JP2017169256A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トランスの二次側に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路において、スナバ用コンデンサに溜まった電荷を放出する際に整流回路に瞬間的に大電流が流れることを防止する。【解決手段】スナバ回路２２は、コンデンサ２２１とダイオード２２２との直列回路と、ダイオード２２２に並列接続された、スイッチング素子２２３と限流用リアクトル２２５との直列回路と、ダイオード２２６と、を含む。一次側のスイッチング回路の全てのスイッチング素子１１１〜１４１がオフした状態において、サージ電圧によって充電されたコンデンサ２２１の両端電圧が整流回路２１の両端電圧よりも高い状態でスイッチング素子２２３がターンオンされると、該スイッチング素子２２３、コンデンサ２２１を経て整流回路２１に流れる電流は限流用リアクトル２２５により制限される。【選択図】図１

Description

本発明は、トランスによって一次側回路と二次側回路とが電気的に絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関し、さらに詳しくは、スイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路を二次側回路に設けたＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、小型・軽量でありながら高効率であるという特徴を有しており、近年、様々な電子機器や装置の電源として広く利用されている。

一般的なＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、トランスを用いて一次側回路と二次側回路とが電気的に絶縁された構成を有しており、一次側回路には、直流電源から供給される直流電圧をスイッチングするスイッチング回路が設けられている。そのスイッチング回路におけるスイッチング動作によって、トランスの一次巻線に交流電圧が印加される。一次巻線に交流電圧が印加されることで、トランスの巻数比に応じた電圧が二次巻線に誘起される。そして、二次巻線に誘起された交流電圧がダイオードブリッジなどの整流回路により整流されたあと、フィルタ回路により平滑され、直流出力電圧、直流出力電流として負荷に供給される。

二次側回路の整流回路はトランスから出力された交流電圧を整流している。この整流回路のダイオードがオン状態からオフ状態に移行するとき、二次側回路にはトランスの漏れインダクタンスと上記ダイオードの逆回復時間及び該ダイオードの寄生容量に起因して発生するサージ電圧が発生する。このサージ電圧が整流回路のダイオードの耐電圧を超えると、ダイオードが破損に至るおそれがある。そのため、サージ電圧が大きいと、それだけ耐電圧の大きなダイオードを整流回路に用いる必要がありコストが高くなる。

こうしたことから、サージ電圧を抑制するために二次側回路にスナバ回路を設けたＤＣ−ＤＣコンバータ装置が従来知られている。
図５は、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における二次側回路の構成図である。トランス２０の一次巻線２０１は図示しない一次側回路に接続され、二次巻線２０２は二次側回路に含まれるダイオードブリッジ構成の整流回路２１に接続され、整流回路２１の後段には、リアクトル２４とコンデンサ２５とから成るＬＣフィルタが接続されている。このコンデンサ２５の両端が出力端であり、出力端に負荷２６が接続されている。

スナバ回路４２は、トランス２０の二次巻線２０２の両端にそれぞれアノードが接続されたダイオード４２１、４２２と、それらダイオード４２１、４２２の共通のカソードと整流回路２１の高電圧側出力との間に接続されたダイオード４２３と、その共通のカソードと整流回路２１の低電圧側出力との間に接続されたコンデンサ４２４と、その共通のカソードとリアクトル２４の出力側端との間に接続された抵抗４２５と、から構成される。

このＤＣ−ＤＣコンバータ装置が動作し始めると、上述したようにトランス２０の二次巻線２０２の両端には方形波電圧が現れる。スナバ回路４２において、ダイオード４２１、４２２のアノードはそれぞれ二次巻線２０２の両端に接続されており、コンデンサ４２４にはダイオード４２１又は４２２を通して電流が流入し該コンデンサ４２４は充電される。そのため、コンデンサ４２４の両端電圧は二次巻線２０２の両端に発生する方形波電圧の波高値にほぼ固定される。即ち、コンデンサ４２４は基本的に定電圧源として機能する。

