WO2022123653A1

WO2022123653A1 - 電力変換ユニット及び電力変換装置

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Publication number: WO2022123653A1
Application number: PCT/JP2020/045675
Authority: WO
Inventors: 由宇川井
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2020-12-08
Filing date: 2020-12-08
Publication date: 2022-06-16
Also published as: JP6964825B1; US20230402927A1; JPWO2022123653A1

Abstract

電力変換ユニット（１００）は、直流電源（ＢＡＴ）と接続するための入力端（Ｎｉ）と、第１端子（Ｐ１）及び第２端子（Ｐ２）によって構成される第１直流電圧端（ＶＥ１）と、第３端子（Ｐ３）及び第４端子（Ｐ４）によって構成される第２直流電圧端（ＶＥ２）と、コンバータ（１０）と、コンバータ（１０）を制御する制御器（５０）とを備える。コンバータ（１０）は、入力端（Ｎｉ）と第１及び第２直流電圧端（ＶＥ１，ＶＥ２）との間での電力伝送を伴うＤＣ／ＤＣ変換を実行する。制御器（５０）は、第１直流電圧端（ＶＥ１）の第１電圧（Ｖｏ１）及び第２直流電圧端（ＶＥ２）の第２電圧（Ｖｏ２）を電圧目標値（Ｖｏ＊）に制御するためのコンバータ（１０）の制御指令（ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔ）を生成する。

Description

電力変換ユニット及び電力変換装置

　本開示は、電力変換ユニット、及び、当該電力変換器ユニットを複数個備える電力変換装置に関する。

　電気自動車、電気カート、及び、電動二輪車等を含む電気車を充電するためのユニバーサル充電装置が、特表２０１２―５１８９８７号公報（特許文献１）に記載されている。この様な用途では、電力変換装置において、電気車の接続台数、電気車の充電速度、及び、接続先の電力系統の条件に応じて異なる対応が必要である。

　特許文献１では、充電に限定されるが、複数台の電気自動車接続と、電気自動車の充電速度の様々な条件とに対応可能な構成として、複数台のコンバータ（充電パック又は充電モジュール）を共通のメッシュ部を介して複数の電気自動車に接続する装置構成が記載される。更に、当該メッシュ部が複数台の電気自動車の充電状態に応じて、電気自動車及びコンバータの接続先を切り替えることで、電気自動車毎に電流及び電圧が調整可能となる。

　又、下記の非特許文献１には、無効電力を抑制した電気自動車充放電用双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして、ＤＡＢ（Double　Active　Bridge）構成のコンバータにおける位相シフト制御が記載されている。

特表２０１２―５１８９８７号公報

近藤亮太他著、「無効電力を抑制した電気自動車充放電用双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの損失低減効果実証」、２０１７年８月１日、電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門）、IEEE Transactions on Industry Applications Vol.137 No.8 pp 673-680。

　特許文献１に記載されたユニバーサル充電装置では、図１８に示される様に、電力系統（ＡＣ）に対する接続側では、電力系統及び複数台のコンバータ（充電パック又は充電モジュール）の間にＤＣ／ＡＣ変換器が接続される。しかしながら、接続先の電力系統には、単相２００Ｖ、中性点接地三相２００Ｖ，Ｖ相接地２００Ｖ、中性点接地４００Ｖ等の複数の仕様が存在する一方で、各コンバータ及びＤＣ／ＡＣ変換器の間は単純な接続関係しか記載されていない。このため、接続先の電力系統の仕様に従って、ＤＣ／ＡＣ変換器及び複数台のコンバータの間で授受される直流電圧が異なる場合には、各コンバータの仕様を変更する必要が生じることが懸念される。これにより、接続先の交流電力系統に対して共通のコンバータで対応することが困難になり、電力系統の仕様の違いに対する拡張性及び汎用性が低下することが懸念される。

　本開示は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、車載バッテリに代表される直流電源と電力系統との間の電力変換システムに用いられる、電力変換ユニット及び電力変換装置について、電力系統の仕様の違いに対する拡張性及び汎用性を高めることである。

　本発明のある局面によれば、電力変換ユニットは、直流電源と接続するための入力端と、第１端子及び第２端子によって構成される第１直流電圧端と、第３端子及び第４端子によって構成される第２直流電圧端と、コンバータと、コンバータを制御する制御器とを備える。コンバータは、入力端と第１直流電圧端及び第２直流電圧端と間での電力伝送を伴うＤＣ／ＤＣ電力変換を実行する。制御器は、第１直流電圧端の第１電圧及び第２直流電圧端の第２電圧を電圧目標値に制御するためのコンバータの制御指令を生成する。

　本発明の他のある局面によれば、電力変換装置は、上記電力変換ユニットを複数台備えるとともに、出力接続部を備える。出力接続部は、各電力変換ユニットの第１から第４の端子を用いて複数台の電力変換ユニットの第１直流電圧端及び第２直流電圧端を相互接続する。

　本開示によれば、電力変換ユニットの入力端（直流電源側）との間でのＤＣ／ＤＣ電力変換によって第１及び第２直流電圧端の両方に生成された、電圧目標値に制御された直流電圧を用いて、直流電源との接続側とは反対側の電力系統との接続側を構成することができる。この結果、当該電力変換ユニット、及び、複数台の当該電力変換ユニットを備える電力変換装置において、電力系統の仕様の違いに対する拡張性及び汎用性を高めることができる。

実施の形態１に係る電力変換ユニットの構成を説明する回路図である。位相シフトパターン１Ａによる制御時のコンバータの動作波形図である。位相シフトパターン１Ａにおける位相シフト量制御部の動作を説明する概念図である。位相シフトパターン１Ｂによる制御時のコンバータの動作波形図である。位相シフトパターン１Ｂにおける位相シフト量制御部の動作を説明する概念図である。位相シフトパターン１Ｃによる制御時のコンバータの動作波形図である。位相シフトパターン１Ｃにおけるスイッチング停止制御を説明するフローチャートである。位相シフトパターン１Ｃにおける位相シフト量制御部の動作を説明する概念図である。実施の形態１の変形例１に係る電力変換ユニットの構成を説明する回路図である。実施の形態１の変形例２に係る電力変換ユニットの構成を説明する回路図である。位相シフトパターン２Ａにおける位相シフト量制御部の動作を説明する概念図である。位相シフトパターン２Ｂにおける位相シフト量制御部の動作を説明する概念図である。位相シフトパターン２Ｃにおける従う位相シフト量制御部の動作を説明する概念図である。位相シフトパターン２Ｃにおけるスイッチング停止制御を説明するフローチャートである。実施の形態１の変形例３に係る電力変換ユニットの構成を説明する回路図である。実施の形態２に係る電力変換装置の第１の構成例を説明するブロック図である。実施の形態２に係る電力変換装置の第２の構成例を説明するブロック図である。実施の形態３に係る電力変換装置の第１の構成例を説明するブロック図である。実施の形態３に係る電力変換装置の第２の構成例を説明するブロック図である。実施の形態３に係る電力変換装置の第３の構成例を説明するブロック図である。実施の形態３に係る電力変換装置の第４の構成例を説明するブロック図である。実施の形態４に係る電力変換ユニットの構成を説明する回路図である。図２２に示された電力変換ユニットにおけるコンバータの動作波形図である。図２２に示される位相シフト量制御部の動作を説明する概念図である。実施の形態４に係る電力変換ユニットの制御器による制御動作の切替機能を説明するためのフローチャートである。実施の形態４の変形例に係る電力変換装置の第１の構成例を説明するブロック図である。実施の形態４の変形例に係る電力変換装置の第２の構成例を説明するブロック図である。実施の形態４の変形例に係る電力変換装置の第３の構成例を説明するブロック図である。実施の形態４の変形例に係る電力変換装置の第４の構成例を説明するブロック図である。実施の形態５に係る電力変換システムの第１の構成例を説明する概略図である。実施の形態５に係る電力変換システムの第２の構成例を説明する概略図である。実施の形態５に係る電力変換システムの第３の構成例を説明する概略図である。実施の形態５に係る電力変換システムの第４の構成例を説明する概略図である。実施の形態５に係る電力変換システムの第５の構成例を説明する概略図である。電力変換ユニットにおけるコンバータの構成の変形例を説明する回路図である。

　以下に、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

　実施の形態１．
　実施の形態１では、本実施の形態に係る電力変換装置の基本構成要素となる電力変換ユニットの構成例及び制御例を主に説明する。

　（回路構成）
　図１には、実施の形態１に係る電力変換ユニット１００の概略的な回路図が示される。

　図１に示される様に、電力変換ユニット１００は、コンバータ１０と、制御器５０と、直流電源ＢＡＴを接続するための入力端Ｎｉと、第１端子Ｐ１及び第２端子Ｐ２で構成される第１直流電圧端ＶＥ１と、第３端子Ｐ３及び第４端子Ｐ４で構成される第２直流電圧端ＶＥ２と、第１コンデンサＣ１と、第２コンデンサＣ２とを備える。コンバータ１０は、直流電源ＢＡＴからの入力電圧Ｖｉｎと、第１直流電圧端ＶＥ１の第１電圧Ｖｏ１、及び、第１直流電圧端ＶＥ１の第２電圧Ｖｏ２との間で、ＤＣ／ＤＣ電力変換を実行する。尚、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２は、電力変換ユニット１００の外部要素として、第１端子Ｐ１～第４端子Ｐ４と接続されてもよい。

　尚、本実施の形態では、直流電源ＢＡＴとしては、バッテリ、特に、車載二次電池の適用が想定されているため、以下では、直流電源ＢＡＴを単に、電池ＢＡＴとも称する。入力端Ｎｉは、例えば、ＣＨＡｄｅＭＯ（登録商標）等の電気自動車の充電規格に従うコネクタケーブルの接続口によって構成することが可能であり、基本的には、単一の電池ＢＡＴ（直流電源）を接続するためのものである。又、第１端子Ｐ１～第４端子Ｐ４は、後程説明する様に、インバータ（ＤＣ／ＡＣ変換装置）を介して、交流電力系統（代表的には、商用系統）と接続することができる。即ち、電力変換ユニット１００は、直流電源ＢＡＴと図示しない交流電力系統との接続経路内で用いることができる。

　コンバータ１０は、第１ブリッジ１１、第２ブリッジ１２、第３ブリッジ１３、及び、トランス１５を含む。トランス１５は、一次巻線１６と、二次巻線１７，１８とを有する。一次巻線１６、二次巻線１７、及び、二次巻線１８は、コア１９を介して互いに磁気結合される。

　第１ブリッジ１１は、電力線ＰＬ１，ＮＬ１と一次巻線１６との間にフルブリッジ接続された半導体スイッチング素子Ｓａｐ，Ｓｂｐ，Ｓｃｐ，Ｓｄｐ（Ｓａｐ～Ｓｄｐ）を有する。電力線ＰＬ１及びＮＬ１は、入力端Ｎｉを介して、直流電源ＢＡＴの正極側及び負極側とそれぞれ接続される。

　第１ブリッジ１１は、半導体スイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐのオンオフ制御により、電力線ＰＬ１及びＮＬ１の間の入力電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖｉｎｖｐに変換する。交流電圧Ｖｉｎｖｐは、リアクトルＬｐを介して、一次巻線１６へ伝達される。

　以下では、電力線ＰＬ１から第１ブリッジ１１への電流を、入力電流Ｉｉｎとも称し、第１ブリッジ１１から一次巻線１６への電流を、交流電流ＩＴｒｐとも称する。

　第２ブリッジ１２は、二次巻線１７と電力線ＰＬ２，ＮＬ２との間にフルブリッジ接続された半導体スイッチング素子Ｓａｓ，Ｓｂｓ，Ｓｃｓ，Ｓｄｓ（Ｓａｓ～Ｓｄｓ）を有する。電力線ＰＬ２及びＮＬ２は、第１端子Ｐ１及び第２端子Ｐ２とそれぞれ接続される。第１コンデンサＣ１は、第１端子Ｐ１（電力線ＰＬ２）及び第２端子Ｐ２（電力線ＮＬ２）の間に接続されており、第１コンデンサＣ１の高圧側及び低圧側は、第１端子Ｐ１及び第２端子Ｐ２とそれぞれ接続される。第１直流電圧端ＶＥ１（第１コンデンサＣ１）に対応して、第１電圧Ｖｏ１を検出するための電圧検出器８１ａが配置される。

　第２ブリッジ１２は、半導体スイッチング素子Ｓａｓ～Ｓｄｓのオンオフ制御により、交流電圧Ｖｉｎｖｓを電力線ＰＬ２及びＮＬ２の間の直流電圧である第１電圧Ｖｏ１に変換する。交流電圧Ｖｉｎｖｓは、リアクトルＬｓを介して、二次巻線１７から第２ブリッジ１２へ伝達される。又、以下では、二次巻線１７から第２ブリッジ１２への電流を交流電流ＩＴｒｓとも称する。

　同様に、第３ブリッジ１３は、二次巻線１８と電力線ＰＬ３，ＮＬ３との間にフルブリッジ接続された半導体スイッチング素子Ｓａｔ，Ｓｂｔ，Ｓｃｔ，Ｓｄｔ（Ｓａｔ～Ｓｄｔ）を有する。電力線ＰＬ３及びＮＬ３は、第３端子Ｐ３及び第４端子Ｐ４とそれぞれ接続される。第２コンデンサＣ２は、第３端子Ｐ３（電力線ＰＬ３）及び第４端子Ｐ４（電力線ＮＬ３）の間に接続されており、第２コンデンサＣ２の高圧側及び低圧側は、第３端子Ｐ３及び第４端子Ｐ４とそれぞれ接続される。第２直流電圧端ＶＥ２（第２コンデンサＣ２）に対応して、第２電圧Ｖｏ２を検出するための電圧検出器８１ｂが配置される。

　第３ブリッジ１３は、半導体スイッチング素子Ｓａｔ～Ｓｄｔのオンオフ制御により、交流電圧Ｖｉｎｖｔを電力線ＰＬ３及びＮＬ３の間の直流電圧である第２電圧Ｖｏ２に変換する。交流電圧Ｖｉｎｖｔは、リアクトルＬｔを介して、二次巻線１７から第２ブリッジ１２へ伝達される。以下では、二次巻線１８から第３ブリッジ１３への電流を交流電流ＩＴｒｔとも称する。

　第１ブリッジ１１～第３ブリッジ１３の各々は、電力線ＰＬ１～ＰＬ３及び電力線ＮＬ１～ＮＬ３の間に直列接続された２個の半導体スイッチング素子で構成される「レグ」を２個並列に有している。以下では、各レグを構成する２個の半導体スイッチング素子のうち、電力線ＰＬ１～ＰＬ３と接続される半導体スイッチング素子を「上アーム素子」とも称し、電力線ＮＬ１～ＮＬ３と接続される半導体スイッチング素子を「下アーム素子」とも称する。

