JP2015070716A

JP2015070716A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: JP2015070716A
Application number: JP2013203513A
Authority: JP
Inventors: 村上　哲; Satoru Murakami; 哲村上; 山田　正樹; Masaki Yamada; 正樹山田; 亮太近藤; Ryota Kondo; 貴昭 ▲高▼原; Takaaki Takahara
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-09-30
Filing date: 2013-09-30
Publication date: 2015-04-13
Anticipated expiration: 2033-09-30
Also published as: JP6201586B2

Abstract

【課題】整流回路を保護するスナバ回路を簡素な回路で構成し、サージが発生するタイミングに応じた制御を行うことによって、安定してサージ電圧を抑制することができるＤＣ／ＤＣコンバータを得る。【解決手段】スナバコンデンサ１０、スナバコンデンサ１０に接続された半導体スイッチ１２ｂ、および半導体スイッチ１２ｂに接続されたチョークコイル１１を有するスナバ回路８を備え、トランス３の二次側のサージ電圧が発生するタイミングに同期させて、スナバ回路８内の半導体スイッチ１２ｂをオンし、スナバコンデンサ１０に蓄積された電力をチョークコイル１１を介して負荷７に回生する。【選択図】図１

Description

この発明は、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特にスイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

従来のＤＣ／ＤＣコンバータは、複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有してトランスの二次側に接続された整流回路とを備え、入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力する。整流回路の出力には平滑コイルおよび平滑コンデンサが接続され、負荷へ直流電圧が出力される。平滑コイルの一端は整流回路の正側に接続されている。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの二次側に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路を備える。スナバ回路は、トランス二次巻線の両端にそれぞれアノードが接続され、カソード同士が接続された２つのダイオードと、２つのダイオードのカソードに接続されたスナバコンデンサおよびスイッチング素子と、スイッチング素子の他端にカソードが接続された還流ダイオードと、同じくスイッチング素子の他端に接続されたリアクトルを有している。リアクトルの他端は、平滑コンデンサの一端、平滑コイルの他端、および負荷の一端に接続されている。コンデンサの他端と還流ダイオードのアノードと平滑コンデンサの他端と負荷の他端とがそれぞれ整流回路の負側に接続されている。トランスの二次側に発生するサージ電圧はダイオードによりスナバコンデンサの電圧にクランプされ、スナバコンデンサに蓄えられたサージ電力は抵抗や降圧コンバータ回路を介して出力側に回生されて有効利用される（例えば、特許文献１参照）。

国際公開ＷＯ２０１２／１０５１１２号公報（第１０−１１頁、第７図）

従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、スナバ回路内のスナバコンデンサの電圧を、整流回路を構成する素子の耐圧以下とするため、スナバコンデンサの電圧をモニタし、基準電圧と比較演算してスナバ回路内に設けたスイッチング回路をパルス制御し、スナバコンデンサに蓄積された電力をリアクトルを介して負荷側に回生していた。このような、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御では、サージ電圧が発生するタイミングとサージを抑制するスナバ回路の制御とが同期しておらず、サージ電力がスナバ回路に高周波で流入してくるため、高応答の制御が必要であるという問題点があった。また、クランプ電圧をモニタする回路が必要であるなど、スナバ回路の構成とスナバ回路の制御とが複雑であるという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、整流回路を保護するスナバ回路を簡素な回路で構成し、サージが発生するタイミングに応じた制御を行うことによって、安定してサージ電圧を抑制することができるＤＣ／ＤＣコンバータを得るものである。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有してトランスの二次側に接続された整流回路と、整流回路の正側にアノードが接続されたダイオード、ダイオードのカソードと整流回路の負側との間に接続されたスナバコンデンサ、ダイオードのカソードに一端が接続された半導体スイッチ、半導体スイッチの他端に一端が接続されたチョークコイル、半導体スイッチの他端にカソードが接続され、整流回路の負側にアノードが接続された還流ダイオード、およびチョークコイルの他端と整流回路の負側との間に接続された平滑コンデンサを有するスナバ回路と、整流回路の正側とチョークコイルの他端との間に接続された平滑コイルと、インバータ内の複数の半導体スイッチング素子およびスナバ回路内の半導体スイッチを制御する制御回路とを備え、制御回路は、トランスの二次側のサージ電圧が発生するタイミングに同期させてスナバ回路内の半導体スイッチをオンし、スナバコンデンサに蓄積された電力をチョークコイルを介して負荷に回生する制御を行うものである。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの二次側のサージ電圧が発生するタイミングに同期させてスナバ回路内の半導体スイッチをオンし、スナバコンデンサに蓄積された電力をチョークコイルを介して負荷に回生するので、整流回路を保護するスナバ回路を簡素な回路で構成し、安定してサージ電圧を抑制することができる。

