動を判断し、制御を切り替え、スイッチング素子１９を常時オンとすることで、スイッチング損失を無くし、損失を低減することができる。

第１直流電源２への伝送電力が小さい場合、つまりスイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比が小さい場合、第２スイッチング回路１２は整流回路として動作するため、コンデンサ１３の電圧は低くなり、同様にコンデンサ２６の電圧も低くなる。第２直流電源３の制御は、チョッパ回路１５で行っているが、第２直流電源３を充電する場合、チョッパ回路１５は降圧チョッパとして機能する。そのため、コンデンサ１３の電圧が低いと、第２直流電源３の要求する電圧条件によっては、その出力電圧を担保できなくなってしまう。

同様に、コンデンサ２６の電圧が低くなりすぎると、負荷機器接続部３３の出力を担保できなくなってしまう。さらに、第１直流電源２への伝送電力が小さくなった分、その他の負荷機器への電力伝送量が大きくなるため、第１スイッチング回路９からの総伝送電力量Ｐ１は変化しないが、スイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比は小さくなるため、スイッチング素子９ａ〜９ｄに流れる瞬時的な電流が大きくなり、スイッチング素子９ａ〜９ｄの損失は増加する。

このようにオンデューティ比より負荷の変動を判断し、制御を切り替え、スイッチング素子１９をスイッチング制御することで、スイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比は大きくなり、第１直流電源２以外の負荷機器への出力を担保することができる。そして、スイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比が大きくなるため、スイッチング素子９ａ〜９ｄに流れる瞬時的な電流は小さくなり、損失を低減することができる。このとき、第１直流電源２への伝送電力は小さいため、スイッチング素子１９がスイッチング動作をしても損失は小さい。

つまり、上記のように負荷機器が必要とする電力供給側のスイッチング素子のオンデューティ比によって負荷の変動を判断し、第１直流電源２への制御方法を切り替えることで、損失を低減し、接続されている全ての負荷機器の動作領域を確保することができる。また電力供給側のスイッチング素子とは、図４では符号１２ａ〜１２ｄ、図５では符号９ａ〜９ｄ、図６では符号９ａ〜９ｄおよび符号１２ａ〜１２ｄである。

電圧検出値によって制御方法を切り替える場合、第１直流電源２もしくはコンデンサ１３もしくはコンデンサ２６の電圧検出値によって、制御方法を切り替える。電力供給側のスイッチング回路が第１直流電源２の充電量を制御する場合、例えば図２では、電力供給側のスイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比が小さくなると、コンデンサ１３およびコンデンサ２６の電圧が低くなり、コンデンサ１３およびコンデンサ２６の後段に接続される負荷機器の出力を担保できなくなる恐れがある。そのため、コンデンサ１３およびコンデンサ２６の電圧が所定の閾値を下回ったときに、第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御するように切り替える。

また、スイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比が一定で、第１直流電源２への伝送電力が小さくなると、第１直流電源２の電圧は上昇する。そこで、第１直流電源２の電圧が所定の閾値を上回ったときに、制御方法を切り替える。

上記のように電圧検出値によって負荷の変動を判断し、第１直流電源２への制御方法を切り替えることで、損失を低減し、接続されている全ての負荷機器の動作領域を確保することができる。また電力供給側のスイッチング素子とは、図４では符号１２ａ〜１２ｄ、図５では符号９ａ〜９ｄ、図６では符号９ａ〜９ｄおよび符号１２ａ〜１２ｄである。

電流検出値によって制御方法を切り替える場合、第１直流電源２の電流検出値、もしくは第１直流電源２の電流が連続モードか不連続モードかを検出し、制御方法を切り替える。第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を制御する場合、第１直流電源２への伝送電力、つまり第１直流電源２の電流が小さくなると電力供給側のスイッチング素子のオンデューティ比が小さくなり、第１直流電源２以外の負荷機器への伝送電力が担保できなくなってしまう恐れがある。