トランス２０の漏れインダクタンスと整流回路２１内のダイオードの逆回復時間、及びそのダイオードの寄生容量に起因して、整流回路２１の高電圧側出力と低電圧側出力との間にサージ電圧が発生すると、ダイオード４２３を通してコンデンサ４２４にサージ電流が流入する。このため、上記サージ電圧はコンデンサ４２４の充電電圧にクランプされ、該コンデンサ４２４に充電される。この充電によってコンデンサ４２４の電圧が上昇すると、ダイオード４２３によりコンデンサ４２４の放電が阻止されると共に、その電圧上昇分のエネルギは抵抗４２５を介して平滑用のコンデンサ２５に放出される。これによって、スナバ回路４２はサージ電圧を抑制することができ、放電阻止スナバとして動作する。

上記ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、該装置が固定電圧出力電源であるなど、出力端電圧が略一定であるときに有用な回路である。しかしながら、出力電圧を大きく可変する必要がある場合には不向きである。何故なら、コンデンサ４２４の両端電圧は二次巻線２０２の両端に発生する方形波電圧の波高値でほぼ決定されるので、出力電圧が０Ｖ近くまで下げられると、コンデンサ４２４の放電のための抵抗４２５両端の電位差が大きくなり、該抵抗４２５での発熱が問題となるからである。

これに対し、出力電圧の可変幅を広げることができるＤＣ−ＤＣコンバータ装置が特許文献２に開示されている。図６はこのＤＣ−ＤＣコンバータ装置における二次側回路の構成図である。この構成では、図５に示した例と同様のダイオードブリッジ構成である整流回路２１と、リアクトル２４とコンデンサ２５とから成るＬＣフィルタとの間に設けられたスナバ回路５２は、放電阻止用のダイオード５２１とコンデンサ５２２との直列回路と、該ダイオード５２１と並列に接続された回生用のスイッチング素子５２３とを含む。スイッチング素子５２３は、図示しない一次側回路のスイッチング回路に含まれるスイッチング素子がいずれもオフ状態であるとき、つまりはデッドタイムである期間中の一部でオンするように駆動される。

このＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、図５に示した回路と同様に、整流回路２１の高電圧側ラインと低電圧側ラインとの間にサージ電圧が発生すると、ダイオード５２１を通してコンデンサ５２２にサージ電流が流入し、コンデンサ５２２は充電される。一方、充電されたコンデンサ５２２の放電は回生用のスイッチング素子５２３を通して行われる。即ち、整流回路２１が環流動作期間であるときにスイッチング素子５２３がオンされると、リアクトル２４の定電流作用によりコンデンサ５２２に蓄えられていたエネルギはスイッチング素子５２３を通して放出される。スイッチング素子５２３のオン抵抗はごく小さいので、この抵抗の発熱による損失は殆どない。

しかしながら、図６に示したＤＣ−ＤＣコンバータ装置では次のような問題がある。
上述のように、整流回路２１の高電圧側出力と低電圧側出力との間にサージ電圧が発生し、ダイオード５２１を通じてコンデンサ５２２の電圧にクランプされ、その後、ダイオード５２１が放電阻止状態であるとき、トランス２０の漏れインダクタンスとダイオードの寄生容量による振動電圧が整流回路２１の高電圧側出力と低電圧側出力と間に減衰振動として現れる場合がしばしばある。この場合、コンデンサ５２２の両端電圧が整流回路２１の両端電圧よりも大きくなった状態であるときにスイッチング素子５２３がオンされると、コンデンサ５２２からスイッチング素子５２３を通して整流回路２１内のダイオードの寄生容量側へと電流が流れてしまう場合があり、その分、電源の効率が低下することになる。また、上記電流の経路には電流を制限する回路部品が存在しないため、瞬間的に大きな電流が流れてしまい、その電流経路上の各回路部品にダメージを与えるおそれがある。

特開２０１３−７４７６７号公報 国際公開第２０１０／０６７６２９号

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、広い可変幅の出力電圧に対応しつつ、サージ電圧が発生した際にそのスパイク状の電圧部分のみを吸収することでエネルギ損失の少ないサージ電圧抑制を行うことが可能なスナバ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、スナバ回路中のコンデンサの両端電圧がその前段の整流回路の両端電圧よりも高くなった場合でも、該コンデンサから整流回路に大きな電流が流れることを回避し、効率の改善と回路部品へのダメージの低減を図ることをその目的としている。