　尚、リアクトルＬｐ，Ｌｓ，Ｌｔの各々は、リアクトル素子の接続によって構成されてもよく、一次巻線１６及び二次巻線１７，１８の各々の漏れインダクタンスによって構成することも可能である。

　この様に、コンバータ１０は、ＤＡＢ構成を有している。更に、第１ブリッジ１１、第２ブリッジ１２、及び、第３ブリッジ１３の交流出力端は、トランス１５によって電気的に絶縁されて相互接続される。この結果、入力端Ｎｉに接続された電池ＢＡＴ（入力電圧Ｖｉｎ）と、第１直流電圧端ＶＥ１（第１電圧Ｖｏ１）と、第２直流電圧端ＶＥ２（第２電圧Ｖｏ２）との間では、トランス１５を介した絶縁を伴って電力伝送を行うことができる。コンバータ１０により、電池ＢＡＴ（直流電源）から第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２への電力伝送（ＢＡＴ放電動作）と、第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２から電池ＢＡＴ（直流電源）への電力伝送（ＢＡＴ充電動作）との両方、即ち、双方向の電力変換が可能である。

　尚、第１ブリッジ１１～第３ブリッジ１３を構成する半導体スイッチング素子の各々は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）及びＭＯＳＦＥＴ（Metal-oxide-Semiconductor　Field-effect　Transistor）等によって構成することができる。以下では、半導体スイッチング素子を、単に「スイッチング素子」とも称する。

　制御器５０は、電圧検出器８１ａ及び８１ｂの検出値を用いて、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を制御する。図１の構成例では、制御器５０は、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２が共通の電圧目標値Ｖｏ＊に近づくように、コンバータ１０を制御する。

　具体的には、制御器５０は、減算部６１ａ，６１ｂと、ゲイン乗算部６２ａ，６２ｂと、位相シフト量制御部７０とを有する。減算部６１ａは、電圧目標値Ｖｏ＊から電圧検出器８１ａの検出値を減算することで、電圧偏差ΔＶｏ１＝Ｖｏ＊－Ｖｏ１を算出する。減算部６１ｂは、電圧目標値Ｖｏ＊から電圧検出器８１ｂの検出値を減算することで、電圧偏差ΔＶｏ２＝Ｖｏ＊－Ｖｏ２を算出する。

　ゲイン乗算部６２ａは、減算部６１ａからの電圧偏差ΔＶｏ１に予め定められた比例ゲインを乗算することによって、第１電圧Ｖｏ１を電圧目標値Ｖｏ＊に近づけるための指令値ＲＥＦ１を生成する。同様に、ゲイン乗算部６２ｂは、減算部６１ｂからの電圧偏差ΔＶｏ２に予め定められた比例ゲインを乗算することによって、第２電圧Ｖｏ２を電圧目標値Ｖｏ＊に近づけるための指令値ＲＥＦ２を生成する。

　位相シフト量制御部７０は、指令値ＲＥＦ１，ＲＥＦ２に基づいて、半導体スイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐ（第１ブリッジ１１）のそれぞれのオンオフを制御するゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐと、半導体スイッチング素子Ｓａｓ～Ｓｄｓ（第２ブリッジ１２）のそれぞれのオンオフを制御するゲート信号ＧＳａｓ～ＧＳｄｓと、半導体スイッチング素子Ｓａｔ～Ｓｄｔ（第３ブリッジ１３）のそれぞれのオンオフを制御するゲート信号ＧＳａｔ～ＧＳｄｔとを生成する。指令値ＲＥＦ１は「第１指令値」の一実施例に対応し，指令値ＲＥＦ２は「第２指令値」の一実施例に対応する。又、電圧検出器８１ａは「第１電圧検出器」の一実施例に対応し、電圧検出器８１ｂは「第２電圧検出器」の一実施例に対応する。

　第１ブリッジ１１～第３ブリッジ１３は、公知の任意の制御方式に従って動作させることが可能であるが、本実施の形態では、一例として、制御器５０が、以下に説明する様に、第１ブリッジ１１、第２ブリッジ１２、及び、第３ブリッジ１３の交流出力端にそれぞれ生じる交流電圧Ｖｉｎｖｐ、Ｖｉｎｖｓ、及び、Ｖｉｎｖｔの間の位相シフト量を調節するＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御により、上記電力伝送を伴って第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２が制御されるものとする。従って、上述のゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔは、指令値ＲＥＦ１，ＲＥＦ２から算出された位相シフト量を生じさせるためのスイッチングパターンに従って生成される。ゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔは「コンバータの制御指令」の一実施例に対応する。

　以下では、位相シフト量の制御の例として、位相シフトパターン１Ａ～１Ｃについて説明する。尚、本明細書中では、位相シフト量及び位相は、各スイッチング素子のスイッチング周期を３６０°として示されるものとする。

　（位相シフトパターン１Ａによる制御）
　図２には、第１の制御例である位相シフトパターン１Ａに従って制御されたコンバータ１０の動作波形例が示される。図２には、第１直流電圧端ＶＥ１にＰｂ［Ｗ］の負荷（図示せず）を接続し、第２直流電圧端ＶＥ２にＰａ［Ｗ］の負荷（図示せず）を接続したときのシミュレーション波形が示される。

　図２には、電池ＢＡＴからの入力電圧Ｖｉｎ、第１ブリッジ１１の交流電圧Ｖｉｎｖｐ及び交流電流ＩＴｒｐ、第２ブリッジ１２の交流電圧Ｖｉｎｖｓ及び交流電流ＩＴｒｓ、第３ブリッジの交流電圧Ｖｉｎｖｔ及び交流電流ＩＴｒｔ、出力電圧としての第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２、並びに、入出力電力としての、第１ブリッジ１１からトランス１５への交流電力ＰＴｒｐ（有効電力）、トランス１５から第２ブリッジ１２への交流電力ＰＴｒｓ（有効電力）、及び、トランス１５から第３ブリッジ１３への交流電力ＰＴｒｓ（有効電力）ＰＴｒｔが示される。

　基本的な制御として、第１ブリッジ１１から第３ブリッジの各々において、同一レグを構成する、直列接続された２個のスイッチング素子は、交互に同期間長ずつオンオフされる。更に、位相シフトパターン１Ａでは、同一ブリッジ内の隣接するレグの上アーム素子及び下アーム素子（例えば、第１インバータにおける、Ｓａｐ及びＳｄｐ、或いは、Ｓｂｐ及びＳｃｐ）は、それぞれ交互にオンオフされる。この結果、交流電圧Ｖｉｎｖｐ，Ｖｉｎｖｓ，Ｖｉｎｖｔは、ゼロ電圧期間を有さない交流波形を示しており、Ｖｉｎ又は－Ｖｉｎとなる期間は、１８０°ずつである。

　図２に示される様に、位相シフトパターン１Ａでは、制御器５０は、第１ブリッジ１１の交流電圧Ｖｉｎｖｐに対する第２ブリッジ１２の交流電圧Ｖｉｎｖｓの位相シフト量θ１２と、第１ブリッジ１１の交流電圧Ｖｉｎｖｐに対する第３ブリッジ１３の交流電圧Ｖｉｎｖｔの位相シフト量θ１３が、指令値ＲＥＦ１，ＲＥＦ２に従って制御される。図２の波形例では、θ１２＞θ１３の状態（ＰＴｒｓ＞ＰＴｒｔ）が示されている。

　図３には、位相シフトパターン１Ａにおける位相シフト量制御部７０の動作を説明する概念図が示される。

　図３に示される様に、位相シフト量制御部７０は、指令値ＲＥＦ１から位相シフト量θ１２を算出する演算部７３ａと、指令値ＲＥＦ２から位相シフト量θ１３を算出する演算部７３ｂとを有する。

　位相シフト量θ１２＝０は、交流電圧Ｖｉｎｖｐ（第１ブリッジ１１）及び交流電圧Ｖｉｎｖｓ（第２ブリッジ１２）が同位相である状態を示し、位相シフト量θ１３＝０は、交流電圧Ｖｉｎｖｐ（第１ブリッジ１１）及び交流電圧Ｖｉｎｖｔ（第３ブリッジ１３）が同位相である状態を示している。これに対して、交流電圧Ｖｉｎｖｐ（第１ブリッジ１１）の位相に対して、交流電圧Ｖｉｎｖｓ（第２ブリッジ１２）及び交流電圧Ｖｉｎｖｔ（第３ブリッジ１３）の位相が進んでいる状態が、θ１２＞０及びθ１３＞０と定義される。

　演算部７３ａは、ＲＥＦ１＝０（即ち、ΔＶｏ１＝０）のときにθ１２＝０とする一次関数に従って、指令値ＲＥＦ１から－１８０°～１８０°の範囲内で位相シフト量θ１２を求める。同様に、演算部７３ｂは、ＲＥＦ２＝０（即ち、ΔＶｏ２＝０）のときにθ１３＝０とする一次関数に従って、指令値ＲＥＦ１から－１８０°～１８０°の範囲内で位相シフト量θ１３を求める。

　演算部７３ａ，７３ｂは、図３に示される一次関数に従う数値演算を実行するように構成されてもよく、当該一次関数による対応関係に従って指令値ＲＥＦ１，ＲＥＦ２から位相シフト量θ１２，θ１３を設定するルックアップテーブルとして構成されてもよい。

　更に、位相シフト量制御部７０は、算出した位相シフト量θ１２，θ１３が実現されるように、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐ、第２ブリッジ１２のスイッチング素子Ｓａｓ～Ｓｄｓ、及び、第３第３ブリッジ１３のスイッチング素子Ｓａｔ～Ｓｄｔをオンオフするためのゲート信号ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　再び図２を参照して、コンバータ１０は、交流電力ＰＴｒｓ＝Ｐｂ［Ｗ］、即ち、第１直流電圧端ＶＥ１（第１及び第２端子Ｐ１，Ｐ２）から負荷へＰｂ［Ｗ］が出力されるとともに、交流電力ＰＴｒｔ＝Ｐａ［Ｗ］、即ち、第２直流電圧端ＶＥ２（第３及び第４端子Ｐ３，Ｐ４）から負荷へＰａ［Ｗ］が出力される下で、出力電圧である第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２をＶｏ＊に制御する。このとき、電池ＢＡＴからコンバータ１０（第１ブリッジ１１）には、交流電力ＰＴｒｐ＝Ｐｃ［Ｗ］（Ｐｃ＝Ｐａ＋Ｐｂ）相当の直流電力が入力される。

　この様に、位相シフトパターン１Ａに従う制御によって、第１直流電圧端ＶＥ１に供給される電力と、第２直流電圧端ＶＥ２に供給される電力とが異なる下で、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２が電圧目標値に従って制御される、コンバータ１０の電力伝送動作が成立することが理解される。

　（位相シフトパターン１Ｂによる制御）
　図４には、第２の制御例である位相シフトパターン１Ｂに従って制御されたコンバータ１０の動作波形例が示される。図４においても、図２と同様に、第１直流電圧端ＶＥ１にＰｂ［Ｗ］の負荷（図示せず）を接続し、第２直流電圧端ＶＥ２にＰａ［Ｗ］の負荷（図示せず）を接続したときのシミュレーション波形が示される。

　図４においても、図２と同様の、入力電圧Ｖｉｎ、交流電圧Ｖｉｎｖｐ，Ｖｉｎｖｓ，Ｖｉｎｖｔ、交流電流ＩＴｒｐ，ＩＴｒｓ，ＩＴｒｔ、出力電圧としての第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２、並びに、トランス１５の入出力電力である交流電力ＰＴｒｐ，ＰＴｒｓ，ＰＴｒｔが示される。

　図４に示される様に、位相シフトパターン１Ｂでは、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐは、スイッチング周期に従って基準位相でオンオフする。

　一方で、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓｃｐのオンオフタイミングは、スイッチング素子Ｓａｐのオンオフタイミング（基準位相）に対して位相シフト量θ１を有する様に制御される。尚、スイッチング素子Ｓｂｐは、同一レグのスイッチング素子Ｓａｐと交互にオンオフし、スイッチング素子Ｓｄｐは、同一レグのスイッチング素子Ｓｃｐと交互にオンオフする。この結果、第１ブリッジ１１の交流電圧Ｖｉｎｖｐには、位相シフト量θ１に従うゼロ電圧期間が生じる。即ち、交流電圧ＶｉｎｖｐがＶｉｎ又は－Ｖｉｎとなる各期間は、（１８０－θ１）°である。

　第２ブリッジ１２において、スイッチング素子Ｓａｓは、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐのオンオフタイミング（基準位相）と同位相でオンオフされる一方で、スイッチング素子Ｓｃｓは、当該基準位相に対して位相シフト量θ２を有する様にオンオフされる。スイッチング素子Ｓｂｓ及びＳｄｓは、同一レグのスイッチング素子Ｓａｓ及びＳｃｓとそれぞれ交互にオンオフされる。この結果、第２ブリッジ１２の交流電圧Ｖｉｎｖｓには、位相シフト量θ２に従うゼロ電圧期間が生じる。即ち、交流電圧ＶｉｎｖｓがＶｉｎ又は－Ｖｉｎとなる各期間は、（１８０－θ２）°である。

　第３ブリッジ１３において、スイッチング素子Ｓａｔは、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐのオンオフタイミング（基準位相）と同位相でオンオフされる一方で、スイッチング素子Ｓｃｔは、当該基準位相に対して位相シフト量θ３を有する様にオンオフされる。スイッチング素子Ｓｂｔ及びＳｄｔは、同一レグのスイッチング素子Ｓａｔ及びＳｃｔとそれぞれ交互にオンオフされる。この結果、第３ブリッジ１３の交流電圧Ｖｉｎｖｔには、位相シフト量θ３に従うゼロ電圧期間が生じる。即ち、交流電圧ＶｉｎｖｔがＶｉｎ又は－Ｖｉｎとなる各期間は、（１８０－θ３）°である。

　図５には、位相シフトパターン１Ｂにおける位相シフト量制御部７０の動作を説明する概念図が示される。

　図５に示される様に、位相シフト量制御部７０は、指令値ＲＥＦ１から位相シフト量θ１ａ，θ２を算出する演算部７４ａと、指令値ＲＥＦ２から位相シフト量θ１ｂ，θ３を算出する演算部７４ｂと、平均値算出部７６とを有する。

　演算部７４ａは、ＲＥＦ１＝０（即ち、ΔＶｏ１＝０）のときにθ２＝９０°とする一次関数、及び、θ１ａ＝１８０°－θ２とする一次関数に従って、指令値ＲＥＦ１から－１８０°～１８０°の範囲内で位相シフト量θ１ａ及びθ２を求める。