また、第１直流電源２への伝送電力が小さくなると、第１直流電源２の電流は連続モードから不連続モードへ切り替わってしまう。そのため、第１直流電源２の電流が所定の閾値を下回ったとき、もしくは第１直流電源２の電流が連続モードから不連続モードへ切り替わったときに、第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御するように切り替える。ただし、連続モードから不連続モードへの切り替え閾値は電流検出値が以下の式（１）、もしくは、零となったことで切り替える。式(１)において、Ｉは第１直流電源２の電流、Ｄはスイッチング素子１９のオンデューティ比、Ｔｓはスイッチング素子１９の１周期のスイッチング時間、ＶｉはＶｔｒ３、Ｖｏは負荷の電圧である。
Ｉ＝（ＤＴＳ（Ｖ_ｉ−Ｖ_０))／２Ｌ・・・・・(１)

上記のように電流検出値によって負荷の増減を判断し、第１直流電源２への制御方法を切り替えることで、損失を低減し、接続されている全ての負荷機器の動作領域を確保することができる。

電力検出値によって制御方法を切り替える場合、第１直流電源２の電力検出値もしくは第１直流電源２を除く負荷機器、例えば図２の場合、第２直流電源３および負荷機器接続部３３の電力検出値によって、制御方法を切り替える。第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を制御する場合、第１直流電源２への伝送電力が小さくなると電力供給側のスイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比が小さくなり、第１直流電源２以外の負荷機器への伝送電力が担保できなくなってしまう恐れがある。また電力供給側の総伝送電力量Ｐ１は一定なので、第２直流電源３および負荷機器接続部３３の電力検出値によって、第１直流電源２への伝送電力の変動を検出することができる。そのため、第１直流電源２の電力検出値が所定の閾値を下回るか、もしくは第１直流電源２を除く負荷機器の電力検出値が所定の閾値を上回ることで、第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御するように切り替える。

上記のように電力検出値によって負荷の増減を判断し、第１直流電源２への制御方法を切り替えることで、損失を低減し、接続されている全ての負荷機器の動作領域を確保する
ことができる。

温度検出値によって制御方法を切り替える場合、電力供給側の基板もしくは素子温度、図２の場合、第１スイッチング回路９の基板温度もしくは素子温度の検出値、もしくは第３スイッチング回路１８の基板温度もしくは素子温度の検出値、もしくは上記２つの検出値の比較によって、制御方法を切り替える。第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御する場合、スイッチング素子１９がスイッチングを行うため、常時オンの状態と比較し、損失は増加し温度は上昇する。

また、第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を制御する場合、第１直流電源２への伝送電力が小さくなると電力供給側のスイッチング素子９ａ〜９ｄのオンデューティ比が小さくなるが、総伝送電力Ｐ１は変わらないため、スイッチング素子９ａ〜９ｄの損失は増加し温度は上昇する。そのため、第３スイッチング回路１８の基板温度もしくは素子温度の検出値が所定の閾値を上回ることで、第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を制御するように切り替え、電力供給側の基板もしくは素子温度が所定の閾値を上回ることで、第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御するように切り替えるか、もしくは上記２つの検出値を比較し、熱的にバランスが取れるように制御を切り替える。

上記のように温度検出値によって負荷の増減を判断し、第１直流電源２への制御方法を切り替えることで、損失を低減し、接続されている全ての負荷機器の動作領域を確保することができる。

上記に記載した切り替え方法のいずれにおいても、損失を低減し、接続されている全ての負荷機器の動作領域を確保することができる。

以上詳説したように、実施の形態１による電力変換装置によれば、負荷条件に応じて第１の直流電源２の制御を切り替えることで、第１の直流電源２を含む全ての負荷機器の動作領域を確保し、なおかつ、第３スイッチング回路１８および電力供給側のスイッチング回路の損失を低減することができる。

第１スイッチング回路９が第１直流電源２の充電量を制御する場合、負荷側のスイッチング素子１９を常時オンにするため、スイッチング損失を無くし損失を低減することができる。第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御する場合、負荷側のスイッチング素子１９はスイッチングを行うが、この時の負荷条件は電力が小さいため、スイッチング損失も小さい。

また、第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御することで、電力供給側のスイッチング素子のオンデューティ比を大きくすることができるため、第１直流電源２を含む全ての負荷機器の動作領域を確保することができる。さらに、スイッチング素子１９のオフ時のスイッチングタイミングを電力供給側の全オフ区間に設定することで、整流ダイオード１８ａ、１８ｂに発生するサージ電圧を抑制することができる。それにより、より低耐圧な素子を使用できるため、コストの削減および損失の低減が可能となる。