上記課題を解決するためになされた本発明は、直流電源と、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、スイッチング素子を含み、前記直流電源から供給された直流電圧をスイッチングして前記一次巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、前記二次巻線に接続された、複数の整流用ダイオードを含む整流回路と、該整流回路の出力端に接続された、リアクトルを含む平滑回路と、を具備し、前記一次巻線に印加された交流電圧によって前記二次巻線に誘起された交流電圧を前記整流回路及び前記平滑回路により平滑化して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
a)前記整流回路と前記平滑回路との間に介挿され、該整流回路に並列に接続されたスナバ回路と、
b)前記主スイッチング素子と後記スナバ用スイッチング素子とをそれぞれオン・オフ動作させる駆動制御部と、
を備え、前記スナバ回路は、
a1)スナバ用コンデンサと順方向接続であるスナバ用の第１のダイオードとの直列回路であり、前記整流回路に並列に接続された第１の直列回路と、
a2)スナバ用スイッチング素子と限流用リアクトルとの直列回路であり、前記第１のダイオードに並列に接続された第２の直列回路と、
a3)前記スナバ用スイッチング素子と前記限流用リアクトルとの接続点と、前記第１の直列回路の高電圧側端部との間に、該接続点から該高電圧側端部に向かって順方向に接続された第２のダイオードと、
を含み、
前記駆動制御部は、前記スナバ用の第１のダイオードを通して前記スナバ用コンデンサを充電したあと、前記主スイッチング素子がオフ状態であるときに所定期間、前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させることで、前記スナバ用コンデンサに溜まった電荷を前記第２の直列回路を通して放出することを特徴としている。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、トランスの一次巻線に接続される一次側回路の構成は特に問わず、例えば上記スイッチング回路は４個の主スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路でも、２個の主スイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路でもよく、さらにはプシュプル回路やフォワード回路であってもよい。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、整流用ダイオードのターンオフ及び該ダイオードの寄生容量に起因するサージ電圧が整流用ダイオードに発生すると、サージ電流が第１の直列回路に流れスナバ用コンデンサにサージ電流が流入する。これにより、サージ電流はスナバ用コンデンサに充電され、整流回路の両端電圧は所定のレベルでクランプされる。駆動制御部は、トランスの一次巻線に交流電圧を印加するために主スイッチング素子をオン・オフ駆動するが、主スイッチング素子を全てオフしているデッドタイムの期間中に所定時間だけ、スナバ用スイッチング素子をオン動作させる。スナバ用スイッチング素子がオン状態になると、スナバ用コンデンサに充電されていたサージ電圧に由来するエネルギが第２の直列回路を通して放出される。

スナバ用スイッチング素子がターンオンされるときにスナバ用コンデンサの両端電圧が整流回路の両端電圧よりも低ければ、スナバ用コンデンサから放出されたエネルギによる電流は負荷に回生される。一方、スナバ用スイッチング素子がターンオンされるときにスナバ用コンデンサの両端電圧が整流回路の両端電圧よりも高いと、スナバ用コンデンサから放出されたエネルギによる電流の少なくとも一部は第２の直列回路から整流回路内のダイオードの寄生容量に流れようとする。しかしながら、この第２の直列回路中には限流用リアクトルが配置されているため、整流回路内のダイオードの寄生容量に流れる電流は制限される。それによって、過大な電流が整流回路に流れることを回避することができる。そのあと、スナバ用スイッチング素子がターンオフされると、限流用リアクトルはそれまでに蓄積されていたエネルギに基づく電流を流し続けようとする。この電流は第２のダイオードを通して負荷へと回生される。そのため、スナバ用コンデンサから放出されたエネルギの一部は負荷に回生され、有効に利用されることになる。

なお、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、駆動制御部は、デッドタイム毎にスナバ用スイッチング素子をオンさせる必要はなく、例えば、所定回数のデッドタイム毎に１回だけスナバ用スイッチング素子をオンさせるようにしてもよい。例えばデッドタイム毎にスナバ用スイッチング素子をオンさせるようにすると、そのオン時間（上記所定時間）をかなり短くする必要がある場合もあるが、複数回のデッドタイム毎に１回、スナバ用スイッチング素子をオンさせるようにすれば、１回のオン時間を或る程度長くすることができ、それによって制御を容易にすることができる。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置によれば、スナバ用コンデンサに蓄積されたエネルギは有効に負荷に回生される。また、主スイッチング素子を全てオフしているデッドタイムの期間中、サージ電流の流入によってスナバ用コンデンサの両端電圧が整流回路の両端電圧よりも高くなった状態で該コンデンサに蓄えられた電荷を放出するためにスナバ用スイッチング素子がオンされたときにも、スナバ回路から整流回路に流れる過大な電流を抑制することができる。それによって、電源効率を改善することができると共に、整流回路に含まれるダイオード等の回路部品にダメージが与えられることを防止することができる。さらにまた、そうした過大な電流を抑制する際に限流用リアクトルに蓄積されたエネルギも有効に負荷へと回生されるため、一層、電源効率の改善に繋がる。

