JP2001211645A

JP2001211645A - 直流電源装置

Info

Publication number: JP2001211645A
Application number: JP2000017995A
Authority: JP
Inventors: Kenji Kubo; 謙二久保; Hisahiro Nomura; 尚弘野村
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-01-25
Filing date: 2000-01-25
Publication date: 2001-08-03

Abstract

(57)【要約】【課題】入出力電力を広範囲に制御できる直流電源装置
を提供する。【解決手段】複数の双方向動作可能な絶縁電源を直列、
あるいは並列に組合せることにより、直流電力の出力、
あるいは入力を、広範囲の電圧，電流領域で実行できる
ようにしたことを特徴とする直流電源装置。【効果】絶縁された双方向動作可能な絶縁電源の電圧、
あるいは電流を加算した結果を直流負荷に入出力できる
ため、特に、零出力電圧領域での制御分解能を向上で
き、電圧、あるいは電流を広範囲領域に於て高精度に制
御できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流負荷への直流
電力の出力、あるいは、直流負荷からの直流電力の入力
が可能な直流電源で、特に、広範囲の直流電圧、あるい
は直流電流において、直流電力の入出力が可能な直流電
源装置に関する。ここで、直流負荷として電力蓄積手段
を接続した場合、直流電力の出力は電力蓄積手段への充
電，直流電力の入力は電力蓄積手段からの放電に対応す
る。電力蓄積手段としては、リチウムイオン二次電池や
ニッケル水素二次電池などの各種二次電池や電気二重層
蓄電器などがある。また、太陽光発電手段や燃料電池な
どからの放電手段にも活用できる。

【０００２】

【従来の技術】従来、直流電源の出力電流、あるいは出
力電圧を増大し、大容量出力化する方法として、特開平
１１−２１５８２４号や特開平１１−２１５８４１号に
あるように、二つの絶縁された直流電源を設け、両者の
出力を並列に接続するものが知られている。これによ
り、大容量化できることに加え、二つの直流電源での高
周波変換のスイッチング位相をずらすことによる電流リ
プルを低減できる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ここで直流電源では、
それを構成する電力変換回路の特性から、特に、出力電
圧や出力電流が零出力領域での連続的な制御が難しいこ
とが知られている。従来技術では、並列接続による装置
容量の拡大は可能となるが、出力電圧や出力電流を零出
力領域まで高精度に制御できる方式は無い。また、従来
技術による直流電源では、直流負荷から入力した直流電
力を電源回生する機能を持っていないため、装置側で電
力消費する回路が必要となり、装置が大型化する。本発
明の目的は、入出力電力を広範囲に制御可能で、かつ、
入力電力の電源回生が可能な双方向動作の直流電源装置
を提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、直流負荷への直流電力の出力、および、直流負荷か
らの直流電力の入力が可能な直流電源を設け、前記、直
流電源の直列接続により、双方向動作が可能な直流電源
を構成する。このため、直流電圧源の電圧を双方向に高
周波電圧に変換する手段と、高周波トランスと、高周波
トランスの出力を双方向に直流電圧源の電圧に変換する
手段と、その出力を双方向に制御する変換回路により、
絶縁された直流電源を構成する。２つの絶縁された直流
電源の出力電圧を直列接続して直流負荷に供給するよう
にする。また、直列接続された直流電源を直列接続単位
で並列接続する。

【０００５】２つの絶縁された直流電源の直列接続によ
り、広範囲に直流電圧、直流電流を制御できる。また、
正負に電圧、電流を制御可能にできるので、直流電源か
ら直流負荷への直流電力出力だけでなく、直流電力入力
側への連続的な切り替えを達成できる。更に、入力され
た直流電力を絶縁トランスを介して電源側に回生できる
ため、入力電力を装置側で消費する必要がなくなり、装
置を小形化できる。