また、電力供給側が第１スイッチング回路９および第２スイッチング回路１２である図６の構成において、第３スイッチング回路１８が第１直流電源２の充電量を制御する場合、図８のように、スイッチング素子９ａ〜９ｄのオフタイミングとスイッチング素子１２ａ〜１２ｄのオンタイミングを合わせるか、もしくは少し重ねるか、またはスイッチング素子９ａ〜９ｄのオンタイミングとスイッチング素子１２ａ〜１２ｄのオフタイミングを合わせるか、もしくは少し重ねることで、スイッチング素子１９のスイッチング周波数は図７と比較し、半分になるため、損失を低減することができる。

また、第１の直流電源２に対する制御方法は、電力供給側のオンデューティ比、電圧検出値や電流検出値、電力検出値や温度検出値によって切り替え可能である。そのため、状況に応じて電流センサや電圧センサ、温度センサ等を削除することができる。

実施の形態２.
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。図９は、実施の形態２による電力変換装置の回路構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を示している。
実施の形態２の構成上の特徴は、ＡＣ／ＤＣコンバータ７の出力端側に、第１スイッチング回路９と並列に電圧電流検出部２７を介して４つのスイッチング素子４ａ〜４ｄで構成されるインバータ４の直流入力端が接続されており、このインバータ４の交流出力端には平滑コイル２９ａ、２９ｂ、平滑コンデンサ３０、コモンモードチョークコイル３１、電圧電流検出部３２、および負荷機器接続部３３が順次接続されている。そして、この負荷機器接続部３３において図示しない交流負荷の供給電源である交流電源Ｖａｃｏｕｔが生成される。

また実施の形態２における電力分配としては、図１０〜図１３に示す４通りであり、回路動作についても実施の形態１の場合と基本的に同じであるから、ここでは詳しい説明は省略する。

この実施の形態２の電力変換装置によれば、負荷条件に応じて第１直流電源２の制御方法を切り替えることで、第１直流電源２を含む全ての負荷機器の動作領域を確保し、なおかつ第１スイッチング回路９および電力供給側のスイッチング回路の損失を低減することができる。また、スイッチング素子１９のスイッチングタイミングを適当に設定することで、スイッチング素子１９はより低耐圧な素子を使用できるため、コストの削減および損失の低減が可能となる。

しかも、この実施の形態２の構成の場合、実施の形態１のような整流回路２４およびコンデンサ２６、トランス１０の第４巻線１０ｄが不必要になる。そのため、素子数およびコストを削減することができる。

実施の形態３.
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について説明する。図１４は、実施の形態３による電力変換装置の回路構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を示している。
この実施の形態３の特徴は、図１に示した実施の形態１の構成に対して、トランス１０の第４巻線１０ｄ、およびこの第４巻線１０ｄに接続される整流回路２４やインバータ４を含む回路が削除されていることである。その他の構成は、実施の形態１の場合と同じである。

また実施の形態３における電力分配としては、図１５〜図１８に示す４通りであり、回路動作についても実施の形態１の場合と基本的に同じであるから、ここでは詳しい説明は省略する。

この実施の形態３の電力変換装置によれば、負荷条件に応じて第１直流電源２の制御方法を切り替えることで、第１直流電源２を含む全ての負荷機器の動作領域を確保し、なおかつ第１スイッチング回路９および電力供給側のスイッチング回路の損失を低減することができる。また、スイッチング素子１９のスイッチングタイミングを適当に設定すること
で、スイッチング素子１９はより低耐圧な素子を使用できるため、コストの削減および損失の低減が可能となる。

しかも、この実施の形態３の構成の場合、実施の形態１および実施の形態２のような交流負荷を負荷機器接続部３３に接続する必要性が特に無く、したがって、第４巻線１０ｄ、整流回路２４、およびインバータ４を含む回路を省略できる場合に適用可能である。

以上、この発明の実施の形態１から実施の形態３について説明したが、この発明はこれに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、これらの構成を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。