本発明の一実施例であるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成図。 本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における基本的な動作タイミング及び波形図。 本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、限流用リアクトルが機能せず、オフ状態にあるダイオードの寄生容量に流れる電流が抑制されない場合の波形図。 本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、限流用リアクトルが機能し、オフ状態にあるダイオードの寄生容量に流れる電流が抑制される場合の波形図。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一例の構成図。 図５とは異なる従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一例の構成図。

本発明の一実施例であるＤＣ−ＤＣコンバータ装置について、添付図面を参照して説明する。
図１は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成図、図２は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における動作タイミング及び波形図である。

絶縁されたトランス２０の一次巻線２０１に接続されている一次側回路１は、直流電源１０と、複数（４個）のパワーＭＯＳＦＥＴ等の第１乃至第４の主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１を含むフルブリッジ構成であるスイッチング回路と、を有し、第１〜第４の主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１にはそれぞれ逆並列にダイオード１１２、１２２、１３２、１４２が接続されている。トランス２０の一次巻線２０１は、第１の主スイッチング素子１１１と第２の主スイッチング素子１２１との接続点と、第３の主スイッチング素子１３１と第４の主スイッチング素子１４１との接続点と、の間に接続されている。第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１は、駆動制御部３０からの制御信号に基づいて主スイッチング素子駆動部３１により生成される駆動信号によりそれぞれオン・オフ制御される。

トランス２０の二次巻線２０２に接続された二次側回路２は、整流回路２１、スナバ回路２２、ＬＣフィルタ回路２３、を含む。即ち、トランス２０の二次巻線２０２の両端は、４個のダイオード２１１、２１２、２１３、２１４をフルブリッジ構成した整流回路２１に接続されており、この整流回路２１により整流された出力電圧は、リアクトル２４とコンデンサ２５とを含む平滑回路であるＬＣフィルタ回路２３に入力され、該ＬＣフィルタ回路２３で平滑化されて負荷２６に出力される。整流回路２１とＬＣフィルタ回路２３との間には、整流回路２１のダイオード２１１〜２１４の両端に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路２２が設けられている。なお、この４個のダイオード２１１、２１２、２１３、２１４にはそれぞれ、図示しない寄生容量が含まれる。

スナバ回路２２は、スナバ用コンデンサ２２１とスナバ用の第１のダイオード２２２とが直列に接続された第１の直列回路と、第１のダイオード２２２の両端（アノード−カソード端子）間に接続された、スナバ用スイッチング素子２２３と限流用リアクトル２２５とが直列に接続された第２の直列回路と、スナバ用スイッチング素子２２３と限流用リアクトル２２５との接続点Ａと整流回路２１の高電圧側ラインとの間に、前者から後者に向けて順方向に接続された第２のダイオード２２６と、を含む。なお、図１中、スナバ用スイッチング素子２２３のソース−ドレイン間に接続されているダイオード２２４は該スイッチング素子２２３のボディダイオードである。このスナバ用スイッチング素子２２３は、駆動制御部３０からの制御信号に基づいてスナバ用スイッチング素子駆動部３２により生成される駆動信号によりオン・オフ制御される。

駆動制御部３０は後述する特徴的な動作を実施するために、ＣＰＵや制御用プログラムが格納されたメモリ（例えばフラッシュＲＯＭ）などを備えるようにすることができる。

次に、図２を参照し、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における電力変換動作を説明する。
なお、図２では、主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１、スナバ用スイッチング素子２２３をそれぞれＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５と称し、ダイオード２１１、２１２、２１３、２１４、２２６をそれぞれＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５と称する。