　演算部７４ｂは、ＲＥＦ２＝０（即ち、ΔＶｏ２＝０）のときにθ３＝９０°とする一次関数、及び、θ１ｂ＝１８０°－θ３とする一次関数に従って、指令値ＲＥＦ２から－１８０°～１８０°の範囲内で位相シフト量θ１ｂ及びθ３を求める。

　平均値算出部７６は、演算部７４ａからの位相シフト量θ１ａと、演算部７４ｂからの位相シフト量θ１ｂとの平均値を、位相シフト量θ１として出力する。演算部７４ａ，７４ｂについても、図４に示される一次関数に従う数値演算器、又は、ルックアップテーブルとして構成することができる。

　更に、位相シフト量制御部７０は、図５で算出された位相シフト量θ１～θ３が実現されるように、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐ、第２ブリッジ１２のスイッチング素子Ｓａｓ～Ｓｄｓ、及び、第３第３ブリッジ１３のスイッチング素子Ｓａｔ～Ｓｄｔをオンオフするためのゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　再び図４を参照して、コンバータ１０では、位相シフトパターン１Ｂに従う制御によって、交流電力ＰＴｒｓ＝Ｐｂ［Ｗ］、かつ、交流電力ＰＴｒｔ＝Ｐａ［Ｗ］の下、出力電圧である第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を電圧目標値Ｖｏ＊に制御することができる。即ち、位相シフトパターン１Ｂに従う制御によっても、第１直流電圧端ＶＥ１に供給される電力Ｐｂ［Ｗ］と、第２直流電圧端ＶＥ２に供給される電力Ｐａ［Ｗ］とが異なる下で、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２が電圧目標値に従って制御される、コンバータ１０の電力伝送動作が成立することが理解される。

　尚、図４（位相シフトパターン１Ｂ）では、図２（位相シフトパターン１Ａ）と比較して、トランス１５に印加される交流電圧Ｖｉｎｖｐ，Ｖｉｎｖｓ，Ｖｉｎｖｔのゼロ電圧期間が大きくなっている。このため、トランス１５で生じる磁束密度低下に伴う鉄損低減の効果により、電力伝送の効率を高めることができる。

　（位相シフトパターン１Ｃによる制御）
　図６には、第３の制御例である位相シフトパターン１Ｃに従って制御されたコンバータ１０の動作波形例が示される。図６においても、図２及び図４と同様に、第１直流電圧端ＶＥ１にＰｂ［Ｗ］の負荷（図示せず）を接続し、第２直流電圧端ＶＥ２にＰａ［Ｗ］の負荷（図示せず）を接続したときのシミュレーション波形が示される。

　図６においても、図２及び図４と同様の、入力電圧Ｖｉｎ、交流電圧Ｖｉｎｖｐ，Ｖｉｎｖｓ，Ｖｉｎｖｔ、交流電流ＩＴｒｐ，ＩＴｒｓ，ＩＴｒｔ、出力電圧としての第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２、並びに、トランス１５の入出力電力である交流電力ＰＴｒｐ，ＰＴｒｓ，ＰＴｒｔが示される。

　位相シフトパターン１Ｃにおいても、位相シフトパターン１Ｂと同様の基準位相に対する位相シフト量θ１～θ３を調節するように、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｄｔ、第２ブリッジ１２のスイッチング素子Ｓｃｓ，Ｓｄｓ、及び、第３ブリッジ１３のスイッチング素子Ｓｃｔ，Ｓｄｔのオンオフタイミング（位相）が制御される。

　更に、位相シフトパターン１Ｃでは、図７で説明するスイッチング停止制御によって、一部のスイッチング素子のオンオフ（スイッチング）が停止される。

　図７のフローチャートに示される様に、位相シフト量制御部７０は、指令値ＲＥＦ１及びＲＥＦ２から、コンバータ１０が電池ＢＡＴ（直流電源）の放電動作及び充電動作のいずれを行うかに応じて、スイッチングが停止されるスイッチング素子を選定する。

　具体的には、位相シフト量制御部７０は、ステップ（以下、単に「Ｓ」と表記する）１１０において、ＲＥＦ１＋ＲＥＦ２≧０であるか否かを判定する。そして、ＲＥＦ１＋ＲＥＦ２≧０のとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）、即ち、第１ブリッジ１１から第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３へ電力が伝送される電池ＢＡＴの放電動作時には、位相シフト量制御部７０は、Ｓ１２０により、受電側の第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３の左側（基準位相側）のレグを構成するスイッチング素子Ｓａｓ，Ｓｂｓ及びＳａｔ，Ｓｂｔをオフに固定する。

　これに対して、ＲＥＦ１＋ＲＥＦ２＜０のとき（Ｓ１１０のＮＯ判定時）、即ち、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３から第１ブリッジ１１へ電力が伝送される電池ＢＡＴの充電動作時には、位相シフト量制御部７０は、Ｓ１３０により、受電側の第１ブリッジ１１の左側（基準位相側）のレグを構成するスイッチング素子Ｓａｐ，Ｓｂｐをオフに固定する。

　この様に、位相シフトパターン１Ｃでは、第１ブリッジ１１、又は、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３において、左側（基準位相側）のレグを構成するスイッチング素子がオフに固定（スイッチングを停止）される。そして、第１ブリッジ１１～第３ブリッジ１３の右側レグを構成するスイッチング素子が位相シフト量θ１～θ３に従ってオンオフされることで、図６に示された交流電圧Ｖｉｎｖｐ，Ｖｉｎｖｓ，Ｖｉｎｖｔが生成される。

　図８には、位相シフトパターン１Ｃにおける位相シフト量制御部７０の動作を説明する概念図が示される。

　図８に示される様に、位相シフト量制御部７０は、指令値ＲＥＦ１から位相シフト量θ１ａ，θ２を算出する演算部７５ａと、指令値ＲＥＦ２から位相シフト量θ１ｂ，θ３を算出する演算部７５ｂと、平均値算出部７６とを有する。

　演算部７５ａは、指令値ＲＥＦ１から位相シフト量θ１ａ及びθ２を算出し、演算部７５ｂは、指令値ＲＥＦ２から位相シフト量θ１ｂ及びθ３を算出する。

　演算部７５ａにおいて、位相シフト量θ２は、図示される折れ線状（実線）の特性に従って設定される。具体的には、ＲＥＦ１≧０の領域では、９０°～１８０°の範囲内に設定される。具体的には、ＲＥＦ１＝０のときθ２＝１８０°に設定されるとともに、ＲＥＦ１が増加するに従ってθ２は、９０°に向けて一定レートで減少する様に設定される。更に、θ２＝９０°となるＲＥＦ１の値よりもＲＥＦ１が大きい領域では、｜ＲＥＦ１｜の増加に従って、θ２は１８０°まで一定レートで増加するように設定される。又、ＲＥＦ１＜０の領域では、位相シフト量θ２は、｜ＲＥＦ１｜が増加するに従って０°に向けて一定レートで減少する様に設定される。

　一方で、位相シフト量θ１ａは、図示される折れ線状（点線）の特性に従って設定される。具体的には、ＲＥＦ１≧０の領域では、ＲＥＦ１が増加するのに従って０°に向けて一定レートで減少する様に設定される。又、ＲＥＦ１＜０の領域では、ＲＥＦ１＝０のときθ１ａ＝１８０°に設定されるとともに、｜ＲＥＦ１｜が増加するに従ってθ１ａは、９０°に向けて一定レートで減少する様に設定される。更に、θ１ａ＝９０°となるＲＥＦ１の値よりも｜ＲＥＦ１｜が大きい領域では、｜ＲＥＦ１｜の増加に従って、θ１ａは１８０°まで一定レートで増加するように設定される。

　演算部７５ｂでは、図示される様に、演算部７５ａでの指令値ＲＥＦ１に対する位相シフト量θ１ａ及びθ２と同じ特性に従って、指令値ＲＥＦ２に対して位相シフト量θ１ｂ及びθ３が設定される。

　平均値算出部７６は、演算部７５ａからの位相シフト量θ１ａと、演算部７５ｂからの位相シフト量θ１ｂとの平均値を、位相シフト量θ１として出力する。演算部７５ａ，７５ｂについても、図８中に示される折れ線グラフ状の特性に従う数値演算器、又は、ルックアップテーブルとして構成することができる。

　更に、位相シフト量制御部７０は、図７のスイッチング停止制御、及び、図８で算出された位相シフト量θ１～θ３が実現されるように、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐ、第２ブリッジ１２のスイッチング素子Ｓａｓ～Ｓｄｓ、及び、第３第３ブリッジ１３のスイッチング素子Ｓａｔ～Ｓｄｔをオンオフするためのゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　再び図６を参照して、コンバータ１０では、位相シフトパターン１Ｃに従う制御によって、交流電力ＰＴｒｓ＝Ｐｂ［Ｗ］、かつ、交流電力ＰＴｒｔ＝Ｐａ［Ｗ］の下、出力電圧であるＶｏ１，Ｖｏ２を電圧目標値Ｖｏ＊に制御することができる。即ち、位相シフトパターン１Ｃに従う制御によっても、第１直流電圧端ＶＥ１に供給される電力Ｐｂ［Ｗ］と、第２直流電圧端ＶＥ２に供給される電力Ｐａ［Ｗ］とが異なる下で、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２が電圧目標値に従って制御される、コンバータ１０の電力伝送動作が成立することが理解される。

　尚、図６（位相シフトパターン１Ｃ）では、トランス１５に入出力される交流電流ＩＴｒｐ，ＩＴｒｓ，ＩＴｒｔにゼロ電流期間が設けられる。このため、非特許文献１にも記載される様に、スイッチング周波数に従う交流無効電力を抑制することによって電力損失を低減することができる。又、トランス１５の直流偏磁の発生を防止することで、トランス１５での磁気飽和による発熱を防止することができる。

　この様に、図１に示されたＤＡＢ構成のコンバータ１０を有する電力変換ユニット１００によれば、直流電源（電池ＢＡＴ）と接続される第１ブリッジ１１に対して、トランス１５を介して接続された第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３を用いたＤＣ／ＤＣ電力変換によって、出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）を目標電圧に制御するとともに、入力電圧Ｖｉｎの直流電源（電池ＢＡＴ）と、負荷側の第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２との間で、双方向に電力伝送を行うことが可能である。これにより、後程説明するように、直流電源と電力系統との間を接続する構成への適用において、汎用性及び拡張性の高い電力変換ユニット１００の構成を実現することができる。

　尚、上述した様に、入力端Ｎｉについては、単一の電池ＢＡＴ（直流電源）の接続用とすることによって、特許文献１に記載されたユニバーサル充電装置と比較して、装置の小型化を図ることができる。具体的には、特許文献１では、１台のコンバータ（充電パック又は充電モジュール）がメッシュ部によって、複数の電気自動車（車載バッテリ）と接続される構成であるため、一度充電が開始された後では、電流の分配先の切り替えが難しいことが懸念される。例えば、コンバータの出力電流が分配切り替え前後で一定とすると、当該切り替前後の電気自動車のバッテリ電圧が異なる場合には、電力が急変してしまう。これに伴う電圧変動を抑制するためには、コンバータの入力側及び出力側に接続されるコンデンサ容量を大きくする必要がある。これに対して、単一の電池ＢＡＴ（直流電源）が接続される入力端Ｎｉを有する電力変換ユニット１００では、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の容量を抑制することができる。

　実施の形態１の変形例１．
　図９には、実施の形態１の変形例１に係る電力変換ユニット１０１の構成を説明する回路図が示される。

　図９に示される様に、実施の形態１の変形例１に係る電力変換ユニット１０１は、実施の形態１に係る電力変換ユニット１００（図１）と比較して、制御器５０に代えて、制御器５１を備える点で異なる。コンバータ１０は、図１と同様のＤＡＢ構成を有している。

　電力変換ユニット１０１では、出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）を検出する電圧検出器８１ａ及び８１ｂに加えて、出力電流（第１電流Ｉｏ１及び第２電流Ｉｏ２）を検出する電流検出器８２ａ及び８２ｂが更に配置される。第１電流Ｉｏ１は、第２ブリッジ１２から第１直流電圧端ＶＥ１に接続された負荷（図示せず）に供給される電流である。同様に、第２電流Ｉｏ２は、第３ブリッジ１３から第２直流電圧端ＶＥ２に接続された負荷（図示せず）に供給される電流である。即ち、電池ＢＡＴの充電動作時には、第１電流Ｉｏ１及び第２電流Ｉｏ２は負値となる。

　制御器５１は、出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）と、出力電流（第１電流Ｉｏ１及び第２電流Ｉｏ２）との両方の検出値を用いて、出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）を電圧目標値Ｖｏ＊に制御する。電流検出器８２ａは「第１電流検出器」の一実施例に対応し、電流検出器８２ｂは「第２電流検出器」の一実施例に対応する。

　制御器５１は、制御器５０（図１）と同様の減算部６１ａ，６１ｂ及びゲイン乗算部６２ａ，６２ｂに加えて、減算部６３ａ，６３ｂ及びゲイン演算部６４ａ，６４ｂを更に有する。制御器５１では、ゲイン乗算部６２ａ，６２ｂの出力値（電圧偏差ΔＶｏ１，ΔＶｏ２と比例ゲインとの積）は、出力電流（第１電流Ｉｏ１及び第２電流Ｉｏ２）の目標値と位置付けられる。

　減算部６３ａは、ゲイン乗算部６２ａの出力値から電流検出器８２ａの検出値を減算することで、第１電流Ｉｏ１の目標値に対する電流偏差ΔＩｏ１を算出する。同様に、減算部６３ｂは、ゲイン乗算部６２ｂの出力値から電流検出器８２ｂの検出値を減算することで、第２電流Ｉｏ２の目標値に対する電流偏差ΔＩｏ２を算出する。ゲイン演算部６４ａは、電流偏差ΔＩｏ１に対する比例積分（ＰＩ）制御によって、指令値ＲＥＦ１を生成する。ゲイン演算部６４ｂは、電流偏差ΔＩｏ２に対する比例積分（ＰＩ）制御によって、指令値ＲＥＦ２を生成する。

　制御器５１は、指令値ＲＥＦ１，ＲＥＦ２を受ける位相シフト量制御部７０を更に有する。位相シフト量制御部７０は、実施の形態１で説明した位相シフトパターン１Ａ～１Ｃのいずれかに従って、第１ブリッジ１１と、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３との間の位相シフト量を制御する様に、ゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　これにより、実施の形態１の変形例１に係る電力変換ユニット１０１においても、電力変換ユニット１００と同様の電力伝送動作及び出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）制御を実行することができる。更に、電力変換ユニット１０１では、出力電流（第１電流Ｉｏ１及び第２電流Ｉｏ２）の大きな変化を回避した制御が実現される。