１交流電源、２第１直流電源、３第２直流電源、４インバータ、４ａ〜４ｄスイッチング素子、５制御部、６電圧電流検出部、７ＡＣ／ＤＣコンバータ、８コンデンサ、９第１スイッチング回路、９ａ〜９ｄスイッチング素子、１０トランス、１０ａ第１巻線、１０ｂ第２巻線、１０ｃ１、１０ｃ２第３巻線、１０ｄ第４巻線、１１昇圧コイル、１２第２スイッチング回路、１２ａ〜１２ｄスイッチング素子、１３コンデンサ、１４電圧電流検出部、１５チョッパ回路、１５ａ，１５ｂスイッチング素子、１６平滑コイル、１７電圧電流検出部、１８第３スイッチング回路、１８ａ，１８ｂ整流ダイオード、１９スイッチング素子、２０還流ダイオード、２１平滑コイル、２２平滑コンデンサ、２３電圧電流検出部、２４整流回路、２４ａ〜２４ｄ整流素子、２５平滑コイル、２６コンデンサ、２７電圧電流検出部、２８コンデンサ、２９ａ，２９ｂコイル、３０平滑コンデンサ、３１コモンモードチョークコイル、３２電圧電流検出部、３３負荷機器接続部、３４電圧電流検出部

Claims

互いに磁気的に結合された多巻線を備えたトランスと、
上記多巻線の内の少なくとも２つの巻線にそれぞれ第１のスイッチ手段を介して接続された電力ソースと、
上記多巻線の他の巻線に接続され、上記電力ソースから電力供給される負荷との間に接続された第２のスイッチ手段と、
上記負荷の電圧もしくは電流を検出する電圧電流検出手段と、
上記第１のスイッチ手段および上記第２のスイッチ手段の動作を制御する制御部と、を備え、上記制御部は、上記第１のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流を観測値と目標値との偏差に基づいて制御する場合と、上記第２のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流を観測値と目標値との偏差に基づいて制御する場合とを有すると共に、
上記第１のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流を観測値と目標値との偏差に基づいて制御する場合、上記第２のスイッチ手段のスイッチング素子は、上記制御部によって常にオンに制御されており、上記第２のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流を観測値と目標値の偏差に基づいて制御する場合、上記第２のスイッチ手段のスイッチング素子は、上記制御部によってスイッチング制御され、降圧チョッパとして動作することを特徴とする電力変換装置。
負荷条件に応じて、上記制御部は、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記第１のスイッチ手段を制御するためのオンデューティ比に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記電圧電流検出手段の電圧検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記電圧電流検出手段の電流検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記電圧電流検出手段の電流検出値および電圧検出値から電力を算出し、その結果に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
温度検出手段を備え、上記制御部が、上記温度検出手段の温度検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記電圧電流検出手段の電流検出値から、上記負荷の電流が連続モードもしくは不連続モードかを判別して負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記第１のスイッチ手段を制御するためのオンデューティ比が、所定のオンデューティ比より小さくなった場合に、上記負荷の電圧もしくは電流制御を、上記第１のスイッチ手段から上記第２のスイッチ手段へと切り替えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記負荷の電圧検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記負荷を除く負荷の線間電圧検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記負荷の電流検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記負荷の電流検出値および電圧検出値から電力を算出し、その結果に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記負荷を除く負荷の電力検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記電力ソースの基板温度もしくは素子温度検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記第２のスイッチ手段の基板温度もしくは素子温度検出値に基づいて負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記第１のスイッチ手段の基板温度もしくは素子温度検出値と上記第２のスイッチ手段の基板温度もしくは素子温度検出値とを比較することにより、負荷変動を判定し、上記第１のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御と、上記第２のスイッチ手段による上記負荷の電圧もしくは電流制御とを切り替えることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