駆動制御部３０からの指示に基づき主スイッチング素子駆動部３１は、フルブリッジ回路の異なるアームに含まれる２個の主スイッチング素子１１１、１４１のゲート端子に図２（ａ）に示す駆動信号を与え、同様に異なるアームに含まれる２個の主スイッチング素子１２１、１３１のゲート端子に図２（ｂ）に示す駆動信号を与える。ここでは一例として、スイッチング制御の１サイクルは８０kHzであり、第２、第３の主スイッチング素子１２１、１３１に与えられる駆動信号は、第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１に与えられる駆動信号に対して１８０°だけ位相が遅れている。これら駆動信号がハイレベルであるときに第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１はオン状態となる。つまり、第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１の組と第２、第３の主スイッチング素子１２１、１３１の組とは、いずれもがオフ状態である所定のデッドタイムを挟んで交互にオン状態となる。もちろん、１サイクルの周波数はこれに限らない。

図２の（ｃ）は第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１のドレイン−ソース間電圧、（ｄ）はトランス２０の一次巻線２０１に流れる電流、(ｅ）はスナバ用スイッチング素子駆動部３２からスナバ用スイッチング素子２２３のゲート端子に印加される電圧、（ｆ）は整流回路２１のダイオード２１１、２１４に流れる電流、（ｇ）は整流回路２１のダイオード２１２、２１３に流れる電流、（ｈ）はスナバ用コンデンサ２２１の両端電圧、（ｉ）はダイオード２１２、２１３のアノード−カソード間電圧、 (ｊ）はスナバ用コンデンサ２２１の充電／放電電流、（ｋ）は第２のダイオード２２６に流れる電流、をそれぞれ示す波形である。

時刻ｔ₀の直前には、第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１は全てオフ状態であり、このとき、それ以前に平滑用リアクトル２４に蓄積されているエネルギに基づいて、整流回路２１の各ダイオード２１１〜２１４と第２のダイオード２２６にはそれぞれ平滑用のリアクトル２４に流れる電流Ｉ_Lの略１／３の電流が流れている（図２（ｆ）、（ｇ）、（ｋ）参照）。

時刻ｔ₀において第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１のゲート端子に印加される駆動信号が立ち上がって該主スイッチング素子１１１、１４１が共にターンオンすると、トランス２０の一次巻線２０１には所定方向（図１中では上から下向き）に電流が流れ始める。図２（ｄ）はこのときの電流の向きを正極性で示している。トランス２０の二次巻線２０２の両端には巻数比に応じた電圧が誘起され、図２（ｆ）に示すように、ダイオード２１１、２１４に流れる電流はＩ_L／３から増加し始める。これと反対に、図２（ｇ）に示すように、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はＩ_L／３から減少し始める。時刻ｔ₁においてダイオード２１１、２１４に流れる電流はＩ_Lに達する一方、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はゼロとなり、該ダイオード２１２、２１３はカットオフ状態となる。

ただし、オフしようとしているダイオード２１２、２１３についてはリカバリー時間が存在するために、少しの間（時刻ｔ₂になるまで）、ダイオード２１１、２１４に流れる電流は増加し続け、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はゼロ以下まで減少し続ける。ダイオード２１２、２１３の電流がゼロ以下になるということは、カソードからアノードに向けて電流が逆流することを意味する。そのため、ダイオード２１１〜２１４にリカバリー電流（短絡電流）が流れると共に、トランス２０の漏れインダクタンスにエネルギが蓄積される。

スナバ回路２２が設けられていない場合、時刻ｔ2〜ｔ3の期間中に、ダイオード２１２、２１３が逆電流阻止能力を回復し始めると、トランス２０の漏れインダクタンスのエネルギと上記ダイオード２１１〜２１４の寄生容量とに起因する大きな振動サージ電圧が発生する。これに対し、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、整流回路２１の両端間（高電圧側ラインと低電圧側ラインとの間）にサージ電圧が発生すると、第１のダイオード２２２を介してスナバ用コンデンサ２２１に充電電流が流れ（図２（ｊ）参照）、それにより該コンデンサ２２１の両端電圧は充電された分だけ上昇する。即ち、転流に伴い発生する振動サージ電圧のスパイク状の部分はスナバ用コンデンサ２２１に吸収され（図２（ｈ）参照）、整流回路２１のダイオード２１１、２１４の両端電圧は図２（ｉ）に示すように、立ち上がり直後が略平坦にクランプされる。これにより、サージ電圧がダイオード２１１〜２１４に印加されることを回避することができる。