　尚、実施の形態１及びその変形例１で説明した制御器５１，５２では、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を共通の電圧目標値Ｖｏ＊で制御したが、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の間で個別に電圧目標値Ｖｏを設定することも可能である。

　実施の形態１の変形例２．
　図１０には、実施の形態１の変形例２に係る電力変換ユニット１０２の構成を説明する回路図が示される。

　図１０に示される様に、実施の形態１の変形例２に係る電力変換ユニット１０２は、実施の形態１に係る電力変換ユニット１００（図１）と比較して、制御器５０に代えて、制御器５２を備える点で異なる。コンバータ１０は、図１と同様のＤＡＢ構成を有している。

　制御器５２は、制御器５０と同様に、電圧検出器８１ａ，８２ａの検出値を用いて出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）を電圧目標値Ｖｏ＊に制御するが、制御内容が制御器５０と異なる。

　制御器５２は、減算部６１，６６と、ゲイン乗算部６２，６７と、平均値算出部６５と、位相シフト量制御部７１と有する。平均値算出部６５は、電圧検出器８１ａの検出値及び電圧検出器８１ｂの検出値を平均した平均電圧Ｖａｖ（Ｖａｖ＝（Ｖｏ１＋Ｖｏ２）／２）を算出する。減算部６１は、電圧目標値Ｖｏ＊から平均電圧Ｖａｖを減算することによって電圧偏差ΔＶを算出する。減算部６６は、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の電圧差ＶＤＩＦ（ＶＤＩＦ＝Ｖｏ１－Ｖｏ２）を算出する。

　ゲイン乗算部６２は、減算部６１からの電圧偏差ΔＶに予め定められた比例ゲインを乗算することによって、平均電圧Ｖａｖを電圧目標値Ｖｏ＊に近づけるための指令値ＲＥＦを生成する。

　ゲイン乗算部６７は、減算部６６からの電圧差ＶＤＩＦに予め定められた比例ゲインを乗算することによって、電圧差ＶＤＩＦをゼロに近づけるため、即ち、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を均衡化するための指令値ＢＡＬを生成する。

　位相シフト量制御部７１は、指令値ＲＥＦ，ＢＡＬに基づいて、実施の形態１で説明したゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓｐ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。電力変換ユニット１０２においても、第１ブリッジ１１～第３ブリッジ１３は、公知の任意の制御方式に従って動作させることが可能である。例えば、電力変換ユニット１０２は、実施の形態１で説明した位相シフトパターン１Ａ～１Ｃのそれぞれと同様の位相シフト量の調節によって、電力変換ユニット１００と同様に制御することができる。尚、指令値ＲＥＦは「第１指令値」の一実施例に対応し，指令値ＢＡＬは「第２指令値」の一実施例に対応する。

　図１１には、位相シフトパターン１Ａと同様に位相シフト量を制御する位相シフトパターン２Ａにおける位相シフト量制御部の動作を説明する概念図が示される。

　図１１に示される様に、位相シフト量制御部７１は、演算部７３と、減算部７７，７８とを有する。演算部７３は、図３に示された演算部７３ａ，７３ｂと同様の一次関数に従って、指令値ＲＥＦから位相シフト量θを算出する。減算部７７は、演算部７３によって算出された位相シフト量θから指令値ＢＡＬを減算することによって、位相シフト量θ１２を算出する。同様に、減算部７８は、演算部７３によって算出された位相シフト量θから指令値ＢＡＬを減算することによって、位相シフト量θ１３を算出する。

　位相シフトパターン２Ａにおいても、位相シフト量θ１２，θ１３の定義は、位相シフトパターン１Ａ（図２）と同様である。位相シフト量制御部７１は、更に、図１１で算出された位相シフト量θ１２，θ１３が実現されるように、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐ、第２ブリッジ１２のスイッチング素子Ｓａｓ～Ｓｄｓ、及び、第３第３ブリッジ１３のスイッチング素子Ｓａｔ～Ｓｄｔをオンオフするためのゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　図１２には、位相シフトパターン１Ｂと同様に位相シフト量を制御する位相シフトパターン２Ｂにおける位相シフト量制御部の動作を説明する概念図が示される。

　図１２に示される様に、位相シフト量制御部７１は、演算部７４と、減算部７７，７８とを有する。演算部７４は、図５に示された演算部７４ａ，７４ｂでの位相シフト量θ２，θ３を算出するための一次関数と同様の特性に従って、指令値ＲＥＦから位相シフト量θ２３を算出する。更に、演算部７４は、演算部７４ａ，７４ｂ（図５）での位相シフト量θ１ａ，θ１ｂを算出するための一次関数と同様の特性に従って、指令値ＲＥＦから位相シフト量θ１を算出する。

　減算部７７は、演算部７４によって算出された位相シフト量θ２３から指令値ＢＡＬを減算することによって、位相シフト量θ２を算出する。同様に、減算部７８は、演算部７４によって算出された位相シフト量θ２３から指令値ＢＡＬを減算することによって、位相シフト量θ３を算出する。

　位相シフトパターン２Ｂにおいても、位相シフト量θ１～θ３の定義は、位相シフトパターン２Ａ（図４）と同様である。位相シフト量制御部７１は、更に、図１２で算出した位相シフト量θ１～θ３が実現されるように、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐ、第２ブリッジ１２のスイッチング素子Ｓａｓ～Ｓｄｓ、及び、第３第３ブリッジ１３のスイッチング素子Ｓａｔ～Ｓｄｔをオンオフするためのゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　図１３には、位相シフトパターン１Ｃと同様に位相シフト量を制御する位相シフトパターン２Ｃにおける位相シフト量制御部の動作を説明する概念図が示される。

　図１３に示される様に、位相シフト量制御部７１は、演算部７５と、減算部７７，７８とを有する。演算部７５は、図８に示された演算部７５ａ，７５ｂでの位相シフト量θ２，θ３を算出するための折れ線形状と同様の特性（実線）に従って、指令値ＲＥＦから位相シフト量θ２３を算出する。更に、演算部７５は、演算部７５ａ，７５ｂ（図８）での位相シフト量θ１ａ，θ１ｂを算出するための折れ線形状と同様の特性（点線）に従って、指令値ＲＥＦから位相シフト量θ１を算出する。

　減算部７７は、演算部７５によって算出された位相シフト量θ２３から指令値ＢＡＬを減算することによって、位相シフト量θ２を算出する。同様に、減算部７８は、演算部７５によって算出された位相シフト量θ２３から指令値ＢＡＬを減算することによって、位相シフト量θ３を算出する。

　図１４には、位相シフトパターン２Ｃにおけるスイッチング停止制御を説明するフローチャートが示される。図１４及び図７の比較から理解される通り、位相シフトパターン２Ｃでは、位相シフト量制御部７１は、Ｓ１０５により、指令値ＲＥＦに基づいて、コンバータ１０が電池ＢＡＴの放電動作及び充電動作のいずれを行うかを判定する。ＲＥＦ≧０のときには（Ｓ１０５のＹＥＳ判定時）には、電池ＢＡＴの放電動作時と判定して、図７と同様のＳ１２０により、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３の左側（基準位相側）のレグを構成するスイッチング素子Ｓａｓ，Ｓｂｓ及びＳａｔ，Ｓｂｔがオフに固定される。

　これに対して、ＲＥＦ＜０のときには（Ｓ１０５のＮＯ判定時）には、電池ＢＡＴの充電動作時と判定して、図７と同様のＳ１３０により、第１ブリッジ１１の左側（基準位相側）のレグを構成するスイッチング素子Ｓａｐ，Ｓｂｐがオフに固定される。

　位相シフトパターン２Ｃにおいても、位相シフト量θ１～θ３の定義は、位相シフトパターン２Ｃ（図６）と同様である。位相シフト量制御部７１は、更に、図１４のスイッチング停止制御、及び、図１３で算出された位相シフト量θ１～θ３が実現されるように、第１ブリッジ１１、第２ブリッジ１２、及び、第３ブリッジ１３をスイッチング制御するためのＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　この様に、実施の形態１の変形例２に係る電力変換ユニット１０２についても、実施の形態１で説明した位相シフトパターン１Ａ～１Ｃのそれぞれと同様の位相シフトパターン２Ａ～２Ｃによって、電力変換ユニット１００の電力伝送動作及び出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）制御を実行することができる。

　実施の形態１の変形例３．
　図１５には、実施の形態１の変形例３に係る電力変換ユニット１０３の構成を説明する回路図が示される。

　図１５に示される様に、実施の形態１の変形例３に係る電力変換ユニット１０３は、実施の形態１の変形例１に係る電力変換ユニット１０２（図１０）と比較して、制御器５２に代えて、制御器５３を備える点で異なる。コンバータ１０は、図１と同様のＤＡＢ構成を有している。

　電力変換ユニット１０３では、出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）を検出する電圧検出器８１ａ及び８１ｂに加えて、入力電流Ｉｉｎを検出する電流検出器８２が更に配置される。入力電流Ｉｉｎは、電池ＢＡＴ（直流電源）から第１ブリッジ１１に供給される電流である。電流検出器８２は「入力電流検出器」の一実施例に対応する。

　制御器５３は、制御器５２（図１０）と同様の減算部６１，６６及びゲイン乗算部６２，６７に加えて、減算部６３及びゲイン演算部６４を更に有する。制御器５３では、ゲイン乗算部６２の出力値（電圧偏差ΔＶと比例ゲインとの積）は、入力電流Ｉｉｎの目標値と位置付けられる。

　減算部６３は、ゲイン乗算部６２の出力値から電流検出器８２の検出値を減算することで、入力電流Ｉｉｎの目標値に対する電流偏差ΔＩｉｎを算出する。ゲイン演算部６４は、電流偏差ΔＩｉｎに対する比例積分（ＰＩ）制御によって、指令値ＲＥＦを生成する。一方で、電圧差ＶＤＩＦをゼロに近づけるための指令値ＢＡＬは、制御器５２と同様に、減算部６６及びゲイン乗算部６７によって求められる。

　制御器５３は、指令値ＲＥＦ，ＢＡＬを受ける位相シフト量制御部７１を更に有する。位相シフト量制御部７１は、実施の形態１の変形例２で説明した位相シフトパターン２Ａ～２Ｃのいずれかに従って、第１ブリッジ１１と、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３との間の位相シフト量を制御する様に、ゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　これにより、実施の形態１の変形例３に係る電力変換ユニット１０３においても、電力変換ユニット１００と同様の電力伝送動作及び出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）制御を実行することができる。更に、電力変換ユニット１０３では、入力電流Ｉｉｎの大きな変化を回避した制御が実現される。

　実施の形態２．
　実施の形態２では、実施の形態１及びその変形例に係る電力変換ユニットを用いた電力変換装置の構成について説明する。

　図１６には、実施の形態２の第１の構成例に係る電力変換装置の第１の構成例が示される。

　図１６に示される様に、電力変換システム２００は、直流電源（電池ＢＡＴ）及び交流電力系統３００との間に接続される。電力変換システム２００は、実施の形態２の第１の構成例に係る電力変換装置５００ａと、インバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）１５０とを備える。電力変換装置５００ａは、実施の形態１及びその変形例に係る電力変換ユニット１００Ｘを含んで構成されたＤＣ／ＤＣ変換器に相当する。尚、電力変換ユニット１００Ｘは、実施の形態１及びその変形例に係る電力変換ユニット１００～１０３を包括するものである。

　電力変換装置５００ａは、直流電源（電池ＢＡＴ）の入力電圧Ｖｉｎと、インバータ１５０のＤＣ側電圧Ｖｄｃとの間で、双方向の電力伝送を伴うＤＣ／ＤＣ電力変換を実行する。インバータ１５０は、ＤＣ側電圧Ｖｄｃと、交流電力系統３００の三相電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕとの間で双方向の電力伝送を伴う、ＤＣ／ＡＣ電力変換を実行する。

　電力変換装置５００ａは、第１直流電圧端ＶＥ１（第１及び第２端子Ｐ１，Ｐ２）と第２直流電圧端ＶＥ２（第３及び第４端子Ｐ３，Ｐ４）とが並列接続された、１台の電力変換ユニット１００Ｘを有する。

　電力変換ユニット１００Ｘでは、実施の形態１及びその変形例で説明した様に、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２が電圧目標値Ｖｏ＊に制御される。従って、電力変換装置５００ａは、インバータ１５０のＤＣ側電圧Ｖｄｃを、電圧目標値Ｖｏ＊相当に制御することができる。

　図１７には、実施の形態２に係る電力変換装置の第２の構成例が示される。
　図１７に示される様に、電力変換システム２０１は、電池ＢＡＴ（直流電源）及び交流電力系統３０１の間に接続される。電力変換システム２０１は、実施の形態２の第２の構成例に係る電力変換装置５００ｂと、インバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）１５１とを備える。

　電力変換装置５００ａは、電力変換装置５００ｂと比較して、１台の電力変換ユニット１００Ｘの第１直流電圧端ＶＥ１（第１及び第２端子Ｐ１，Ｐ２）と第２直流電圧端ＶＥ２（第３及び第４端子Ｐ３，Ｐ４）とが直列接続される点で異なる。

　従って、電力変換ユニット１００ＸにおいてＶｏ１＝Ｖｏ２＝Ｖｏ＊に制御されると、インバータ１５１のＤＣ側電圧Ｖｄｃは、電圧目標値Ｖｏ＊の２倍相当に制御される。即ち、電力変換ユニット１００Ｘでは、第１端子Ｐ１～第４端子Ｐ４の接続変更によって、異なる電圧定格のインバータ等の直流負荷に対する入力電圧（ＤＣ）を、電圧目標値Ｖｏ＊の１倍の電圧及び２倍の電圧の２段階で調整可能である。

　ここで、図１６の交流電力系統３００は、ＡＣ２００（Ｖ）（実効値）の電力系統であり、インバータ１５０は、ＤＣ４００（Ｖ）のＶｄｃを、ＡＣ２００（Ｖ）（実効値）の三相交流電圧に変換する定格を有するものとする。これに対して、図１７の交流電力系統３０１は、ＡＣ４００（Ｖ）（実効値）の電力系統であり、インバータ１５１は、ＤＣ８００（Ｖ）のＶｄｃを、ＡＣ４００（Ｖ）（実効値）の三相交流電圧に変換する定格を有するものとする。

　この様な場合において、電圧目標値Ｖｏ＊がＡＣ２００Ｖ（実効値）に対応して設定された電力変換ユニット１００Ｘを、図１６の電力変換装置５００ａ、及び、図１７の電力変換装置５００ｂの両方に適用可能であることが理解される。