上記多巻線を第１巻線、第２巻線、第３巻線および第４巻線で構成すると共に、上記負荷を第１直流電源で構成し、
上記電力ソースを交流電源および第２直流電源で構成すると共に、上記第１のスイッチ手段を第１のスイッチング回路および第２のスイッチング回路で構成し、
上記交流電源を上記第１のスイッチング回路を介して上記第１巻線に接続すると共に、上記第２直流電源を上記第２のスイッチング回路を介して上記第２巻線に接続し、
上記第１直流電源を上記第２のスイッチ手段を介して上記第３巻線に接続すると共に、上記第４巻線に整流回路を介してインバータ回路を接続し、
更に、上記交流電源と上記第１のスイッチング回路との間にＡＣ／ＤＣコンバータを接続したことを特徴とする請求項１から１７の何れか一項に記載の電力変換装置。
上記多巻線を第１巻線、第２巻線、および第３巻線で構成すると共に、上記負荷を第１直流電源で構成し、
上記電力ソースを交流電源および第２直流電源で構成すると共に、上記第１のスイッチ手段を第１のスイッチング回路および第２のスイッチング回路で構成し、
上記交流電源を上記第１のスイッチング回路を介して上記第１巻線に接続すると共に、上記第２直流電源を上記第２のスイッチング回路を介して上記第２巻線に接続し、
上記第１直流電源を上記第２のスイッチ手段を介して上記第３巻線に接続すると共に、上記交流電源と上記第１のスイッチング回路との間にＡＣ／ＤＣコンバータを接続したことを特徴とする請求項１から１７の何れか一項に記載の電力変換装置。
上記多巻線を第１巻線、第２巻線、および第３巻線で構成すると共に、上記負荷を第１直流電源で構成し、
上記電力ソースを交流電源および第２直流電源で構成すると共に、上記第１のスイッチ手段を第１のスイッチング回路および第２のスイッチング回路で構成し、
上記交流電源を上記第１のスイッチング回路を介して上記第１巻線に接続すると共に、上記第２直流電源を上記第２のスイッチング回路を介して上記第２巻線に接続し、
上記第１直流電源を上記第２のスイッチ手段を介して上記第３巻線に接続すると共に、上記交流電源と上記第１のスイッチング回路との間にＡＣ／ＤＣコンバータを接続し、
更に、上記ＡＣ／ＤＣコンバータにインバータ回路を接続したことを特徴とする請求項１から１７の何れか一項に記載の電力変換装置。
上記電力ソースを第１の電力ソースと第２の電力ソースで構成すると共に、上記第１のスイッチ手段を第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路で構成し、
上記第１の電力ソースが、上記第１のスイッチング回路の動作により上記トランスに電力供給を行う状態において、上記第２の電力ソースは負荷機器として動作することを特徴とする請求項１から２０の何れか一項に記載の電力変換装置。
上記電力ソースを第１の電力ソースと第２の電力ソースで構成すると共に、上記第１のスイッチ手段を第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路で構成し、
上記第１の電力ソースが上記第１のスイッチング回路の動作により上記トランスに電力供給を行うと共に、上記第２の電力ソースが上記第２のスイッチング回路の動作により上記トランスに電力供給を行うことを特徴とする請求項１から２０の何れか一項に記載の電力変換装置。
上記電力ソースを第１の電力ソースと第２の電力ソースで構成すると共に、上記第１のスイッチ手段を第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路で構成し、
上記第２の電力ソースが上記第２のスイッチング回路の動作により上記トランスに電力供給を行い、上記第１の電力ソースが回路に接続されていないことを特徴とする請求項１から２０の何れか一項に記載の電力変換装置。
上記電力ソースを第１の電力ソースと第２の電力ソースで構成すると共に、上記第１のスイッチ手段を第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路で構成し、
上記第１の電力ソースが上記第１のスイッチング回路の動作により上記トランスに電力供給を行い、上記第２の電力ソースが上記第２のスイッチング回路の動作により充放電を停止した状態であることを特徴とする請求項１から２０の何れか一項に記載の電力変換装置。
上記制御部が、上記第２のスイッチ手段によって上記負荷の電圧もしくは電流制御を行う場合、上記第２のスイッチ手段のスイッチングタイミングと上記第１のスイッチ手段のスイッチングタイミングをずらすことを特徴とする請求項１から２４の何れか一項に記載の電力変換装置。
上記第１のスイッチング回路と上記第２のスイッチング回路から上記負荷へ電力を伝送する場合、１スイッチング時間を分割して電力伝送を行うと共に、上記第１のスイッチング回路のスイッチング素子のオフタイミングと上記第２のスイッチング回路のスイッチング素子のオンタイミングを合わせるか、もしくは少し重ねる、または上記第１のスイッチング回路のスイッチング素子のオンタイミングと上記第２のスイッチング回路のスイッチング素子のオフタイミングを合わせるか、もしくは少し重ねることを特徴とする請求項２２に記載の電力変換装置。