上述したようにサージ電圧がスナバ用コンデンサ２２１に吸収され、時刻ｔ3において、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はゼロに戻る。他方、ダイオード２１１、２１４に流れる電流はＩ_Lになる。しかしながら、電流Ｉ_Lには上述したトランス２０の漏れインダクタンスとダイオード２１１〜２１４の寄生容量に起因する減衰振動波形が重畳する。この電流はＬＣフィルタ回路２３により平滑されて負荷２６に供給される。ここで、スナバ用コンデンサ２２１の充電電圧は第１のダイオード２２２の極性のために放電が阻止されるので、クランプされた電圧に保持される。また、整流回路２１のダイオード２１２、２１３の両端電圧には、電流Ｉ_Lと同様に、上記漏れインダクタンスとダイオード２１１〜２１４の寄生容量に起因する減衰振動波形が重畳される。

時刻ｔ4において、第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１のゲート端子に印加される駆動信号が立ち下がって該主スイッチング素子１１１、１４１が共にターンオフすると、第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１が全てオフした状態、つまりデッドタイム期間となる。このデッドタイム期間中の所定時間、図２（ｅ）に示すようなスナバ用スイッチング素子駆動部３２からの駆動信号によってスナバ用スイッチング素子２２３がオン状態になると、第１のダイオード２２２に並列である、スイッチング素子２２３及び限流用リアクトル２２５を介した電流経路が形成される。それによって、スナバ用コンデンサ２２１に蓄えられたサージ電圧に起因するエネルギは該コンデンサ２２１からリアクトル２４の定電流作用によって電流Ｉ_Lとして放出され、スナバ用スイッチング素子２２３、限流用リアクトル２２５、ＬＣフィルタ回路２３に含まれる平滑用リアクトル２４等を含む経路を介して負荷２６に回生される。これによって、スナバ用コンデンサ２２１の充電電圧は下がる。

ただし、スナバ用スイッチング素子２２３がオン状態になったときにスナバ用コンデンサ２２１の両端電圧と整流回路２１の両端間の振動電圧との差が大きい場合、スナバ用コンデンサ２２１に蓄えられたエネルギ由来の電流の少なくとも一部が整流回路２１に含まれるダイオード２１１〜２１４の寄生容量に流れてしまう。仮に限流用リアクトル２２５がない（短絡されている）とすると、瞬間的に大きな電流がダイオード２１１〜２１４に流れ、これらにダメージを与えるおそれがある。これに対し、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、限流用リアクトル２２５がスナバ用スイッチング素子２２３と直列に接続され、上述した第２の直列回路を構成している。それによって、整流回路２１に含まれるダイオード２１１〜２１４に流れる電流を減らし、これら回路部品にダメージを与えることを回避することができる。

時刻ｔ6において、スナバ用スイッチング素子２２３がターンオフされると該スイッチング素子２２３を通した電流の流れは阻止される。このとき、限流用リアクトル２２５にはエネルギが蓄積されていて該エネルギに基づいた電流をそれまでと同じ方向に流し続けようとする。この電流はスイッチング素子２２３を通ることはできないが、その代わりに、第２のダイオード２２６を通して整流回路２１の高電圧側ラインに流れる。これにより、この電流は平滑用リアクトル２４等を通して負荷２６に回生され、サージ電圧に由来するエネルギを有効に利用することができる。

本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、上記限流用リアクトル２２５の有無による波形の比較を図３及び図４に示す。図３は限流用リアクトル２２５を短絡して機能させず、オフ状態であるダイオード２１１〜２１４の寄生容量に流れる電流が抑制できない場合の波形図である。一方、図４は限流リアクトル２２５が機能し、オフ状態であるダイオード２１１〜２１４の寄生容量に流れる電流を抑制している場合の波形図である。

図３の時刻ｔ4において、スナバ用スイッチング素子２２３がオン状態になり、時刻ｔ5におけるスナバ用コンデンサ２２１の両端電圧と整流回路２１の両端間の振動電圧との差が大きい場合、図３（ｆ）、（ｇ）、（ｊ）の波形より、スナバ用コンデンサ２２１からダイオード２１１〜２１４の寄生容量に大きな電流が流れていることが分かる。これに対し、図４における同一時刻の図４（ｆ）、（ｇ）、（ｊ）の波形より、限流用リアクトル２２５の作用によって、スナバ用コンデンサ２２１からダイオード２１１〜２１４の寄生容量に流れる電流が抑制されていることが分かる。