　即ち、本実施の形態に係る電力変換ユニット１００Ｘによれば、仕様が異なる電力系統と接続される電力変換装置に共通に適用可能となることで、電力系統の仕様の違いに対する拡張性及び汎用性を高めることができる。

　実施の形態３．
　実施の形態３では、複数台の電力変換ユニット１００Ｘによって電力変換装置（ＤＣ／ＤＣ変換器）を構成することで、電力系統の仕様の違いに対する汎用性を更に高める構成例を説明する。

　図１８には、実施の形態３に係る電力変換装置の第１の構成例が示される。
　図１８に示される電力変換装置５０１は、Ｎ台（Ｎ：Ｎ≧２の整数）の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮと、出力接続部５１１とを備える。

　Ｎ台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮには、入力端Ｎｉに対してＮ個の電池（直流電源）ＢＡＴ１～ＢＡＴＮがそれぞれ接続される。出力接続部５１１は、各電力変換ユニット１００Ｘの第１直流電圧端ＶＥ１（第１及び第２端子Ｐ１，Ｐ２）、並びに、第２直流電圧端ＶＥ２（第３及び第４端子Ｐ３，Ｐ４）を、他の電力変換ユニット１００Ｘの第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２と接続する。

　図１８の出力接続部５１１は、電力変換ユニット１００Ｘの出力側（第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２）を循環拡張接続する。具体的には、先頭の電力変換ユニット１００Ｘ１の第１直流電圧端ＶＥ１１は、最終段の電力変換ユニット１００ＸＮの第２直流電圧端ＶＥ２Ｎと並列接続される。

　中間段の電力変換ユニット１００Ｘｉ（ｉ：２以上（Ｎ－１）以下の整数）において、第１直流電圧端ＶＥ１ｉは、前段の電力変換ユニット１００Ｘ（ｉ－１）の第２直流電圧端ＶＥ２ｉと並列接続されるとともに、第２直流電圧端ＶＥ２ｉは、次段の電力変換ユニット１００Ｘ（ｉ＋１）の第１直流電圧端ＶＥ１（ｉ＋１）と並列接続される。

　例えば、第２段の電力変換ユニット１００Ｘ２において、第１直流電圧端ＶＥ１２は、電力変換ユニット１００Ｘ１の第２直流電圧端ＶＥ２１と並列接続されるとともに、第２直流電圧端ＶＥ２２は、図示しない第３段の電力変換ユニット１００Ｘ３の第１直流電圧端電力と並列接続される。又、最終段の電力変換ユニット１００ＸＮの第１直流電圧端ＶＥ１Ｎは、図示しない電力変換ユニット１００Ｘ（Ｎ－１）の第２直流電圧端と並列接続される。

　出力接続部５１１による循環拡張接続の下で、各電力変換ユニット１００Ｘが電力伝送を伴う出力電圧制御を行うことにより、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮの第１電圧Ｖｏ１１～Ｖｏ１Ｎ及び第２電圧Ｖｏ２１～Ｖｏ２Ｎの各々は、電圧目標値Ｖｏ＊に制御される。

　これにより、循環拡張接続された電力変換装置５０１では、電池ＢＡＴ１～ＢＡＴＮの電力を共有して、各電力変換ユニット１００Ｘの第１直流電圧端ＶＥ１（第１及び第２端子Ｐ１，Ｐ２）並びに第２直流電圧端ＶＥ２（第３及び第４端子Ｐ３，Ｐ４）を定電圧源として動作させることができる。

　この際に、各電力変換ユニット１００Ｘでの出力電圧制御における比例ゲイン、具体的には、ゲイン乗算部６２ａ，６２ｂ（図１，図９）及びゲイン乗算部６２，６７（図１０，図１５）によって乗算されるゲイン値については、当該電力変換ユニット１００Ｘの電力容量に応じて調整することで、電力分担バランスを適切化することができる。具体的には、電力容量が大きい電力変換ユニット１００Ｘでの比例ゲインを大きく設定することができる。或いは、当該比例ゲインについては、入力端Ｎｉに接続された電池ＢＡＴのＳＯＣ（State　of　Charge）又は充電エネルギに応じて調整することにより、Ｎ個の電池ＢＡＴ１～ＢＡＴＮの間でＳＯＣバランスを制御することも可能である。具体的には、ＳＯＣ又は充電エネルギが大きい電池ＢＡＴが接続されている電力変換ユニット１００Ｘでの比例ゲインを高く設定することができる。

　図１９には、実施の形態３に係る電力変換装置の第２の構成例が示される。
　図１９に示される電力変換装置５０２は、Ｎ台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮと、出力接続部５１２とを備える。図１７と同様に、Ｎ台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮには、入力端Ｎｉに対してＮ個の電池ＢＡＴ１～ＢＡＴＮがそれぞれ接続される。

　出力接続部５１２は、各電力変換ユニット１００Ｘの第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２を並列拡張接続するように、電力変換ユニット１００Ｘの出力側（第１端子Ｐ１～第４端子Ｐ４）を相互接続する。具体的には、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮの間で、第１端子Ｐ１同士、第２端子Ｐ２同士、第３端子Ｐ３同士、及び、第４端子Ｐ４同士のそれぞれを接続することにより、第１直流電圧端ＶＥ１同士が並列接続され、かつ、第２直流電圧端ＶＥ２同士が並列接続される。

　出力接続部５１２による並列拡張接続の下で、各電力変換ユニット１００Ｘが電力伝送を伴う出力電圧制御を行うことにより、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮの第１電圧Ｖｏ１１～Ｖｏ１Ｎ及び第２電圧Ｖｏ２１～Ｖｏ２Ｎの各々は、電圧目標値Ｖｏ＊に制御される。

　これにより、電力変換装置５０２は、電池ＢＡＴ１～ＢＡＴＮの電力を共有して、電圧目標値Ｖｏ＊に制御された出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成することができる。当該出力電圧Ｖｏｕｔ１を出力する電力変換装置５０２の電力定格は、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮの電力容量の総和に相当するので、電力変換装置５０２は、大電力への適用に有利である。

　図２０には、実施の形態３に係る電力変換装置の第３の構成例が示される。
　図２０に示される電力変換装置５０３は、Ｎ台（Ｎ：Ｎ≧２の整数）の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮと、出力接続部５１３とを備える。図１７及び図１８と同様に、Ｎ台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮには、入力端Ｎｉに対してＮ個の電池ＢＡＴ１～ＢＡＴＮがそれぞれ接続される。

　出力接続部５１３は、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮの第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２を直列拡張接続するように、電力変換ユニット１００Ｘの出力側（第１端子Ｐ１～第４端子Ｐ４）を相互接続する。直列拡張接続では、各電力変換ユニット１００Ｘで並列接続された第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２のペアが、直列接続される。

　具体的には、先頭の電力変換ユニット１００Ｘ１において、第１直流電圧端ＶＥ１１は、最終段の電力変換ユニット１００ＸＮの第２直流電圧端ＶＥ２Ｎと並列接続される。第２直流電圧端ＶＥ２１は、第２段の電力変換ユニット１００Ｘ２の第１直流電圧端ＶＥ１と接続される。

　第２段以降の電力変換ユニット１００Ｘ２～１００ＸＮでは、第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２が直列接続されるとともに、第１直流電圧端ＶＥ１は、その前段の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ（Ｎ－１）の第２直流電圧端ＶＥ２と並列接続される。

　例えば、第２段の電力変換ユニット１００Ｘ２において、第１直流電圧端ＶＥ１２及び第２直流電圧端ＶＥ２２が直列接続されるとともに、第１直流電圧端ＶＥ２１は、前段の電力変換ユニット１００Ｘ１の第２直流電圧端ＶＥ２１と並列接続される。又、最終段の電力変換ユニット１００ＸＮにおいて、第１直流電圧端ＶＥ１Ｎ及び第２直流電圧端ＶＥ２Ｎが直列接続されるとともに、第１直流電圧端ＶＥ１Ｎは、図示しない電力変換ユニット１００Ｘ（Ｎ－１）の第２直流電圧端ＶＥ２と並列接続される。尚、上述の様に、第２直流電圧端ＶＥ２Ｎは、電力変換ユニット１００Ｘ１の第１直流電圧端ＶＥ１１と並列接続される。

　出力接続部５１３による直列拡張接続の下で、各電力変換ユニット１００Ｘが電力伝送を伴う出力電圧制御を行うことにより、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮの第１電圧Ｖｏ１１～Ｖｏ１Ｎ及び第２電圧Ｖｏ２１～Ｖｏ２Ｎの各々は、電圧目標値Ｖｏ＊に制御される。

　これにより、電力変換装置５０３は、電力変換ユニット１００Ｘ１の第３端子Ｐ３及び電力変換ユニット１００ＸＮの第４端子Ｐ４の間に、電圧目標値Ｖｏ＊のＮ倍に制御された出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成することができる（Ｖｏｕｔ１＝Ｎ・Ｖｏ＊）。尚、電力変換装置５０３の電力定格は、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００ＸＮの電力容量のうちの最小値に相当するが、電力変換装置５０２は、高電圧への適用に対応することができる。

　図２１は、実施の形態３に係る電力変換装置の第４構成例が示される。
　図２１に示される電力変換装置５０４は、４台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４と、出力接続部５１４を備える。４台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４には、入力端Ｎｉに対して電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４がそれぞれ接続される。

　出力接続部５１４は、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４の第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２を直並列拡張接続するように、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４の出力側（第１端子Ｐ１～第４端子Ｐ４）を相互接続する。

　図２１の例では、電力変換ユニット１００Ｘ１の第１直流電圧端ＶＥ１１と、電力変換ユニット１００ＸＮの第２直流電圧端ＶＥ２Ｎとが並列接続されて、出力電圧Ｖｏｕｔ１が生成される。

　これに対して、２段目及び３段目の電力変換ユニット１００Ｘ２及び１００Ｘ３では、第１直流電圧端ＶＥ１２及び第２直流電圧端ＶＥ２２が直列接続されるとともに、第１直流電圧端ＶＥ１３及び第２直流電圧端ＶＥ２３が直列接続される。更に、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ３の間では、第２直流電圧端ＶＥ２１、第１直流電圧端Ｖ１２，及び、第１直流電圧端ＶＥ１３が並列接続される。又、電力変換ユニット１００Ｘ２～１００Ｘ４の間では、第２直流電圧端ＶＥ２２、第２直流電圧端Ｖ２３，及び、第１直流電圧端ＶＥ１４が並列接続される。

　これにより、電力変換ユニット１００Ｘ２～１００Ｘ４の各々では、第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２が直列接続されることになり、かつ、直列接続された第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２は、互いに並列接続される。従って、４台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４が直並列拡張接続された電力変換装置５０４は、電圧目標値Ｖｏ＊の２倍に制御された出力電圧Ｖｏｕｔ２を生成することができる（Ｖｏｕｔ２＝Ｎ・Ｖｏ＊）。

　この様に、電力変換装置５０４は、直並列拡張接続された複数の電力変換ユニット１００Ｘを用いて、複数の出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２を生成することができる。尚、出力接続部５１４による接続態様は、図２１の例示に限定されるものではなく、電圧目標値Ｖｏ＊のＭ倍（Ｍ：Ｍ≦Ｎの整数）の出力電圧を適宜生成することができる。

　この様に、実施の形態３に係る電力変換装置によれば、複数台の電力変換ユニット１００Ｘの出力側（第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２）を並列拡張接続、直列拡張接続、又は、直並列拡張接続することで、各電力変換ユニット１００Ｘの出力電圧（第１電圧Ｖｏ１又は第２電圧Ｖｏ２）の１倍～Ｎ倍の範囲内で、電圧目標値Ｖｏ＊の整数倍に制御された、１又は複数の出力電圧を生成することができる。

　又、図１８に示した循環拡張接続を用いることで、各電力変換ユニット１００Ｘの出力電圧（第１電圧Ｖｏ１又は第２電圧Ｖｏ２）を正確に電圧目標値Ｖｏ＊に制御した後に、上述の並列拡張接続、直列拡張接続、又は、直並列拡張接続を介して、電力変換器（ＤＣ／ＤＣ変換器）を負荷（インバータ等）に接続することが可能となる。或いは、循環拡張接続が適用された電力変換装置５０１（図１８）については、定電圧源（第１電圧Ｖｏ１又は第２電圧Ｖｏ２）毎に異なる負荷に直流電圧を供給することも可能である。これに対して、図１９～図２１に示された電力変換装置５０２～５０４では、出力接続部５１２～５１４による、並列拡張接続、直列拡張接続、又は、直並列拡張接続で得られた、出力電圧Ｖｏｕｔ１、又は、出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２が、負荷（インバータ等）に供給される。

　尚、図１８～図２１に示される出力接続部５１１～５１４は、図示しないバスバー等によって端子間を固定的に接続することで構成することができる。或いは、当該出力接続部については、特許文献１の様に、図示しないバスバー及びリレーの集合体によって、接続態様を随時変更できるように構成することも可能である。例えば、当該リレーのオンオフの変更によって、循環拡張接続（図１８）、並列拡張接続（図１９）、直列拡張接続（図２０）、及び、直並列拡張接続（図２１）の間で、接続関係を切替可能な構成とすることができる。

　実施の形態４．
　実施の形態３では、全ての電力変換ユニット１００Ｘの入力端Ｎｉに電池ＢＡＴ（直流電源）が接続されるケースを想定した。しかしながら、車載バッテリを想定すると、電力変換装置を構成する電力変換ユニットの一部では、入力端Ｎｉに電池ＢＡＴ（直流電源）が非接続となっていても、電力変換器全体を動作させるニーズがあることが理解される。

　このため、実施の形態４では、電池ＢＡＴの非接続時に対応するための電力変換ユニットの制御を説明する。

　図２２には、実施の形態４に係る電力変換ユニット１０５の構成を説明する回路図が示される。

　図２２に示される様に、実施の形態４に係る電力変換ユニット１０５は、実施の形態１に係る電力変換ユニット１００（図１）と比較して、制御器５０に代えて、制御器５５を備える点で異なる。コンバータ１０は、図１と同様のＤＡＢ構成を有している。

　制御器５５は、図２２の様に、入力端Ｎｉに電池ＢＡＴが非接続とされた時の制御機能を有する。制御器５５は、電圧目標値Ｖｏ＊用いることなく、制御器５３で説明した、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を均衡化する制御を行う。