【０００６】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施例を図１によ
り説明する。１が三相交流電源、２が本発明による直流
電源装置、３が直流負荷をそれぞれ表す。本実施例で
は、直流負荷は電力蓄積手段として二次電池が多直列接
続されたものとし、直流電源装置３により電力蓄積手段
を充電および放電する場合について説明する。直流電源
装置３は、三相電圧形コンバータ４および平滑コンデン
サ５と、フルブリッジインバータ６，高周波トランス
７，フルブリッジコンバータ８，平滑コンデンサ９とで
構成される第１の絶縁電源と、フルブリッジインバータ
１０，高周波トランス１１，ハーフブリッジコンバータ
１２，平滑コンデンサ１３１，１３２，ハーフブリッジ
コンバータ１４，リアクトル１５，平滑コンデンサ１６
とで構成される第２の絶縁電源とから成る。前記第１の
絶縁電源の電圧をＶｃ，前記第２の絶縁電源の出力電圧
をＶａとしたとき、直流負荷３にはＶｃとＶａとの和が
印加される。

【０００７】ここで、三相電圧形コンバータ４はＩＧＢ
Ｔ（Insulated Gate BipolarTransistor）をスイッチン
グ素子とする三相フルブリッジＰＷＭ（Pulse WidthMod
ulation）コンバータで、平滑コンデンサ５の電圧Ｖｄ
ｃが一定になるよう制御される。三相交流電源の線間電
圧実効値が２００Ｖのとき、平滑コンデンサ５の直流電
圧Ｖｄｃは３５０Ｖに設定される。また、平滑コンデン
サ５から直流負荷３に電力が出力される場合には、三相
電圧形コンバータ４を介して三相交流電源１から平滑コ
ンデンサ５に電力が供給され、直流負荷３から平滑コン
デンサ５に電力が入力される場合には、三相電圧形コン
バータ４を介して平滑コンデンサ５から三相交流電源１
に電力が回生される。フルブリッジインバータ６はパワ
ーMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect T
ransistor）６１，６２，６３，６４をスイッチング素
子とし、ゲート制御回路６５によりオン／オフ制御され
る。また、フルブリッジコンバータ８もフルブリッジコ
ンバータ６と同様な構成で、パワーMOSFET８１，８２，
８３，８４、および、ゲート制御回路８５から構成され
る。同様に、フルブリッジインバータ１０はパワーMOSF
ET１０１，１０２，１０３，１０４，ゲート制御回路１
０５により、ハーフブリッジコンバータ１２はパワーMO
SFET１２１，１２２，ゲート制御回路１２３により、ハ
ーフブリッジコンバータ１４はパワーMOSFET１４１，１
４２，ゲート制御回路１４３により、それぞれ構成され
る。フルブリッジコンバータ８の出力電圧Ｖｃは一定な
のに対して、ハーフブリッジコンバータ１４の出力電圧
Ｖａは、二つの平滑コンデンサ１３１，１３２で分割さ
れた電圧が正負の可変電圧として得られる。これによ
り、電源装置３の出力電圧（Ｖｃ＋Ｖａ）を広範囲に可
変制御できる。

【０００８】次に、各部の動作波形を図２に示す。ま
ず、フルブリッジインバータ６，高周波トランス７、フ
ルブリッジコンバータ８の動作波形を（ａ）〜（ｄ）に
示す。フルブリッジインバータ６の各パワーMOSFET６
１，６２，６３，６４へのゲート信号を（ａ）のように
与える。このとき、高周波トランス７の二次側電圧ｖ１
２は（ｂ）となる。フルブリッジインバータ６の動作周
波数を２５ｋＨｚとしたとき、周期ｔｗは４０μｓ（ｔ
ｗ／２は２０μｓ）となる。フルブリッジインバータ６
のパワーMOSFETを共にオフする時間ｔｄは固定値で数μ
ｓに設定する。また、二次側電圧ｖ１２の波高値は直流
電圧Ｖｄｃに高周波トランスの巻数比を掛けた値とな
る。一方、フルブリッジコンバータ８の各パワーMOSFET
８１，８２，８３，８４に対して、フルブリッジインバ
ータ６と同様のゲート信号を（ｃ）のように与える。こ
れにより、フルブリッジインバータ６からフルブリッジ
コンバータ８に電力を供給する場合には、フルブリッジ
インバータ６により高周波変換が、フルブリッジコンバ
ータ８により整流動作が、それぞれ実行される。ここ
で、フルブリッジコンバータ８のパワーMOSFETはゲート
信号がオンのとき逆方向にも導通するため、パワーMOSF
ETのオン抵抗による電圧効果が、ダイオードの順方向電
圧降下より小さい場合には、パワーMOSFETにより整流動
作が実行される。一方、フルブリッジコンバータ８から
フルブリッジインバータ６に電力が回生される場合に
は、フルブリッジコンバータ８により高周波変換が、フ
ルブリッジインバータ６により整流動作が、それぞれ実
行される。同様に、フルブリッジコンバータ６のパワー
MOSFETはゲート信号がオンのとき逆方向にも導通するた
め、パワーMOSFETのオン抵抗による電圧効果が、ダイオ
ードの順方向電圧降下より小さい場合には、パワーMOSF
ETにより整流動作が実行される。このときの平滑コンデ
ンサ９の電圧Ｖｃは（ｄ）となる。