なお、上記実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、図２に示すように、１サイクル（この例では８０kHzの周波数）中に１回、スナバ用スイッチング素子２２３を所定時間、つまり時刻ｔ4からｔ6までの期間だけオンさせてスナバ用コンデンサ２２１に充電された余分なエネルギを放出しているが、これは必ずしも１サイクルに１回行う必要はない。そこで、例えば、主スイッチング素子１１１〜１４１をオン・オフ動作させるサイクルを決める信号を分周（例えば１／２分周、１／４分周）した信号に基づいてスナバ用スイッチング素子２２３をオンさせるタイミングを決めるようにしてもよい。これにより、主スイッチング素子１１１〜１４１をオン・オフ動作させるサイクルは８０kHzでも、スナバ用スイッチング素子２２３がオンするサイクルは４０kHz或いは２０kHzなどとなる。

このように、スナバ用スイッチング素子２２３をオンするサイクルを延ばす場合には、１回のエネルギ放出によって放出すべきエネルギ量が増えるから、その分だけオン時間（時刻ｔ4からｔ6までの期間）を長くすればよい。このオン時間が短すぎると却って該オン時間の正確な制御が難しくなることがあるが、エネルギ放出のサイクルを長くしてオン時間を延ばすと、該オン時間の正確な制御が容易になる。

また、上記実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。
例えば、上記実施例では一次側回路はフルブリッジ回路であるが、これはハーフブリッジ回路でも、さらにプシュプル回路やフォワード回路であってもよい。

１…一次側回路
１０…直流電源
１１１、１２１、１３１、１４１…主スイッチング素子
１１２、１２２、１３２、１４２…ダイオード
２…二次側回路
２０…トランス
２０１…一次巻線
２０２…二次巻線
２１…整流回路
２１１、２１２、２１３、２１４…ダイオード
２２…スナバ回路
２２１…スナバ用コンデンサ
２２２…第１のダイオード
２２３…スナバ用スイッチング素子
２２４…ダイオード（ボディダイオード）
２２５…限流用リアクトル
２２６…第２のダイオード
２３…ＬＣフィルタ回路
２４…平滑用リアクトル
２５…平滑用コンデンサ
２６…負荷
３０…駆動制御部
３１…主スイッチング素子駆動部
３２…スナバ用スイッチング素子駆動部

Claims (2)

1. 直流電源と、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、スイッチング素子を含み、前記直流電源から供給された直流電圧をスイッチングして前記一次巻線に交流電圧を印加するスイッチング回路と、前記二次巻線に接続された、複数の整流用ダイオードを含む整流回路と、該整流回路の出力端に接続された、リアクトルを含む平滑回路と、を具備し、前記一次巻線に印加された交流電圧によって前記二次巻線に誘起された交流電圧を前記整流回路及び前記平滑回路により平滑化して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   a)前記整流回路と前記平滑回路との間に介挿され、該整流回路に並列に接続されたスナバ回路と、
   b)前記主スイッチング素子と後記スナバ用スイッチング素子とをそれぞれオン・オフ動作させる駆動制御部と、
   を備え、前記スナバ回路は、
   a1)スナバ用コンデンサと順方向接続であるスナバ用の第１のダイオードとの直列回路であり、前記整流回路に並列に接続された第１の直列回路と、
   a2)スナバ用スイッチング素子と限流用リアクトルとの直列回路であり、前記第１のダイオードに並列に接続された第２の直列回路と、
   a3)前記スナバ用スイッチング素子と前記限流用リアクトルとの接続点と、前記第１の直列回路の高電圧側端部との間に、該接続点から該高電圧側端部に向かって順方向に接続された第２のダイオードと、
   を含み、
   前記駆動制御部は、前記スナバ用の第１のダイオードを通して前記スナバ用コンデンサを充電したあと、前記主スイッチング素子がオフ状態であるときに所定期間、前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させることで、前記スナバ用コンデンサに溜まった電荷を前記第２の直列回路を通して放出することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置であって、
   前記駆動制御部は、前記主スイッチング素子をオン・オフ動作させるサイクルを複数実行する毎に、前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。

Images