　制御器５５は、減算部６６と、ゲイン乗算部６７と、位相シフト量制御部７２と有する。減算部６６は、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の電圧差ＶＤＩＦ（ＶＤＩＦ＝Ｖｏ２－Ｖｏ１）を算出する。ゲイン乗算部６７は、減算部６６からの電圧差ＶＤＩＦに予め定められた比例ゲインを乗算することによって、電圧差ＶＤＩＦをゼロに近づけるための指令値ＲＥＦを生成する。即ち、図２２での指令値ＲＥＦは、図１０，図１５での指令値ＢＡＬと同様に、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を均衡化するための指令値である。

　図２３には、図２２の電力変換ユニット１０５におけるコンバータ１０の動作波形例が示される。図２３においても、図２等と同様の、入力電圧Ｖｉｎ、交流電圧Ｖｉｎｖｓ，Ｖｉｎｖｔ、交流電流ＩＴｒｐ，ＩＴｒｓ，ＩＴｒｔ、出力電圧としての第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２、並びに、トランス１５の入出力電力である交流電力ＰＴｒｐ，ＰＴｒｓ，ＰＴｒｔが示される。

　図２３には、第１ブリッジ１１（入力端Ｎｉ）には電池ＢＡＴが接続されていない一方で、第２ブリッジ１２（第１直流電圧端ＶＥ１）には電圧源（図示せず）が接続されており、第３ブリッジ１３（第２直流電圧端ＶＥ２）には負荷（図示せず）が接続されているときのシミュレーション波形が示されている。

　コンバータ１０の第１ブリッジ１１には電池ＢＡＴから電力が入力されない。この結果、第１ブリッジ１１では、スイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐはオフに固定されて、スイッチングが停止される。従って、トランス１５の一次巻線１６には交流電圧Ｖｉｎｖｐは出力されず、第１ブリッジ１１から一次巻線１６への電流ＩＴｒｐ＝０に固定される。

　図２２の制御器５５は、指令値ＲＥＦに従って、第２ブリッジ１２の交流電圧Ｖｉｎｖｓ及び第３ブリッジ１３の交流電圧Ｖｉｎｖｔの間の位相シフト量θを制御する。当該位相シフト量θは、交流電圧Ｖｉｎｖｓ（第２ブリッジ１２）の位相が、交流電圧Ｖｉｎｖｔ（第３ブリッジ１３）の位相よりも進んでいる状態が、θ＞０と定義される。

　図２４には、図２１の位相シフト量制御部７２の動作を説明する概念図が示される。
　図２４に示される様に、位相シフト量制御部７２は、演算部７３を有する。演算部７３は、図３に示された演算部７３ａ，７３ｂと同様の一次関数に従って、指令値ＲＥＦから位相シフト量θを算出する。即ち、ＲＥＦ＝０（Ｖｏ１＝Ｖｏ２）のときには、位相シフト量θ＝０に設定する一方で、ＲＥＦ＜０（Ｖｏ２＜Ｖｏ１）のときには、θ０＞０、即ち、第２ブリッジ１２の交流電圧Ｖｉｎｖｓの位相が、第３ブリッジ１３の交流電圧Ｖｉｎｖｔの位相よりも進む様に、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３のスイッチングが制御される。反対に、ＲＥＦ＞０（Ｖｏ２＞Ｖｏ１）のときには、θ０＞０、即ち、第２ブリッジ１２の交流電圧Ｖｉｎｖｓの位相が、第３ブリッジ１３の交流電圧Ｖｉｎｖｔの位相よりも遅れる様に、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３のスイッチングが制御される。演算部７３についても、図２４に示される一次関数に従う数値演算器、又は、ルックアップテーブルとして構成することができる。

　更に、位相シフト量制御部７０は、算出した位相シフト量θが実現されるように、第２ブリッジ１２のスイッチング素子Ｓａｓ～Ｓｄｓ、及び、第３ブリッジ１３のスイッチング素子Ｓａｔ～Ｓｄｔをオンオフするためのゲート信号ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。一方で、位相シフト量制御部７０は、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐをオフ固定する様に、ゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐを生成する。

　図２３では、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２が均衡した状態で、第２ブリッジ１２に接続された電圧源（図示せず）から第３ブリッジ１３に接続された負荷（図示せず）に電力が伝送されている。このため、位相シフト量θ＝０であり、第２ブリッジ１２の交流電流ＩＴｒｔと、第３ブリッジ１３の交流電流ＩＴｒｓとは逆位相となっている。

　又、入力端Ｎｉに電池ＢＡＴが接続されていないため、スイッチングが停止される第１ブリッジ１１がトランス１５に入力する電力は０であり（ＰＴｒｐ＝０）。上述した電圧源からの電力は、第２ブリッジ１２からトランス１５へ入力され、トランス１５から第３ブリッジ１３へ出力されて、上述の負荷へ伝送される。従って、トランス１５から第２ブリッジ１２へ入力される交流電力ＰＴｒｓ（実効値）は負値であり、かつ、トランス１５から第３ブリッジ１３へ入力される交流電力ＰＴｒｔ（実効値）と、当該交流電力ＰＴｒｓ（実効値）との間には、ＰＴｒｓ＝－ＰＴｒｔの関係が成立する。

　即ち、入力端Ｎｉへの電池ＢＡＴの非接続時には、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３を介した、第１直流電圧端ＶＥ１（第１コンデンサＣ１）及び第２直流電圧端ＶＥ２（第２コンデンサＣ２）の間での電力伝送によって、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を均衡化する様に出力電圧制御を実行することができる。この様に、制御器５５を有する電力変換ユニット１０５によれば、電池ＢＡＴの非接続時も、出力電圧（第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２）の制御動作を実行することが可能である。

　実施の形態１及びその変形例で説明した電力変換ユニット１０１～１０３と、実施の形態３に係る電力変換ユニット１０５とは、制御器５１～５３と、制御器５５とが異なるのみであり、コンバータ１０の基本的な構成は同一である。この為、制御器による制御動作の切替機能を持たせることによって、電池ＢＡＴ（直流電源）の接続／非接続の両方に対応可能な電力変換ユニットに対する構成を実現することができる。

　図２５には、実施の形態４に係る電力変換ユニットの制御器による制御動作の切替機能を説明するためのフローチャートが示される。

　図２５に示される様に、制御器は、Ｓ２１０により、電力変換ユニットの入力端Ｎｉに対する電池ＢＡＴ（直流電源）の接続／非接続を判別するための入力側電源接続判定を実行する。例えば、電力変換ユニットの外部から、当該直流電源の接続信号が入力される場合には、当該接続信号の有無に基づいて、入力側電源接続判定を実行することができる。通常、上述したＣＨＡｄｅＭＯ（登録商標）等の電気自動車の充電規格では、ＣＡＮ（Controller　Area　Network）通信によって、自動車側から充電器側に車載バッテリの接続を通知する信号が伝送されるので、当該信号を用いて入力側電源接続判定を実行することができる。

　或いは、入力端Ｎｉの電圧又は電流の検出値に基づいて、電池ＢＡＴ（直流電源）の接続に伴う電圧又は電流が生じているか否かの判別によって、Ｓ２１０の入力側電源接続判定を実行することも可能である。

　制御器は、電池ＢＡＴの接続時（Ｓ２２０のＹＥＳ判定時）には、Ｓ２３０により、接続モードの制御動作を実行する。具体的には、実施の形態１及びその変形例で説明した制御器５０～５３のいずれかと同様にコンバータ１０を制御するための、ゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。

　これに対して、電池ＢＡＴの非接続時（Ｓ２２０のＮＯ判定時）には、Ｓ２４０により、非接続モードの制御動作が実行される。具体的には、制御器５５と同様にコンバータ１０を制御するためのゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔを生成する。上述の様に、非接続モードでは、ゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐは、第１ブリッジ１１のスイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐをオフ固定するように生成される。

　或いは、非接続モードでは、接続モードと同様の制御器５０～５３によって生成されたゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐ，ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔのうち、第１ブリッジ１１に対応するゲート信号ＧＳａｐ～ＧＳｄｐをマスクして、スイッチング素子Ｓａｐ～Ｓｄｐ（第１ブリッジ１１）をオフ固定してもよい。一方で、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３は、ゲート信号ＧＳａｓ～ＧＳｄｓ，ＧＳａｔ～ＧＳｄｔに応答して、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を電圧目標値Ｖｏ＊に従って制御することができる。

　この結果、実施の形態４に係る電力変換ユニットでは、電池ＢＡＴ（直流電源）の接続時／非接続時の両方に対応した出力電圧制御を実行することが可能である。尚、接続モードは「第１モード」の一実施例に対応し、非接続モードは「第２モード」の一実施例に対応する。

　実施の形態４の変形例．
　実施の形態４の変形例では、図２２～図２５で説明した実施の形態４に係る電力変換ユニットを用いた、実施の形態３と同等の電力変換装置（ＤＣ／ＤＣ変換器）の構成について説明する。

　図２６には、実施の形態４の変形例に係る電力変換装置の第１の構成例が示される。
　図２６に示される電力変換装置５０１♯は、Ｎ台（Ｎ：Ｎ≧２の整数）の電力変換ユニット１００Ｙ１～１００ＹＮと、電力変換装置５０１（図１８）と同様の出力接続部５１１とを備える。

　Ｎ台の電力変換ユニット１００Ｙ１～１００ＹＮの各々（以下、電力変換ユニット１００Ｙとも称する）は、図２２～図２５で説明した実施の形態４に係る電力変換ユニットであり、図２５で説明した接続モード及び非接続モードの切替機能を有する。

　Ｎ台の電力変換ユニット１００Ｙ１～１００ＹＮの一部では、入力端Ｎｉにおいて電池ＢＡＴが非接続とされる。図２５では、電力変換ユニット１００Ｙ１に電池ＢＡＴ１が接続される一方で、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの入力端Ｎｉには、電池ＢＡＴは接続されていない。

　電力変換ユニット１００Ｙ１～１００ＹＮの出力側（第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２）は、出力接続部５１１によって、図１８と同様に循環拡張接続される。

　電力変換装置５０１♯では、電力変換ユニット１００Ｙ１を接続モードで動作させるとともに、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの各々を非接続モードで動作させる。これにより、電池ＢＡＴ１の電力を用いて、電力変換ユニット１００Ｙ１において、第１電圧Ｖｏ１１及び第２電圧Ｖｏ２１を電圧目標値Ｖｏ＊に制御するとともに、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮでは、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の電圧差をゼロに近づける制御が実行される。

　電力変換装置５０１♯では、電力変換ユニット１００Ｙ１において、第１電圧Ｖｏ１１及び第２電圧Ｖｏ２１が電圧目標値に制御される。更に、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの各々では、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２と同等になる様に出力電圧が制御される。

　更に、電力変換ユニット１００Ｙ１では、第１直流電圧端ＶＥ１１が電力変換ユニット１００ＹＮの第２直流電圧端ＶＥ２Ｎと接続されるとともに、第２直流電圧端ＶＥ２１が電力変換ユニット１００Ｙ２の第１直流電圧端ＶＥ１２と接続される。又、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００Ｙ（Ｎ－１）（図示せず）では、第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２は、隣の電力変換ユニットの第２直流電圧端ＶＥ２及び第１直流電圧端ＶＥ１とそれぞれ接続されている。

　この結果、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの各々においても、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を、電力変換ユニット１００Ｙ１の第１電圧Ｖｏ１１及び第２電圧Ｖｏ２１と同等の電圧に制御することができる。

　従って、電力変換装置５０１♯は、一部の電力変換ユニット１００Ｙに電池ＢＡＴ（直流電源）が非接続であっても、電力変換装置５０１と同様に、各電力変換ユニット１００Ｙの第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２を定電圧源として動作することができる。

　図２７には、実施の形態４の変形例に係る電力変換装置の第２の構成例が示される。
　図２７に示される電力変換装置５０２♯は、Ｎ台の電力変換ユニット１００Ｙ１～１００ＹＮと、電力変換装置５０２（図１９）と同様の出力接続部５１２とを備える。

　図２７においても、図２６と同様に、電力変換ユニット１００Ｙ１に電池ＢＡＴ１が接続される一方で、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの入力端Ｎｉには、電池ＢＡＴは接続されていない。

　電力変換ユニット１００Ｙ１～１００ＹＮの出力側（第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２）は、出力接続部５１２によって、図１９と同様に並列拡張接続される。電力変換装置５０２♯においても、電力変換ユニット１００Ｙ１を接続モードで動作させるとともに、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの各々を非接続モードで動作させる。

　これにより、電池ＢＡＴ１の電力を用いて、電力変換ユニット１００Ｙ１において、第１電圧Ｖｏ１１及び第２電圧Ｖｏ２１を電圧目標値Ｖｏ＊に制御する。更に、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮでは、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の電圧差をゼロに近づける制御が実行される。

　電力変換装置５０２♯では、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの第１直流電圧端ＶＥ１２～ＶＥ１Ｎ及び第２直流電圧端ＶＥ２１～ＶＥ２Ｎは、電力変換ユニット１００Ｙ１の第１直流電圧端ＶＥ１１及び第２直流電圧端ＶＥ２１とそれぞれ並列に接続されている。

　従って、電力変換装置５０２♯は、一部の電力変換ユニット１００Ｙに電池ＢＡＴが非接続であっても、電力変換装置５０２と同様の、電圧目標値Ｖｏ＊に制御された出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成することができる。

　図２８には、実施の形態４の変形例に係る電力変換装置の第３の構成例が示される。
　図２８に示される電力変換装置５０３♯は、Ｎ台の電力変換ユニット１００Ｙ１～１００ＹＮと、電力変換装置５０３（図２０）と同様の出力接続部５１３とを備える。

　図２７においても、図２６及び図２７と同様に、電力変換ユニット１００Ｙ１に電池ＢＡＴ１が接続される一方で、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの入力端Ｎｉには、電池ＢＡＴは接続されていない。

　電力変換ユニット１００Ｙ１～１００ＹＮの出力側（第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２）は、出力接続部５１３によって、図２０と同様に直列拡張接続される。電力変換装置５０３♯においても、電力変換ユニット１００Ｙ１を接続モードで動作させるとともに、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの各々を非接続モードで動作させる。

　これにより、電池ＢＡＴ１の電力を用いて、電力変換ユニット１００Ｙ１において、第１電圧Ｖｏ１１及び第２電圧Ｖｏ２１を電圧目標値Ｖｏ＊に制御するとともに、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮでは、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の電圧差をゼロに近づける制御が実行される。この結果、図２６及び図２７と同様に、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００ＹＮの各々においても、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を、電力変換ユニット１００Ｙ１の第１電圧Ｖｏ１１及び第２電圧Ｖｏ２１と同等の電圧に制御することができる。