この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータに入力されるゲート信号および各部の電流・電圧波形を示す図である。この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図である。この発明の実施の形態１におけるトランス二次側の等価回路をモデル化した図である。この発明の実施の形態１におけるトランス二次側に発生する電圧の波形図である。この発明の実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータに入力されるゲート信号および各部の電流・電圧波形を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示した図である。図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源１の電圧Ｖｉｎをトランス３で絶縁された二次側直流電圧に変換し、例えばバッテリ等の負荷７に直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、絶縁されたトランス３と、単相インバータ２と、整流回路４とを備える。

単相インバータ２は、直流電源１の直流電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換するインバータ、つまり直流電力を交流電力に変換するインバータである。単相インバータ２は、トランス３の一次巻線３ａに接続され、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）からなる半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ（Ｓａ〜Ｓｄ）をフルブリッジ構成にしたフルブリッジインバータである。また、半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄとトランス３との聞の交流出力線には共振リアクトル１５が接続され、各半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄにはそれぞれ並列にコンデンサ１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄが接続されており、単相インバータ２は、各半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼ零電圧にできるゼ口電圧スイッチング回路である。

整流回路４は、トランス３の二次巻線３ｂに接続され、半導体素子（整流素子）としてのダイオード４ａ〜４ｄをフルブリッジ構成にしたものである。また、整流回路４の出力には出力平滑用のリアクトルである平滑コイル５と平滑コンデンサ６が接続され、負荷７へ直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス３の二次側に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路８を備える。スナバ回路８は、ダイオード９と、スナバコンデンサ１０と、ＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチ１２ｂと、半導体スイッチ１２ｂに逆並列されたボディダイオード１２ａと、還流ダイオード１３と、チョークコイル１１と、平滑コンデンサ６から構成される。ダイオード９のアノードは、整流回路４の正側であるダイオード４ａ、４ｃのカソードと平滑コイル５との接続点に接続される。ダイオード９のカソードは、スナバコンデンサ１０の一端と半導体スイッチ１２ｂのドレインとの接続点に接続される。半導体スイッチ１２ｂのソースは、還流ダイオード１３のカソードとチョークコイル１１の一端との接続点に接続される。チョークコイル１１の他端は、平滑コンデンサ６の一端と負荷７の正側に接続される。スナバコンデンサ１０の他端は、還流ダイオード１３のアノードと平滑コンデンサ６の他端と負荷７の負側と整流回路４のダイオード４ｂ、４ｄのアノードとに接続される。

更に、ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路の外部には制御回路２０が配置されている。入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、負荷電流Ｉｏｕｔは、それぞれモニタされて制御回路２０へ入力される。制御回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧になるように、単相インバータ２内の半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄへのゲート信号２０ａを出力し、半導体スイッチング素子Ｓａ〜ＳｄのオンＤｕｔｙを制御する。また、制御回路２０は、半導体スイッチング素子Ｓｃへのゲート信号へのゲート信号の立下りタイミング（オフにするタイミング）および半導体スイッチング素子Ｓｄへのゲート信号の立下りタイミングに同期して、半導体スイッチ１２ｂへのゲート信号２０ｂをオンにする。そして、制御回路２０は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、および負荷電流Ｉｏｕｔに応じて半導体スイッチ１２ｂへのゲート信号２０ｂをオフにして、スナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃを制御する。なお、単相インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄ、および半導体スイッチ１２ｂは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。