【０００９】一方、フルブリッジインバータ１０，高周
波トランス１１，ハーフブリッジコンバータ１２，１４
の動作波形を図２（ｅ）〜(ｊ）に示す。フルブリッジ
インバータ１０はフルブリッジインバータ６と同じ動作
により、（ｅ），（ｆ）に示す動作波形となる。このと
き、ハーフブリッジコンバータ１２はフルブリッジコン
バータ６に対応したゲート信号を（ｇ）のように与え
る。この結果、フルブリッジコンバータの場合と同様
に、２つの平滑コンデンサ１３１，１３２の電圧は
（ｈ）の動作波形となる。その直流電圧の大きさをＶａ
とする。ここで、フルブリッジインバータ１０からハー
フブリッジコンバータ１２に電力を供給する場合には、
フルブリッジインバータ１０により高周波変換が、ハー
フブリッジコンバータ１２により整流動作が、それぞれ
実行される。一方、ハーフブリッジコンバータ１２から
フルブリッジインバータ１０に電力が回生される場合に
は、ハーフブリッジコンバータ１２により高周波変換
が、フルブリッジインバータ１０で整流動作が、それぞ
れ実行される。

【００１０】次に、ハーフブリッジコンバータ１４，リ
アクトル１５，平滑コンデンサ１６の動作波形を図２
（ｉ），（ｊ）に示す。ハーフブリッジコンバータ１４
は平滑コンデンサ１３１，１３２の電圧Ｖｂを、（ｉ）
に示すゲート信号により５０ｋＨｚのスイッチング周波
数でオン／オフ制御する。ここで、ハーフブリッジコン
バータの上側アームのパワーMOSFET１４１と下側アーム
のパワーMOSFET１４２は非ラップ時間を設けた相補モー
ドで動作し、１４１がオン時には１４２がオフ、１４２
がオン時は１４１がオフとなる。ハーフブリッジコンバ
ータ１４の出力電圧は（ｊ）となり、１４１がオン区間
でＶｂ，１４２がオン区間で−Ｖｂの電圧が出力され
る。この出力電圧を、リアクトル１５，平滑コンデンサ
１６で平滑化することにより、平滑コンデンサ電圧Ｖａ
が得られる。いま、１４１のオン期間通流率を大きくす
ることにより、平滑コンデンサ電圧Ｖａは増大し、最大
でＶｂとなる。一方、１４２のオン期間通流率を大きく
する（すなわち、１４１のオフ期間を長くする）ことに
より、平滑コンデンサ電圧Ｖａは減少し、最少で−Ｖｂ
となる。このように、ハーフブリッジコンバータの上下
アームのパワーMOSFETの通流率を制御することにより、
平滑コンデンサ電圧Ｖａを、−Ｖｂ〜Ｖｂに変化でき
る。ここで、ハーフブリッジコンバータ１４は、平滑コ
ンデンサ１３１，１３２から平滑コンデンサ１６へ、あ
るいは、平滑コンデンサ１６から平滑コンデンサ１３
１，１３２へ、双方向に電力を伝達することができる。