　従って、電力変換装置５０３♯は、一部の電力変換ユニット１００Ｙに電池ＢＡＴ（直流電源）が非接続であっても、電力変換装置５０３と同様の、電圧目標値Ｖｏ＊のＮ倍に制御された出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成することができる（Ｖｏｕｔ１＝Ｎ・Ｖｏ＊）。

　図２９には、実施の形態４の変形例に係る電力変換装置の第４の構成例が示される。
　図２９に示される電力変換装置５０４♯は、４台の電力変換ユニット１００Ｙ１～１００Ｙ４と、電力変換装置５０４（図２１）と同様の出力接続部５１４とを備える。

　図２９においても、図２６～図２８と同様に、電力変換ユニット１００Ｙ１の入力端Ｎｉに電池ＢＡＴ１が接続される一方で、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００Ｙ４の入力端Ｎｉには、電池ＢＡＴは接続されていない。

　電力変換ユニット１００Ｙ１～１００Ｙ４の出力側（第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２）は、出力接続部５１４によって、図２１と同様に直並列拡張接続される。電力変換装置５０３♯においても、電力変換ユニット１００Ｙ１を接続モードで動作させるとともに、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００Ｙ４の各々を非接続モードで動作させる。

　これにより、電池ＢＡＴ１の電力を用いて、電力変換ユニット１００Ｙ１において、第１電圧Ｖｏ１１及び第２電圧Ｖｏ２１を電圧目標値Ｖｏ＊に制御するとともに、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００４では、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の電圧差をゼロに近づける制御が実行される。この結果、図２６～図２８と同様に、電力変換ユニット１００Ｙ２～１００Ｙ４の各々においても、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を、電力変換ユニット１００Ｙ１の第１電圧Ｖｏ１１及び第２電圧Ｖｏ２１と同等の電圧に制御することができる。

　この結果、電力変換装置５０４♯は、一部の電力変換ユニット１００Ｙに対して電池ＢＡＴ（直流電源）が非接続であっても、電力変換装置５０４と同様の複数の出力電圧Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２を生成することができる。

　この様に、実施の形態４の変形例に係る電力変換装置５０１♯～５０４♯によれば、一部の電力変換ユニット１００Ｙに電池ＢＡＴ（直流電源）が非接続であっても、出力接続部５１１～５１４での接続構成を変更することなく実施の形態３で説明した電力変換装置５０１～５０４と同等の動作を実行することができる。即ち、各電力変換ユニット１００Ｙにおける電池ＢＡＴ（直流電源）の接続／非接続が切り換えられても、当該電力変換ユニットでの接続モード／非接続モードを切替えることによって、電力変換装置５０１♯～５０４♯の動作を維持することができる。

　尚、図示は省略しているが、直流電源（電池ＢＡＴ）が接続されて接続モードで動作する、１台の電力変換ユニット１００Ｙを用いて、図１６及び図１７に示された実施の形態２に係る電力変換装置５００ａ，５００ｂを構成することが可能である。

　又、本実施の形態において、直流電源（電池ＢＡＴ）が「非接続」である状態とは、電力変換ユニット１００Ｘ，１００Ｙの入力端Ｎｉと直流電源（電池）ＢＡＴとの間が電気的に切り離されている状態に加えて、電気的に接続された直流電源（電池ＢＡＴ）がＳＯＣ低下又は異常等により使用不能である状態も含むものとする。

　実施の形態５．
　実施の形態５では、本実施の形態に係る電力変換装置を用いた電力変換システムの構成例を更に説明する。実施の形態２で説明した様に、本実施の形態での電力変換システムは、直流電源（電池ＢＡＴ）及び交流電力系統との間に接続されるものを意味している。

　図３０～図３４には、実施の形態５に係る電力変換システムの第１～第４の構成例が示される。

　図３０に示される様に、実施の形態５の第１の構成例に係る電力変換システム２０２は、電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３０１との間に接続される。電力変換システム２０２は、４台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４を含む電力変換装置５０５と、インバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）１５２とを備える。

　電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４の出力側は直並列拡張接続されており、図示する様に出力電圧Ｖｏｕｔ１～Ｖｏｕｔ４を生成する。出力電圧Ｖｏｕｔ１～Ｖｏｕｔ４の各々は、異なる電力変換ユニット１００Ｘの第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２が並列接続されることで、電圧目標値Ｖｏ＊相当の電圧に制御される。

　出力電圧Ｖｏｕｔ１～Ｖｏｕｔ４を出力する電圧端は直列接続されているので、電力変換装置５０５の出力側では、０、Ｖｏ＊、２・Ｖｏ＊、３・Ｖｏ＊、４・Ｖｏ＊の５段階の直流電圧を取り出すことができる。

　インバータ１５２は、一般的な５レベルの三相インバータの構成を有する。当該三相インバータの各相の交流側は、交流電力系統３０１の各相と接続される。一方で、三相インバータの直流側では、入力ノードＮ１及びＮ２の間には、電力変換装置５０５の出力電圧Ｖｏｕｔ１が入力電圧Ｖｉｎとして与えられる。同様に、入力ノードＮ２及びＮ３の間、入力ノードＮ３及びＮ４の間、並びに、入力ノードＮ４及びＮ５の間には、電力変換装置５０５の出力電圧Ｖｏｕｔ２、Ｖｏｕｔ３、及び、Ｖｏｕｔ４が、入力電圧Ｖｉｎ２、Ｖｉｎ３、及び、Ｖｉｎ４として与えられる。

　従って、インバータ１５２の直流側には、Ｖｏ＊の４倍相当の直流電圧を入力することができる。これにより、５レベルの三相インバータで構成されたインバータ１５２は、入力電圧Ｖｉｎ１～Ｖｉｎ４を用いて、各相の交流側の出力端電圧を、２・Ｖｏ＊、Ｖｏ＊、０、－Ｖｏ＊、－２・Ｖｏ＊の５レベルのいずれかに設定する様に、ＤＣ／ＡＣ変換を実行することができる。

　この結果、電力変換システム２０２によれば、出力電圧制御によってインバータ１５２（５レベルの三相インバータ）への入力電圧Ｖｉｎ１～Ｖｉｎ４を一定に制御した上で、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４に接続された電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３０１との間で電力伝送を行うことができる。電力変換システム２０２では、電力変換ユニット１００Ｘの出力側を有効活用することで、装置の小型化を図ることが可能である。

　図３１に示される様に、実施の形態５の第２の構成例に係る電力変換システム２０３は、電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３０１との間に接続される。電力変換システム２０２は、図３０と同様の電力変換装置５０５と、インバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）１５３とを備える。

　電力変換装置５０５は、図３０と同様に、各々が電圧目標値Ｖｏ＊相当に制御された出力電圧Ｖｏｕｔ１～Ｖｏｕｔ４を生成する。出力電圧Ｖｏｕｔ１～Ｖｏｕｔ４を出力する電圧端は直列接続されている。

　インバータ１５３は、一般的な３レベルの三相インバータの構成を有する。当該三相インバータの各相の交流側は、交流電力系統３０１の各相と接続される。一方で、三相インバータの直流側において、入力ノードＮ６及びＮ７の間、並びに、入力ノードＮ７及びＮ８の間には、電力変換装置５０５から２個の直流電圧端が直列接続されることによって生成された、電圧目標値Ｖｏ＊の２倍相当の直流電圧が、入力電圧Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２としてそれぞれ与えられる（Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝２・Ｖｏ＊）。

　従って、インバータ１５３の直流側には、Ｖｏ＊の４倍相当の直流電圧を入力することができる。これにより、３レベルの三相インバータで構成されたインバータ１５３は、入力電圧Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２を用いて、各相の交流側の電圧を、２・Ｖｏ＊、０、－２・Ｖｏ＊の３レベルのいずれかに設定する様に、ＤＣ／ＡＣ変換を実行することができる。

　この結果、電力変換システム２０３によれば、出力電圧制御によってインバータ１５３（３レベルの三相インバータ）への入力電圧Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２を一定に制御した上で、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４に接続された電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３０１との間で電力伝送を行うことができる。電力変換システム２０３においても、電力変換ユニット１００Ｘの出力側を有効活用することで、装置の小型化を図ることが可能である。

　図３２に示される、実施の形態５の第３の構成例に係る電力変換システム２０４は、図３１の電力変換システム２０３と同様の、電力変換装置５０５及びインバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）１５３を備える。電力変換システム２０４は、電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３００との間に接続される。交流電力系統３００は、図３０及び図３１の交流電力系統３０１と比較して、交流電圧（振幅又は実効値）が１／２である。

　電力変換システム２０４は、電力変換システム２０３と比較して、電力変換装置５０５の出力側と、インバータ１５３の直流側との接続が異なる。即ち、電力変換装置５００の直列接続された４個の直流電圧端のうちの１個ずつの直流電圧端が、インバータ１５３（３レベルの三相インバータ）の入力ノードＮ６及びＮ７の間、並びに、入力ノードＮ７及びＮ８の間にそれぞれ接続される。従って、インバータ１５３の入力電圧Ｖｉｎ１及びＶｉｎ２の各々は、電圧目標値Ｖｏ＊相当である（Ｖｉｎ１＝Ｖｉｎ２＝Ｖｏ＊）。

　従って、インバータ１５３の直流側には、Ｖｏ＊の２倍相当の直流電圧を入力することができる。これにより、３レベルの三相インバータで構成されたインバータ１５３は、入力電圧Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２を用いて、各相の交流側の電圧を、Ｖｏ＊、０、Ｖｏ＊の３レベルのいずれかに設定する様に、ＤＣ／ＡＣ変換を実行することができる。

　この結果、電力変換システム２０４によれば、出力電圧制御によってインバータ１５３（３レベルの三相インバータ）への入力電圧Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２を一定に制御した上で、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４に接続された電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３００との間で電力伝送を行うことができる。

　図３１及び図３２から理解される様に、本実施の形態に係る電力変換装置５０５により、後段のインバータとの接続点を切替えるだけで、ＡＣ電圧が異なる交流電力系統に対して適用することが可能である。即ち、電力系統の仕様の違いに対して拡張性及び汎用性が高められることが理解される。

　図３３に示される、実施の形態５の第４の構成例に係る電力変換システム２０５は、電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３０２との間に接続される。交流電力系統３０２は、単相の交流系統である。

　電力変換システム２０５は、４台の電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４を含む電力変換装置５０６と、インバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）１５４－１～１５４－４とを備える。

　電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４の出力側は、図１８の電力変換装置５０１と同様に循環拡張接続されており、各電力変換ユニット１００Ｙの第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２から電圧目標値Ｖｏ＊相当の直流電圧を取り出し可能である。

　インバータ１５４－１～１５４－４の各々は、一般的な単相インバータの構成を有する。インバータ１５４－１～１５４－４の各々の直流側には、電圧目標値Ｖｏ＊相当の直流電圧が入力される。

　インバータ１５４－１～１５４－４の各々は、Ｖｏ＊，－Ｖｏ＊の２レベル電圧（単相交流電圧）を出力する。インバータ１５４－１～１５４－４の交流出力端は直列接続されて、交流電力系統３０２と接続される。インバータ１５４－１～１５４－４が、図示しない上位コントローラによって、同位相の交流電圧を生成する様に制御されることにより、交流電力系統３０２に対して、ＡＣ振幅が４・Ｖｏ＊の交流電圧を入力することができる。

　この結果、電力変換システム２０５によれば、出力電圧制御によってインバータ１５１－１～１５１－４（単相インバータ）への入力電圧を一定に制御した上で、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４に接続された電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３０２（単相）との間で電力伝送を行うことができる。尚、電力変換装置５０６によれば、直列接続されるインバータの個数を変えることで、異なる電圧の交流電力系統（単相）に対応可能であることが理解される。

　図３４に示される、実施の形態５の第５の構成例に係る電力変換システム２０６は、電力変換システム２０５と同様の、電力変換装置５０６と、インバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）１５４－１～１５４－４とを備える。

　電力変換システム２０６は、電力変換システム２０５と比較して、インバータ１５１－１～１５１－４の交流側と、電力系統との接続関係が異なる。インバータ１５１－１～１５１－４の各々は、図３３と同様に、電圧目標値Ｖｏ＊相当の直流電圧を、交流電圧に変換して交流出力端に生成する。

　インバータ１５１－１の交流出力端は、交流電力系統３０３と接続される。交流電力系統３０３は、交流電力系統３０２（図３３）と同様に単相であるが、交流電圧の振幅がＶｏ＊相当である点が交流電力系統３０２と異なる。

　インバータ１５１－２～１５１－４の交流出力は、図３２と同様の三相の交流電力系統３００の各相に出力される。これにより、交流電力系統３００の各相に、ＡＣ振幅がＶｏ＊の交流電圧を入力することができる。

　この結果、電力変換システム２０６によれば、出力電圧制御によってインバータ１５１－１～１５１－４（単相インバータ）への入力電圧を一定に制御した上で、電力変換ユニット１００Ｘ１～１００Ｘ４に接続された電池ＢＡＴ１～ＢＡＴ４と、交流電力系統３０２（単相）及び３００（三相）の両方との間で電力伝送を行うことができる。この様に、本実施の形態に係る電力変換装置は、複数の交流電力系統との接続に適用することも可能である。

　実施の形態５を通じて理解される様に、本実施の形態に係る電力変換ユニット１００Ｘを用いて構成された電力変換システム２０２～２０５は、単相及び三相、並びに、異なる交流電圧の電力系統に対して共通に適用可能であり、電力系統の仕様の違いに対する拡張性及び汎用性が高いことが理解される。

　尚、実施の形態５で説明した各電力変換システム２０２～２０５について、各電力変換ユニット１００Ｘを、実施の形態３で説明した電力変換ユニット１００Ｙに置換することも可能である。このようにすると、各電力変換ユニット１００Ｙに対する電池ＢＡＴ（直流電源）の接続／非接続が変化しても、当該電力変換ユニット１００Ｙでの接続モード／非接続モードの切替によって、各電力変換システム２０２～２０５が連続的に動作を継続することが可能である。従って、電力変換装置に対する直流電源（車載バッテリ）の接続台数の拡張性を高めることが可能である。

　又、電力変換ユニット１００Ｘ，１００Ｙにおけるコンバータ１０の構成は、図１等の例に限定されることはなく、入力端Ｎｉと、第１直流電圧端ＶＥ１（第１及び第２端子Ｐ１，Ｐ２）及び第２直流電圧端ＶＥ２（第３及び第４端子Ｐ３，Ｐ４）との間で、出力電圧制御（Ｖｏ１，Ｖｏ２）を伴った電力伝送が可能であれば適宜変形することが可能である。

　図３５には、電力変換ユニットにおけるコンバータの構成の変形例が示される。
　図３５に示される電力変換ユニット１００♯は、図１に示された電力変換ユニット１００と比較して、コンバータ１０に代えてコンバータ１０♯を備えるとともに、制御器５０に代えて制御器５０♯を備える。