このように構成されるＤＣ／ＤＣコンバータの動作について説明する。図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータに入力されるゲート信号および各部の電流・電圧波形を示す図である。図２（ａ）は、半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄ、Ｓｂ、Ｓｃへのゲート信号となるゲート信号２０ａである。図２（ｂ）は、本発明を適用しないスナバ回路がない場合のトランス二次側電圧の波形である。図２（ｃ）は、本発明を適用したスナバ回路がある場合のトランス二次側電圧の波形である。図２（ｄ）は、半導体スイッチ１２ｂへのゲート信号となるゲート信号２０ｂである。図２（ｅ）は、チョークコイル１１に流れるリアクトル電流である。図２（ｆ）は、スナバコンデンサ１０に流れるスナバコンデンサ電流である。図２（ｇ）は、スナバコンデンサ１０にかかるスナバコンデンサ電圧である。図２（ｈ）は、還流ダイオード１３に流れる還流ダイオード電流である。なお、図２において、ゲート信号がＨｉｇｈのとき、各半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄ、半導体スイッチ１２ｂはオンし、ゲート信号がＬｏｗのとき、各半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄ、半導体スイッチ１２ｂはオフする。

図２（ａ）に示すように、制御回路２０は、半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄが同時にオンする期間と、半導体スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃが同時にオンする期間とを交互に同じオンＤｕｔｙとなるように単相インバータ２を制御する。この同時にオンする期間であるオン期間Ｔｘに、トランス３の一次側から二次側へ電力が伝送され、トランス３の二次側に電圧が発生する。

図３および図４に、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する電流経路図を示す。半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄが同時オンすると、図３に示す経路で電流が流れて、トランス３の一次側から二次側へ電力が伝送される。また、半導体スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃが同時オンすると、図４に示す経路で電流が流れて、トランス３の一次側から二次側へ電力が伝送される。

半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄの同時オンと、半導体スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃの同時オンとの間には、アーム短絡を防止するためにデッドタイムＴｄを要するため、１周期をＴとすると、オン期間Ｔｘは、
Ｔｘ≦Ｔ／２―Ｔｄ
となる。なお、（２Ｔｘ／Ｔ）がオンＤｕｔｙとなる。

また、トランス３の二次側巻線３ｂに発生する平均電圧Ｖａｖｅは、トランス３の巻線比をＮとすると、入力電圧Ｖｉｎ、オンＤｕｔｙを用いて次の式にて示される。
Ｖａｖｅ＝Ｖｉｎ・Ｎ・（２Ｔｘ／Ｔ）

すなわち、平均電圧Ｖａｖｅを増加させる場合、オン期間Ｔｘが（Ｔ／２―Ｔｄ）以下の範囲でオンＤｕｔｙを大きくするように半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを制御する。また、平均電圧Ｖａｖｅを低下させる場合、オンＤｕｔｙを小さくするように半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを制御する。

このように、半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄの同時オンと、半導体スイッチング素子Ｓｂ、Ｓｃの同時オンとを交互に繰り返すと、図３、図４に示すように正負の向きが反転してトランス３の二次側に電流が流れる。スナバ回路８は、トランス３の二次側に設けられて、トランス３の漏洩インダクタンスや回路のインダクタンス成分により転流時にトランス３に発生するサージ電圧を抑制し、図２（ｃ）に示すように、トランス３の二次側には良好な波形の電圧が発生する。なお、図２（ｂ）にスナバ回路８のようなスナバ回路無しの場合の電圧波形を比較例として併せて図示した。スナバ回路無しの比較例では、トランス３の二次巻線に電圧が発生する立ち上がり時、すなわちトランス３がオンする際にサージ電圧が発生している。