【００１１】いま、平滑コンデンサ９の電圧をＶｃ，平
滑コンデンサ１６の電圧をＶａとしたとき、直流電源装
置２の出力電圧Ｖは次式となる。

【００１２】

【数１】Ｖ＝Ｖｃ＋Ｖａ …（数１）Ｖｃを１７５Ｖ，Ｖｂを１７５Ｖとなるよう、高周波ト
ランス７，１１、および、フルブリッジインバータ６，
フルブリッジコンバータ８，フルブリッジインバータ１
０，ハーフブリッジコンバータ１２の各ｔｄを設定した
とき、平滑コンデンサ１６の電圧Ｖａは、−１７５Ｖ〜
１７５Ｖの範囲で可変となる。このとき、直流電源装置
２の出力電圧Ｖは、０Ｖ〜３５０Ｖまで可変制御でき
る。図１に示す出力電流検出手段１７、あるいは、出力
電圧検出手段１８を用いて、直流負荷３に流れる電流、
あるいは、直流負荷３に印加される電圧を検出し、ゲー
ト制御回路１４３により、ハーフブリッジコンバータ１
４のゲート信号を制御することにより、直流負荷装置２
の電流、あるいは電圧を制御できる。ここで、フルブリ
ッジインバータ６，高周波トランス７，フルブリッジコ
ンバータ８と、フルブリッジインバータ１０，高周波ト
ランス１１，ハーフブリッジコンバータ１２，ハーフブ
リッジコンバータ１４とは、それぞれ、双方向に動作が
可能のため、直流負荷３に対して、出力電圧が０Ｖ〜３
５０Ｖの範囲で、直流電流を出力、あるいは入力でき
る。

【００１３】いま、直流電源装置２により、二次電池が
多直列接続された直流負荷３を充電する場合の動作を説
明する。いま、直列負荷３を、内部起電圧Ｅｂと内部抵
抗Ｒｂで表せると仮定したとき、充電電流Ｉｃと直流電
源装置２の出力電圧Ｖには、定常的には次式の関係が成
り立つ。

【００１４】

【数２】Ｖ＝Ｅｂ＋Ｒｂ×Ｉｃ …（数２）従って、Ｅｂ＝１００Ｖ，Ｒｂ＝０.２Ω 、充電電流Ｉ
ｃ＝１０Ａのとき、Ｖ＝１０２Ｖとなる。Ｖｃ＝１７５
Ｖ一定の場合、Ｖａ＝−７３Ｖに調整することで、上記
の条件を満足する。この場合、フルブリッジインバータ
６，高周波トランス７，フルブリッジコンバータ８は、
直流負荷３に電力を供給するモードで動作し、一方、フ
ルブリッジインバータ１０，高周波トランス１１，ハー
フブリッジコンバータ１２，ハーフブリッジコンバータ
１４は、直流電力を回生するモードとなる。実際には、
配線の抵抗やインダクタンス成分などの影響により、
（数２）式の関係からずれるが、ゲート制御回路１４３
により充電電流Ｉｃが１０Ａに一致するようにハーフブ
リッジコンバータ１４の通流率が制御される。直流負荷
３の端子電圧が所定の値となるように制御する場合も同
様の関係が成り立つ。

【００１５】次に、直流電源装置２により、二次電池が
多直列接続された直流負荷３から放電する場合の動作を
説明する。Ｅｂ＝１００Ｖ，Ｒｂ＝０.２Ω，放電電流
Ｉｃ＝１０Ａのとき、（数２）式の関係を満たす出力電
圧Ｖは９８Ｖとなる。Ｖｃ＝１７５Ｖ一定の場合、Ｖａ
＝−７７Ｖに調整することで、上記の条件を満足する。
この場合には、フルブリッジインバータ６，高周波トラ
ンス７，フルブリッジコンバータ８は、直流負荷３から
電力を回生するモードで動作し、一方、フルブリッジイ
ンバータ１０，高周波トランス１１，ハーフブリッジコ
ンバータ１２，ハーフブリッジコンバータ１４は、直流
負荷３に対し直流電力を供給するモードとなる。