　コンバータ１０♯は、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３にそれぞれ対応して第１ブリッジ１１ａ及び１１ｂが別個に設けられる点で、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３に対応して第１ブリッジ１１が共通に設けられていたコンバータ１０と異なる。

　第１ブリッジ１１ａ及び１１ｂは、入力端Ｎｉに対して並列接続される。更に、第１ブリッジ１１ａはトランス１５ａを介して第２ブリッジ１２と接続され、第１ブリッジ１１ｂはトランス１５ｂを介して第３ブリッジ１３と接続される。コンバータ１０と同様に、第２ブリッジ１２は、第１及び第２端子Ｐ１，Ｐ２によって構成される第１直流電圧端ＶＥ１に第１電圧Ｖｏ１を出力し、第３ブリッジ１３は、第３及び第４端子Ｐ３，Ｐ４によって構成される第２直流電圧端ＶＥ２に第２電圧Ｖｏ２を出力する。

　コンバータ１０♯では、第１ブリッジ１１ａ及び第２ブリッジ１２による電池ＢＡＴ及び第１直流電圧端ＶＥ１との間の電力伝送と、第１ブリッジ１１ｂ及び第３ブリッジ１３による電池ＢＡＴと第２直流電圧端ＶＥ２との間の電力伝送とは、並列に実行される。

　制御器５５♯は、減算部６１ａ，６１ｂと、ゲイン乗算部６２ａ，６２ｂと、位相シフト量制御部７０ａ，７０ｂとを有する。減算部６１ａ及びゲイン乗算部６２ａは、制御器５０と同様に、第１電圧Ｖｏ１を電圧目標値Ｖｏ＊に第近づけるための指令値ＲＥＦ１を生成する。同様に、減算部６１ｂ及びゲイン乗算部６２ｂは、制御器５０と同様に、第２電圧Ｖｏ２を電圧目標値Ｖｏ＊に第近づけるための指令値ＲＥＦ２を生成する。制御器５５♯においても、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の間で、電圧目標値Ｖｏ＊を個別に設定することが可能である。

　位相シフト量制御部７０ａは、図３での演算部７３ａ，７３ｂと同様に、指令値ＲＥＦ１から位相シフト量θ１２を算出するとともに、指令値ＲＥＦ２から位相シフト量θ１３を算出する。コンバータ１０♯では、位相シフト量θ１２は、第１ブリッジ１１ａの交流電圧と、第２ブリッジ１２の交流電圧（Ｖｉｎｖｓ）との位相シフト量で定義することができる。同様に、位相シフト量θ１３は、第１ブリッジ１１ｂの交流電圧と、第３ブリッジ１３の交流電圧（Ｖｉｎｖｔ）との位相シフト量で定義することができる。

　位相シフト量制御部７０ａは、位相シフト量θ１２を生じさせるように、第１ブリッジ１１ａ及び第２ブリッジ１２を構成する複数のスイッチング素子のゲート信号を生成する。同様に、位相シフト量制御部７０ｂは、位相シフト量θ１３を生じさせるように、第１ブリッジ１１ｂ及び第３ブリッジ１３を構成する複数のスイッチング素子のゲート信号を生成する。

　これにより、電力変換ユニット１００♯においても、制御器５０♯によってコンバータ１０♯を制御することで、電力変換ユニット１００における制御器５０による位相シフトパターン１Ａと同様に、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２を電圧目標値Ｖｏ＊に近づけることができる。尚、コンバータ１０♯のスイッチング制御についても、上述の位相シフトパターン１Ｂ，１Ｃ，２Ａ～２Ｃを適用することが可能である。

　この様に、電力変換ユニット１００♯においても、入力端Ｎｉに接続された電池ＢＡＴと、第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２との間の電力伝送を伴って、第１電圧Ｖｏ１及び第２電圧Ｖｏ２の出力電圧制御を行うことができる。

　又、入力端Ｎｉに電池ＢＡＴが非接続である場合には、第１ブリッジ１１ａ，１１ｂのスイッチングを停止して、第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３により、実施の形態３で説明した非接続モードの制御を実行することができる。即ち、電力変換ユニット１００Ｙにおいて、コンバータ１０♯を用いることも可能である。

　以上で説明した本実施の形態では、入力端Ｎｉと、第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２との間で、出力電圧制御（Ｖｏ１，Ｖｏ２）を伴った電力伝送が可能であれば、電力変換ユニット１００Ｘ及び１００Ｙの回路構成（コンバータ１０，１０♯部分）は任意である。又、当該コンバータによる出力電圧制御についても、例示した、位相シフトパターンに係る制御に限定されることなく、任意の制御方式を適用することができる。

　尚、本実施の形態では、「直流電源」は充電可能であることを想定したが、発電要素等の放電（電力供給）のみを行う直流電源が、電力変換ユニット１００Ｘ，１００Ｙの入力端Ｎｉに接続されてもよい。この場合には、コンバータ１０での電力伝送方向を制限（第１ブリッジ１１から第２ブリッジ１２及び第３ブリッジ１３への電力伝送のみ）に制限する様に、第１ブリッジ１１～第３ブリッジ１３のスイッチングが制御される。

　又、本実施の形態に係る電力変換装置において、電力変換ユニット１００Ｘ，１００Ｙの出力側（第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２）の相互接続の態様は、例示した出力接続部５１１～５１６による接続態様に限定されるものではないことについて、確認的に記載する。即ち、各電力変換ユニット１００Ｘ，１００Ｙの第１直流電圧端ＶＥ１及び第２直流電圧端ＶＥ２の各々は、任意の態様で他の第１直流電圧端ＶＥ１又は第２直流電圧端ＶＥ２と接続することが可能である。又、電力変換装置を構成する電力変換ユニット１００Ｘ，１００Ｙの個数についても任意の個数とすることができる。

　又、制御器５０～５３，５５，５０♯の各々は、予め定められた上述の制御演算をソフトウェア処理によって実行するマイクロコンピュータ等によって構成することができる。尚、制御器５０～５３，５５，５０♯の少なくとも一部をＦＧＰＡ（Field　Programmable　Gate　Array）及び、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）等の回路を用いて構成することも可能である。即ち、制御器５０～５３，５５，５０♯の各機能は、コンピュータをベースに構成することもできるし、その少なくとも一部をＦＰＧＡ及びＡＳＩＣなどの回路を用いて構成することができる。又、各機能ブロックの機能の少なくとも一部は、アナログ回路によって構成することも可能である。

　本開示では、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組合せで実施の形態に適用可能である。

　従って、例示されていない無数の変形例が、本開示の技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組合せる場合が含まれるものとする。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示による技術的範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１０　コンバータ、１１，１１ａ，１１ｂ　第１ブリッジ、１２　第２ブリッジ、１３　第３ブリッジ、１５，１５ａ，１５ｂ　トランス、１６　一次巻線、１７，１８　二次巻線、１９　コア、５０，５０♯，５１～５３，５５　制御器、６５，７６　平均値算出部、７０，７０ａ，７０ｂ，７１，７２　位相シフト量制御部、８１ａ，８１ｂ　電圧検出器、８２，８２ａ，８２ｂ　電流検出器、１００，１００Ｘ，１００Ｘ１～１００ＸＮ，１００Ｙ，１００Ｙ１～１００ＹＮ，１００♯，１０１～１０５　電力変換ユニット、１５０～１５４　インバータ、２００～２０６　電力変換システム、３００～３０３　交流電力系統、５００，５００ａ，５００ｂ，５０１～５０６　電力変換装置、５１１～５１４　出力接続部、ＢＡＬ，ＲＥＦ，ＲＥＦ１，ＲＥＦ２　指令値、ＢＡＴ，ＢＡＴ１～ＢＡＴＮ　電池（直流電源）、Ｃ１　第１コンデンサ、Ｃ２　第２コンデンサ、ＧＳａｐ，ＧＳａｓ，ＧＳａｔ，ＧＳｂｐ，ＧＳｂｓ，ＧＳｂｔ，ＧＳｃｐ，ＧＳｃｓ，ＧＳｃｔ，ＧＳｄｐ，ＧＳｄｓ，ＧＳｄｓｐ，ＧＳｄｔ　ゲート信号、Ｉｏ１　第１電流、Ｉｏ２　第２電流、ＮＬ１～ＮＬ３，ＰＬ１～ＰＬ３　電力線、Ｎｉ　入力端、Ｐ１　第１端子、Ｐ２　第２端子、Ｐ３　第３端子、Ｐ４　第４端子、ＶＤＩＦ　電圧差、ＶＥ１，ＶＥ１１～ＶＥ１Ｎ　第１直流電圧端、ＶＥ２，ＶＥ２１～ＶＥ２Ｎ　第２直流電圧端、Ｖａｖ　平均電圧、Ｖｉｎ　入力電圧（電力変換ユニット）、Ｖｉｎ１～Ｖｉｎ４　入力電圧（ＤＣ／ＡＣ変換器）、Ｖｏ＊　電圧目標値、Ｖｏ１，Ｖｏ１１～Ｖｏ１Ｎ　第１電圧、Ｖｏ２，Ｖｏ２１～Ｖｏ２Ｎ　第２電圧、Ｖｏｕｔ１～Ｖｏｕｔ４　出力電圧（電力変換装置）。

Claims

　直流電源と接続するための入力端と、
　第１端子及び第２端子によって構成される第１直流電圧端と、
　第３端子及び第４端子によって構成される第２直流電圧端と、
　前記入力端と前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端との間での電力伝送を伴うＤＣ／ＤＣ電力変換を実行するコンバータと、
　前記コンバータを制御する制御器とを備え、
　前記制御器は、前記第１直流電圧端の第１電圧及び前記第２直流電圧端の第２電圧を電圧目標値に制御するための前記コンバータの制御指令を生成する、電力変換ユニット。
　前記第１電圧を検出するための第１電圧検出器と、
　前記第２電圧を検出するための第２電圧検出器とを更に備え、
　前記制御器は、前記第１電圧検出器の検出電圧を前記電圧目標値に近づけるための第１指令値と、前記第２電圧検出器の検出電圧を前記電圧目標値に近づけるための第２指令値とを算出し、前記第１指令値及び前記第２指令値に基づいて前記制御指令を生成する、請求項１記載の電力変換ユニット。
　前記第１直流電圧端に入出力される第１電流を検出するための第１電流検出器と、
　前記第２直流電圧端に入出力される第２電流を検出するための第２電流検出器とを更に備え、
　前記第１指令値は、前記第１電流検出器による検出電流を、前記電圧目標値に対する前記第１電圧検出器の検出電圧の電圧偏差に基づいて算出された前記第１電流の目標値に近づける様に算出され、
　前記第２指令値は、前記第２電流検出器による検出電流を、前記電圧目標値に対する前記第２電圧検出器の検出電圧の電圧偏差に基づいて算出された前記第２電流の目標値に近づける様に算出される、請求項２記載の電力変換ユニット。
　前記第１電圧を検出するための第１電圧検出器と、
　前記第２電圧を検出するための第２電圧検出器とを更に備え、
　前記制御器は、前記第１電圧検出器及び前記第２電圧検出器の検出電圧の平均電圧を前記電圧目標値に近づけるための第１指令値と、前記第１電圧検出器の検出電圧及び前記第２電圧検出器の検出電圧の電圧差をゼロに近づけるための第２指令値とを算出し、前記第１指令値及び前記第２指令値に基づいて前記制御指令を生成する、請求項１記載の電力変換ユニット。
　前記直流電源から前記入力端への入力電流を検出するための入力電流検出器を更に備え、
　前記第１指令値は、前記入力電流検出器による検出電流を、前記電圧目標値に対する前記平均電圧の電圧偏差に基づいて算出された前記入力電流の目標値に近づける様に算出される、請求項４記載の電力変換ユニット。
　前記制御器は、
　前記入力端に前記直流電源が接続されているときには、前記入力端と前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端との間の電力伝送を伴って前記第１電圧及び前記第２電圧を制御する第１モードで前記コンバータを動作させる一方で、
　前記入力端に前記直流電源が非接続であるときには、前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端の間の電力伝送を伴って前記第１電圧及び前記第２電圧を制御する第２モードで前記コンバータを動作させる、請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換ユニット。
　前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端は、前記第１から第４の端子を用いて並列又は直列に接続される、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換ユニット。
　前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端の少なくとも一方は、複数台の前記電力変換ユニットを含む電力変換装置において、前記第１から第４の端子の少なくとも一部を用いて他の前記電力変換ユニットの前記第１直流電圧端又は前記第２直流電圧端と接続される、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換ユニット。
　前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端は、ＤＣ／ＡＣ変換器を経由して交流電力系統と電気的に更に接続される、請求項７又は８に記載の電力変換ユニット。
　請求項１～６のいずれか１項に記載された前記電力変換ユニットを複数台備え、
　各前記電力変換ユニットの前記第１から第４の端子を用いて前記複数台の電力変換ユニットの前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端を相互接続する出力接続部を更に備える、電力変換装置。
　請求項６に記載された前記電力変換ユニットを複数台備え、
　各前記電力変換ユニットの前記第１から第４の端子を用いて前記複数台の電力変換ユニットの前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端を相互接続する出力接続部を更に備え、
　前記複数台の電力変換ユニットの各々は、前記入力端に前記直流電源が接続されているときには前記第１モードで前記コンバータが動作する一方で、前記入力端に前記直流電源が非接続であるときには、前記第２モードで前記コンバータが動作する、電力変換装置。
　前記出力接続部は、各前記電力変換ユニットの前記第１直流電圧端を、他の前記電力変換ユニットの前記第１直流電圧端又は前記第２直流電圧端と並列又は直列に接続し、かつ、各前記電力変換ユニットの前記第２直流電圧端を、他の前記電力変換ユニットの前記第１直流電圧端又は前記第２直流電圧端と並列又は直列に接続する、請求項１０又は１１に記載の電力変換装置。
　前記出力接続部は、前記複数台の電力変換ユニットの少なくとも一部において、前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端を直列に接続する、請求項１２に記載の電力変換装置。
　前記出力接続部は、相互接続した前記複数台の電力変換ユニットの前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端の少なくとも一部を、ＤＣ／ＡＣ変換器を経由して交流電力系統と電気的に接続する、請求項１０～１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　前記出力接続部は、前記第１直流電圧端及び前記第２直流電圧端が相互接続されたＮ台（Ｎ：２以上の自然数）の前記電力変換ユニットから１又は複数の出力電圧を生成し、
　各前記出力電圧は、前記電圧目標値の前記Ｎ以下の整数倍に制御される、請求項１０～１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。