ここで、スナバ回路８の動作の詳細について以下に説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータが起動すると、スナバコンデンサ１０は、平滑コイル５と平滑コンデンサ６とにより平滑された電圧Ｖｏｕｔで、チョークコイル１１およびダイオード１２ａを介して初期充電される。また、スナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃがトランス３の二次側電圧よりも低いと、トランス３の二次巻線３ｂからダイオード９を介してスナバコンデンサ１０に電流が流入して充電される。

トランス３の二次側電圧にサージ電圧が発生し、そのサージ電圧がスナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃを超えると、トランス３の二次巻線３ｂからダイオード９を介してスナバコンデンサ１０にサージ電流が流入し、トランス３の二次側電圧はスナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃにクランプされると共に、サージ電流はスナバコンデンサ１０に充電される。このように、トランス３の二次側に発生するサージ電圧はスナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃでクランプされ、整流回路４は保護される。なお、実際にはトランス３の二次側電圧は、スナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃにダイオード９の順方向電圧を加えた電圧となる。

トランス３の二次側に発生するサージ電圧の大きさについて以下に説明する。図５に、トランス３の二次側をモデル化した等価回路図を示す。また、図６に、トランス３の二次側に発生する電圧の波形図を示す。図５に示すように、整流素子が接続されるトランス３の二次側の等価回路は、トランス３の漏れインダクタンスや回路のＬ、トランス３の抵抗成分Ｒ、トランス３および二次側整流素子の寄生容量Ｃの直列回路でモデル化される。トランス３の転流時に二次側に生じる過渡的な電圧が、この直列回路に印加され振動周期を伴うサージ電圧が発生する。トランス３の二次側の電圧Ｖａｖｅ、電流Ｉｏｕｔは、時間ｔで変化し、次式のように表される。

ここで、Ｋは係数であり、式中のａ、ｂは次式から求める。

このようなトランス３の二次側の電圧Ｖがサージ電圧であり、図６に示すような電圧振動を伴う電圧波形となる。この電圧振動はスナバ回路８内のスナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃでクランプされるため、コンデンサ電圧Ｖｃ以上の振動成分３０による電力がスナバ回路８に入力されることになる。図６に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２の間で電圧Ｖの振動成分３０がコンデンサ電圧Ｖｃ以上となり、サージ電力としてスナバ回路８に入力される。

また、図２に示すように、トランス３の二次側にサージ電圧が発生する前、つまりサージ電圧が発生していないときに、スナバ回路８の半導体スイッチ１２ｂをオンし、スナバコンデンサ１０の電荷をあらかじめ引き抜き、スナバコンデンサ１０に蓄積された電力をチョークコイル１１を介して負荷７に回生しておく。サージ電流の充電によりスナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃが上昇しても、半導体スイッチ１２ｂをオンすることによって、トランス３の二次側に発生するサージ電力をチョークコイル１１を介して負荷７に回生し、スナバ回路８に流入するサージ電力と負荷７に回生する電力との関係から、スナバコンデンサ１０のサージ電圧を一定以下に抑制することができる。

このようにスナバ回路８に流入される電力（単位時間当たり）は、スナバ回路８の損失を無視するとコンデンサ電圧Ｖｃでクランプされたサージ電力と、チョークコイル１１を介して回生される電力とが等しくなるので、チョークコイル１１のインダクタンスをＬ、半導体スイッチ１２ｂがオンする時間をＴｓｗとすると次式で表される。

このことは、半導体スイッチ１２ｂのオン時間をフィードバック制御等しなくても、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎや負荷電圧Ｖｂａｔ、負荷電流Ｉｏｕｔがわかれば、スナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃをモニタして、半導体スイッチ１２ｂのオン時間が設定でき、スナバコンデンサ１０の電圧を一義的に設定できることを意味する。