【００１６】また、ここでは、スイッチング素子として
パワーMOSFETを用いた場合について述べたが、ＩＧＢＴ
を用いた場合でも同様に構成できる。

【００１７】以上、詳述したように、本実施例によれ
ば、２つの双方向動作が可能な絶縁電源を直列接続し、
一方の絶縁電源の出力を固定し、一方を、その出力が正
負に制御可能な絶縁電源とすることにより、出力電圧を
広範囲に、かつ、高精度に制御できる。また、各々の絶
縁電源は双方向に制御可能な構成のため、電力蓄積手段
の充電のように直流負荷に対して直流電力を供給する場
合や、電力蓄積手段からの放電のように直流電力を回生
する場合の両者に対応できる。

【００１８】第２の実施例を図３に示す。図１の第１の
実施例と異なるところは、フルブリッジインバータ６、
および１０を、１台のフルブリッジインバータ６で実行
し、各々の高周波トランス７、および１１に供給するよ
うにしたことにある。このとき、２台のフルブリッジコ
ンバータ８、および１２のスイッチング制御を同期して
実行することにより、２台のフルブリッジインバータを
１台のフルブリッジインバータ６で共用することができ
る。本実施例によれば、直流電力を高周波変換するため
のフルブリッジインバータの台数を削減できるという利
点がある。

【００１９】第３の実施例を図４に示す。図３に示す第
２の実施例と異なるところは、複数の高周波トランスの
一次巻線を共通化し、１台の高周波トランス１９から複
数の二次側出力を得るようにしたところにある。本実施
例によれば、高周波トランスを一括化でき、部品点数を
低減できるという利点がある。

【００２０】第４の実施例を図５に示す。第１，第２，
第３の実施例と異なるところは、双方向動作が可能な２
台の絶縁電源を、その出力電圧の極性が同極性になるよ
うに直列接続し、２台の絶縁電源の出力を各々制御する
ようにしたところにある。本実施例によれば、２台の絶
縁電源の出力電圧を加算し、その出力を直流負荷に対し
て出力、あるいは、入力できるため、各絶縁電源の構成
部品を変更することなく、電圧の制御範囲を拡大できる
という利点がある。

【００２１】第５の実施例を図６に示す。第４の実施例
と異なるところは、双方向動作が可能な２台の絶縁電源
を、その出力電圧の極性が逆極性になるように直列接続
したところにある。これにより、２台の絶縁電源の出力
電圧の差電圧が直流負荷に印加される。これにより、特
に、零電圧出力領域の電圧を高精度に制御できる。ここ
で、逆極性に加算される絶縁電源は双方向動作が可能な
直流電源として構成されているため、２台の絶縁電源の
一方で電力を出力し、一方で電力を入力する場合でも、
構成を変化させることなく対応できる。本実施例によれ
ば、零電圧領域を中心として、出力電圧極性を正負に変
化させる場合でも、双方向直流電源を連続的に制御でき
るという利点がある。

【００２２】第６の実施例を図７に示す。本実施例は、
双方向動作が可能な絶縁電源を直列接続したものを並列
に接続したものであり、出力電圧の制御範囲の拡大だけ
でなく、出力電流の制御範囲も拡大できる。本実施例に
よれば、フルブリッジインバータ，高周波トランス，フ
ルブリッジインバータから構成される双方向動作可能な
絶縁電源を、直並列接続することにより、直流負荷の仕
様に応じ、直流電力の入出力が可能な直流電源を構成で
きるという利点がある。

