JP6402378B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、トランスによって一次側回路と二次側回路とが電気的に絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関し、さらに詳しくは、スイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路を二次側回路に設けたＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、小型・軽量でありながら高効率であるという特徴を有しており、近年、様々な電子機器や装置の電源として広く利用されている。

一般的なＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、トランスを用いて一次側回路と二次側回路とが電気的に絶縁された構成を有しており、一次側回路には、直流電源から供給される直流電力をスイッチングするスイッチング回路が設けられている。そのスイッチング回路におけるスイッチング動作によって、トランスの一次巻線に断続的に且つその方向が交互に反転するように電流が供給される。一次巻線に流れるこの交流電流によって、その二次巻線には、トランスの巻数比に応じた方形波状の電圧が誘起される。そして、その電圧により流れる電流がダイオードブリッジなどの整流回路により整流されたあとにフィルタ回路により平滑化され、直流電力として負荷に供給される。

スイッチング回路ではパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子が用いられるが、多くの場合、こうしたスイッチング素子がターンオン及びターンオフする際にはサージ電圧が発生する。図３（ａ）は、二次側回路の整流回路に含まれるダイオードのアノード−カソード間電圧の実測波形である。方形波電圧の立ち上がり直後にトランスの漏れインダクタンスと二次整流ダイオードの逆回復時間に起因して発生する大きなサージ電圧が発生していることが分かる。このようなサージ電圧がダイオードの耐電圧を超えると、ダイオードが破損に至るおそれがある。そのため、サージ電圧が大きいと、それだけ耐電圧の大きなダイオードを整流回路に用いる必要がありコストが高くなる。

こうしたことから、サージ電圧を抑制するために二次側回路にスナバ回路を設けたＤＣ−ＤＣコンバータ装置が従来知られている。
図４は、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における二次側回路の構成図である。トランス２０の一次巻線２０１は図示しない一次側回路に接続され、二次巻線２０２は二次側回路に含まれるダイオードブリッジ構成の整流回路４１に接続され、整流回路４１の後段には、リアクトル４３とコンデンサ４４とから成るＬＣフィルタが接続されている。このコンデンサ４４の両端が出力端であり、出力端に負荷４５が接続されている。

スナバ回路４２は、トランス２０の二次巻線２０２の両端にそれぞれアノードが接続されたダイオード４２１、４２２と、それらダイオード４２１、４２２の共通のカソードと整流回路４１の高電圧側出力との間に接続されたダイオード４２３と、その共通のカソードと整流回路４１の低電圧側出力との間に接続されたコンデンサ４２４と、その共通のカソードとリアクトル４３の出力側端との間に接続された抵抗４２５と、該抵抗４２５と低電圧側出力との間に接続されたコンデンサ４２６と、から構成される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ装置が動作すると、上述したようにトランス２０の二次巻線２０２の両端には方形波電圧が現れる。スナバ回路４２において、ダイオード４２１、４２２のアノードはそれぞれ二次巻線２０２の両端に接続されており、コンデンサ４２４の両端電圧がトランスの二次側電圧よりも低くなると、ダイオード４２１又は４２２を通してコンデンサ４２４に電流が流入して充電される。そのため、コンデンサ４２４の両端電圧は二次巻線２０２の両端に発生する電圧にほぼ固定される。即ち、コンデンサ４２４は基本的に定電圧源として機能する。

トランス２０の二次側電圧にサージ電圧が発生すると、二次巻線２０２からダイオード４２１又は４２２を通してコンデンサ４２４にサージ電流が流入する。また、整流回路４１の高電圧側ラインにサージ電圧が発生すると、ダイオード４２３を通してコンデンサ４２４にサージ電流が流入する。このため、いずれもサージ電圧はコンデンサ４２４の充電電圧にクランプされるとともに、サージ電流はコンデンサ４２４に充電される。サージ電流の充電によってコンデンサ４２４の電圧が上昇すると、そのエネルギは抵抗４２５を介して平滑用のコンデンサ４４に放出される。これによって、スナバ回路４２はサージ電圧を抑制することができる。ダイオード４２３によりコンデンサ４２４の放電が阻止され、放電阻止スナバとして動作する。

上記ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、例えば負荷４５がバッテリーであるなど、出力端電圧が一定であるときに有用な回路である。しかしながら、出力電圧を大きく可変する必要がある場合には不適である。何故なら、コンデンサ４２４が定電圧源として機能するため、出力電圧が０Ｖ近くまで下げられると、抵抗４２５両端の電位差が大きくなり、該抵抗４２５での発熱が問題となるからである。

これに対し、出力電圧の可変幅を広げることができるＤＣ−ＤＣコンバータ装置が特許文献２に開示されている。図５はこのＤＣ−ＤＣコンバータ装置における二次側回路の構成図である。この構成では、ダイオードブリッジ構成の整流回路５１と、リアクトル５３とコンデンサ５４とから成るＬＣフィルタとの間に設けられたスナバ回路５２は、放電阻止用のダイオード５２１とコンデンサ５２２との直列回路と、該ダイオード５２１と並列に接続された回生用のスイッチング素子５２３とを含む。スイッチング素子５２３は、図示しない一次側回路のスイッチング回路に含まれるスイッチング素子がいずれもオフ状態であるとき、つまりはデッドタイムである期間中の一部にオンするように駆動される。

このＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、図４に示した回路と同様に、整流回路５１の高電圧側ラインにサージ電圧が発生すると、ダイオード５２１を通してコンデンサ５２２にサージ電流が流入し、コンデンサ５２２は充電される。一方、充電されたコンデンサ５２２の放電は回生用のスイッチング素子５２３を通して行われる。即ち、整流回路５１が環流動作期間であるときにスイッチング素子５２３がオンされると、リアクトル５３の定電流作用によりコンデンサ５２２に蓄えられていたエネルギはスイッチング素子５２３を通して放出される。スイッチング素子５２３のオン抵抗はごく小さいので、抵抗の発熱による損失は殆どない。

しかしながら、図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、コンデンサ５２２の容量を小さくせざるをえないため、充放電エネルギも小さい。そのため、コンデンサ５２２の放電時間を決める、スイッチング素子５２３のオン期間を広げることができず、調整がかなり困難である。

特開２０１３−７４７６７号公報 国際公開第２０１０／０６７６２９号

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、広い可変幅の出力電圧に対応しつつ、サージ電圧が発生した際にそのスパイク状の電圧部分のみを吸収することでエネルギ損失の少ないサージ電圧抑制を行うことができるＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することにある。

上記課題を解決するためになされた本発明は、直流電源と、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、複数の主スイッチング素子を含み、前記直流電源から供給された直流電流をスイッチングして前記トランスの一次巻線に交互に反転する電流を供給するスイッチング回路と、を具備し、前記トランスの一次巻線に流れる電流によって二次巻線に誘起された交流電力を直流化して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
a)前記トランスの二次巻線に接続された、複数の整流用ダイオードを含む整流回路と、
b)前記整流回路の正極側の電圧出力端に一端が接続されたリアクトルと該リアクトルの他端に接続されたコンデンサとを含むＬＣフィルタ回路であり、その出力に前記負荷が接続される平滑化回路と、
c)前記整流回路と前記平滑化回路との間に介挿されたスナバ回路であり、
c1)該整流回路の正極側の電圧出力端と負極側の電圧出力端との間に接続された、該正極側の電圧出力端から出て前記負極側の電圧出力端に向かう電流を通さない逆方向接続である第３のダイオード、スナバ用スイッチング素子及び第１のコンデンサが該正極側から順に直列に接続されてなる第１の直列回路と、
c2)前記整流回路の正極側の電圧出力端と負極側の電圧出力端との間に接続された、該正極側の電圧出力端から出て前記負極側の電圧出力端に向かう電流を通過させる順方向接続である第４のダイオード、及び第２のコンデンサが該正極側から順に直列に接続されてなる第２の直列回路と、
c3)前記第１の直列回路中の第１のコンデンサと前記スナバ用スイッチング素子との接続点Ａと前記第２の直列回路中の第２のコンデンサと前記第４のダイオードとの接続点Ｂとの間に接続された第１の抵抗と、
c4)前記二次巻線の両端にそれぞれアノードが接続され、カソードがいずれも共通の第２の抵抗を介して前記接続点Ａに接続されてなる第１及び第２のダイオードと、
を含むスナバ回路と、
d)前記トランスの二次巻線に交流電力を誘起し該交流電力を前記整流回路により直流化したあと前記平滑化回路により平滑化して前記負荷に供給するために、前記トランスの一次巻線に交互に反転する電流が供給されるように前記複数の主スイッチング素子をいずれもがオフ状態であるデッドタイムを挟んでそれぞれオン・オフ動作させるとともに、該複数の主スイッチング素子のいずれかをオン動作させているときに、前記第４のダイオードを通して前記第２のコンデンサを充電し、さらに該第２のコンデンサの充電エネルギにより前記第１の抵抗を通して前記第１のコンデンサを充電することで該第１のコンデンサに蓄えた充電エネルギを、前記複数の主スイッチング素子がともにオフ状態であるときに前記第３のダイオード及び前記リアクトルを通して前記負荷へ放出させるために、前記デッドタイムの期間中に前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させる駆動制御部と、
を備えることを特徴としている。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、トランスの一次巻線に接続される一次側回路の構成は特に問わず、例えば上記スイッチング回路は４個の主スイッチング素子を用いたフルブリッジ回路でも、２個の主スイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路でもよく、さらにはプシュプル回路であってもよい。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、第１及び第２のダイオードと第１のコンデンサとは、トランスの二次巻線の両端に発生する電圧を用いた定電圧源として機能する。そのため、第１のコンデンサの両端電圧はほぼ一定であるとみなせる。第１の抵抗を介して接続点Ａと接続点Ｂとは接続されているため、第２のコンデンサの両端電圧が第１のコンデンサの両端電圧と等しくなるように、第４のダイオードを通して電流が流れる。即ち、整流回路の出力端にスパイク状のサージ電圧が現れた場合、第１のコンデンサの両端電圧（充電電圧）を超えた分の電圧は第４のダイオードを通して第２のコンデンサに流れ込み、第２のコンデンサに充電される。