次に、半導体スイッチ１２ｂをオンするタイミングについて説明する。トランス３の二次側のサージ電圧が発生するタイミングに同期させて半導体スイッチ１２ｂをオンするようにする。半導体スイッチ１２ｂをオンするタイミングは、半導体スイッチ１２ｂのオン時間の遅れ等によるスナバコンデンサの１０の電圧上昇を考慮するとトランス３の二次側電圧が生じる前（トランス３の二次側電圧が発生していないとき）にオンさせておくことが望ましい。図２（ａ）、（ｄ）に示すように、単相インバータ２の複数の半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄのうちのトランス３の一次側の負側に接続された半導体スイッチング素子である半導体スイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄの立下りタイミングに同期させて、スナバ回路８の半導体スイッチ１２ｂをオンするものである。単相インバータ２のスイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄのオフタイミングにスナバ回路８の半導体スイッチ１２ｂのオンタイミングを同期させると、トランス３の二次側電圧よりデッドタイムＴｄだけ早く半導体スイッチ１２ｂをオンさせることができる。

半導体スイッチ１２ｂのオン時間すなわち半導体スイッチ１２ｂをオフさせるタイミングは、スナバコンデンサ１０の電圧Ｖｃを設定したい電圧に応じたＴｓｗ分だけオンさせた後オフすればよい。

以上のように、本実施の形態では、トランス３の二次側に、ダイオード９と、スナバコンデンサ１０と、チョークコイル１１と、ボディダイオード１２ａが逆並列接続された半導体スイッチ１２ｂ、還流ダイオード１３と平滑コンデンサ６とから成るスナバ回路８を備え、半導体スイッチ１２ｂをオンオフ制御することで、トランス３の二次側に発生するサージ電力をチョークコイル１１を介して負荷７に回生し、スナバ回路８に流入するサージ電力と負荷７に回生する電力との関係から、スナバコンデンサ１０のサージ電圧を一定以下に制御することができる。

また、サージ電圧に同期して半導体スイッチ１２ｂをオンすることで安定したクランプ電圧を得ることができる。また、トランス３の二次側にサージ電圧が発生する前に半導体スイッチ１２ｂをオンすることで、制御の遅延やスイッチング遅れ等の影響によらず安定したクランプ電圧を得ることができる。

また、このような構成によって、スナバコンデンサ１０の電圧を一定電圧以下にすることができるため、スナバコンデンサ１０の電圧をモニタする回路やスイッチング素子１２ａをオンするタイミングを別途設定する必要がなく、既に存在する単相インバータ２のスイッチングタイミングを利用することで、安定したサージ電圧制御を簡素な回路で実現でき、サージ電力を負荷側に回生できるためＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を向上できる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。図７は、この発明の実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータに入力されるゲート信号および各部の電流・電圧波形を示す図である。図７（ａ）は、半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄ、Ｓｂ、Ｓｃへのゲート信号となるゲート信号２０ａである。図７（ｂ）は、本発明を適用しないスナバ回路がない場合のトランス二次側電圧の波形である。図７（ｃ）は、本発明を適用したスナバ回路がある場合のトランス二次側電圧の波形である。図７（ｄ）は、半導体スイッチ１２ｂへのゲート信号となるゲート信号２０ｂである。図７（ｅ）は、チョークコイル１１に流れるリアクトル電流である。図７（ｆ）は、スナバコンデンサ１０に流れるスナバコンデンサ電流である。図７（ｇ）は、スナバコンデンサ１０にかかるスナバコンデンサ電圧である。図７（ｈ）は、還流ダイオード１３に流れる還流ダイオード電流である。