【００２３】第７の実施例を図８に示す。図７に示す第
６の実施例と異なるところは、高周波トランス２８の代
わりに、各フルブリッジコンバータ８，２３，２９，３
４毎に高周波トランス３９，４０，４１，４２を設けた
ところにある。フルブリッジインバータ６から各高周波
トランスへの配線４３を共通バスとして実装することに
より、高周波トランス，フルブリッジコンバータ，ハー
フブリッジコンバータの単位で、共通バスに増設でき
る。本実施例によれば、必要な直流電源に応じて、個別
の高周波トランスを増設できるので、双方向動作が可能
な絶縁電源の組合せを容易に設定できるという利点があ
る。

【００２４】第８の実施例を図９に示す。複数の直流負
荷４４，４５，７４，７５に対して、直列接続された直
流電源を供給する場合の構成を示す。このとき、第１の
フルブリッジインバータ６に対して、第２のフルブリッ
ジインバータ４８を設け、それぞれに、複数の双方向動
作が可能な絶縁電源を接続する。フルブリッジインバー
タ６，４８に対しては、直流電圧Ｖｄｃを配線７８によ
り分配する。本実施例によれば、多数個の直流負荷に対
し、一括して電力を供給あるいは回生することができる
という利点がある。

【００２５】

【発明の効果】本発明によれば、複数の双方向動作が可
能な絶縁電源を直列接続することにより、出力、あるい
は入力する直流負荷の制御範囲を拡大でき、特に、零出
力領域の制御を高精度化できるという利点がある。ま
た、絶縁電源の直列あるいは並列接続により、直流負荷
に応じて、任意の電圧および電流定格の双方向動作が可
能な直流電源を、ビルディングブロック方式で構成でき
るという利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例による直流電源装置の構成。

【図２】第１の実施例の動作波形。

【図３】第２の実施例による直流電源装置の構成。

【図４】第３の実施例による直流電源装置の構成。

【図５】第４の実施例による直流電源装置の構成。

【図６】第５の実施例による直流電源装置の構成。

【図７】第６の実施例による直流電源装置の構成。

【図８】第７の実施例による直流電源装置の構成。

【図９】第８の実施例による直流電源装置の構成。

【符号の説明】

３…直流負荷、６，１０…フルブリッジインバータ、
７，１１…高周波トランス、８…フルブリッジコンバー
タ、１２，１４…ハーフブリッジコンバータ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H730 AA00 AA11 AS01 AS02 AS08 AS17 BB27 BB82 BB83 BB84 BB85 BB89 CC02 DD04 EE04 EE13 EE19 EE21 EE58 EE59 EE72 EE79 FD01 FD31 FG16

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流負荷に対して直流電力を出力、あるい
は、直流負荷から直流電力を入力する双方向動作が可能
な直流電源において、それぞれ高周波絶縁された２つの
直流電源を直列接続し、前記２つの直流電源のうち、一
方を出力電圧が一定の直流電源、一方を出力電圧を正負
に制御可能な直流電源で構成することを特徴とする直流
電源装置。
【請求項２】請求項１において、高周波トランスとフル
ブリッジコンバータとの組合せにより、出力電圧が一定
の直流電源を、また、高周波トランスとハーフブリッジ
コンバータの組合せにより、出力電圧を正負に制御可能
な直流電源を、それぞれ構成することを特徴とする直流
電源装置。
【請求項３】直流負荷に対して直流電力を出力、あるい
は、直流負荷から直流電力を入力する双方向動作が可能
な直流電源において、それぞれ高周波絶縁された２つの
直流電源を直列接続し、両者の出力電圧を同極性で加算
して、直流電力を出力、あるいは、直流電力を入力する
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】直流負荷に対して直流電力を出力、あるい
は、直流負荷から直流電力を入力する双方向動作が可能
な直流電源において、それぞれ高周波絶縁された２つの
直流電源を直列接続し、両者の出力電圧を逆極性で加算
して、直流電力を出力、あるいは、直流電力を入力する
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】直流負荷に対して直流電力を出力、あるい
は、直流負荷から直流電力を入力する双方向動作が可能
な直流電源において、それぞれ高周波絶縁された２つの
直流電源を直列接続し、前記、直列接続された直流電源
を、直列接続単位で並列接続することで、直流電力を出
力、あるいは、直流電力を入力することを特徴とする直
流電源装置。