本実施の形態の回路構成は実施の形態１と同様である。本実施の形態では、図７（ａ）、（ｄ）に示すように、制御回路２０は、単相インバータ２の複数の半導体スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄのうちのトランス３の一次側の正側に接続された半導体スイッチング素子である半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂの立下りタイミングに同期させて、スナバ回路８の半導体スイッチ１２ｂをオンする。本実施の形態においても、図７（ｄ）〜（ｇ）に示すように、実施の形態１と同様に、トランス３の二次側にサージ電圧が発生する前にスナバ回路８の半導体スイッチ１２ｂをオンし、スナバコンデンサ１０の電荷をあらかじめ引き抜き、スナバコンデンサ１０に蓄積された電力をチョークコイル１１を介して負荷７に回生しておく。トランス３の二次側にサージ電圧が発生しても、トランス３の二次側に発生するサージ電圧をコンデンサ電圧Ｖｃでクランプして整流回路４を保護してサージ電力をスナバコンデンサ１０に蓄電し、そのサージ電力をチョークコイル１１を介して出力側に回生して有効利用することができる。

また、制御回路２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、負荷電流Ｉｏｕｔに応じてゲート信号２０ｂを出力して半導体スイッチ１２ｂを制御し、コンデンサ電圧Ｖｃを一定電圧範囲内に制御することができる。

１直流電源、２単相インバータ、３トランス、３ａ一次巻線、
３ｂ二次巻線、４整流回路、４ａ〜４ｄ半導体素子としてのダイオード、
５平滑コイル、７負荷、８スナバ回路、９ダイオード、
１０スナバコンデンサ、１１チョークコイル、１２ａダイオード、
１２ｂ半導体スイッチ、１３還流ダイオード、１４ａ〜１４ｄコンデンサ、
２０制御回路、２０ａ，２０ｂゲート信号、Ｓａ〜Ｓｄ半導体スイッチング素子。

Claims

入力された直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、
複数の半導体素子を有して前記トランスの二次側に接続された整流回路と、
前記整流回路の正側にアノードが接続されたダイオード、
前記ダイオードのカソードと前記整流回路の負側との間に接続されたスナバコンデンサ、
前記ダイオードのカソードに一端が接続された半導体スイッチ、
前記半導体スイッチの他端に一端が接続されたチョークコイル、
前記半導体スイッチの他端にカソードが接続され、前記整流回路の負側にアノードが接続された還流ダイオード、
および前記チョークコイルの他端と前記整流回路の負側との間に接続された平滑コンデンサを有するスナバ回路と、
前記整流回路の正側と前記チョークコイルの他端との間に接続された平滑コイルと、
前記インバータ内の前記複数の半導体スイッチング素子および前記スナバ回路内の前記半導体スイッチを制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記トランスの二次側のサージ電圧が発生するタイミングに同期させて前記スナバ回路内の前記半導体スイッチをオンし、前記スナバコンデンサに蓄積された電力を前記チョークコイルを介して前記負荷に回生する制御を行うことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記制御回路は、前記インバータ内の前記複数の半導体スイッチング素子のうちの少なくとも一つの半導体スイッチング素子のオフのタイミングに同期させて、前記スナバ回路内の前記半導体スイッチをオンする制御を行うことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記制御回路は、前記トランスの二次側電圧が発生していないときに、前記スナバ回路内の前記半導体スイッチをオンする制御を行うことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記インバータは、フルブリッジインバータであり、
前記制御回路は、前記フルブリッジインバータの前記複数の半導体スイッチング素子のうちの前記トランスの一次側の正側に接続された半導体スイッチング素子のオフのタイミングに同期させて、前記スナバ回路内の前記半導体スイッチをオンする制御を行うことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記インバータは、フルブリッジインバータであり、
前記制御回路は、前記フルブリッジインバータの前記複数の半導体スイッチング素子のうちの前記トランスの一次側の負側に接続された半導体スイッチング素子のオフのタイミングに同期させて、前記スナバ回路内の前記半導体スイッチをオンする制御を行うことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記制御回路は、前記スナバ回路内の前記半導体スイッチのオン時間を、前記インバータの入力電圧、前記負荷の直流電圧、および前記負荷への出力電流の関係に基づいて設定し、前記スナバコンデンサに蓄積された電力を前記負荷に回生する制御を行うことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。