スパイク状電圧の吸収によって第２のコンデンサの充電電圧が上昇すると、第１の抵抗の両端に電位差が生じるから、該第１の抵抗を通して第２のコンデンサから第１のコンデンサに電流が流れ、第１のコンデンサを充電する。なお、通常、スパイク状電圧によるエネルギはそれほど大きくなく、また定電圧源を構成するために第１のコンデンサのキャパシタンスは或る程度大きく設定されているため、第２のコンデンサから流入する電流による第１のコンデンサの電圧上昇は小さい。このようにして、整流回路の出力端に現れる電圧は第１のコンデンサの両端電圧のレベルでクランプされ、スパイク状の電圧は抑制される。

駆動制御部は、トランスの一次巻線に交互に電流を流すために主スイッチング素子をオン・オフ駆動するが、複数の主スイッチング素子を全てオフしているデッドタイムの期間中に所定時間だけ、スナバ用スイッチング素子をオン動作させる。スナバ用スイッチング素子がオン状態になると、第１のコンデンサに充電されていたスパイク状電圧に由来するエネルギが第３のダイオードを通して放出され、負荷に回生される。

なお、第１のコンデンサの両端電圧を略一定に保つためには、スパイク状電圧により第１のコンデンサに蓄えられた分のエネルギを放出できるようにスナバ用スイッチング素子をオン状態とする所定時間の長さを予め決めておく必要があるが、第１のコンデンサのキャパシタンスを大きくしておけば、上記所定時間の長さはそれほど厳密でなくてもよい。

また、駆動制御部は、デッドタイム毎にスナバ用スイッチング素子をオンさせる必要はなく、例えば、所定回数のデッドタイム毎に１回だけスナバ用スイッチング素子をオンさせるようにしてもよい。例えばデッドタイム毎にスナバ用スイッチング素子をオンさせるようにすると、そのオン時間（上記所定時間）をかなり短くする必要がある場合もあるが、複数回のデッドタイム毎に１回、スナバ用スイッチング素子をオンさせるようにすれば、１回のオン時間を或る程度長くすることができ、それによって制御を容易にすることができる。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置によれば、第１のコンデンサの両端電圧を超えない電圧分がクランプされることを回避しつつ、第１のコンデンサの両端電圧を超えるスパイク状電圧を確実に除去することでサージ電圧を抑制することができる。また、第１のコンデンサに蓄えられたサージ電圧由来のエネルギは負荷に回生されるので、該エネルギを有効に利用することができる。また、負荷に対応して出力電圧を０Ｖ付近まで下げる必要がある場合でも、第１のコンデンサの両端電圧と出力電圧との差に起因する損失が発生しないので、出力電圧の可変幅が大きいような負荷にも対応することができる。

本発明の一実施例であるＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成図。 本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における動作タイミング及び波形図。 本実施例によるスナバ回路を用いた場合と用いない場合の二次側回路の整流ダイオードの両端間電圧の実測波形を示す図。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一例の構成図。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の一例の構成図。

本発明の一実施例であるＤＣ−ＤＣコンバータ装置について、添付図面を参照して説明する。
図１は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成図、図２は本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における動作タイミング及び波形図である。

絶縁されたトランス２０の一次巻線２０１に接続されている一次側回路１は、直流電源１０と、複数（４個）のパワーＭＯＳＦＥＴ等の第１乃至第４の主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１を含むフルブリッジ構成であるスイッチング回路と、を有し、第１〜第４の主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１にはそれぞれ逆並列にクランプダイオード１１２、１２２、１３２、１４２が接続されている。トランス２０の一次巻線２０１は、第１の主スイッチング素子１１１と第２の主スイッチング素子１２１との接続点と、第３の主スイッチング素子１３１と第４の主スイッチング素子１４１との接続点と、の間に接続されている。第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１は、駆動制御部３０からの制御信号に基づいて主スイッチング素子駆動部３１により生成される駆動信号によりそれぞれオン・オフ制御される。

トランス２０の二次巻線２０２に接続された二次側回路２は、整流回路２１、スナバ回路２２、ＬＣフィルタ回路２３、を含む。即ち、トランス２０の二次巻線２０２の両端は、４個のダイオード２１１、２１２、２１３、２１４をフルブリッジ構成した整流回路２１に接続されており、この整流回路２１により整流された出力電圧は、リアクトル２４とコンデンサ２５とを含む平滑化回路であるＬＣフィルタ回路２３に入力され、該ＬＣフィルタ回路２３で平滑化されて負荷２６に出力される。整流回路２１とＬＣフィルタ回路２３との間には、トランス２０の二次側に発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路２２が設けられている。

スナバ回路２２は、第３のダイオード２２４、スナバ用スイッチング素子２２５、及び第１のコンデンサ２２６が直列に接続された第１の直列回路と、第４のダイオード２２８及び第２のコンデンサ２２９が直列に接続された第２の直列回路と、第１の直列回路中のスナバ用スイッチング素子２２５と第１のコンデンサ２２６との接続点Ａと第２の直列回路中の第４のダイオード２２８と第２のコンデンサ２２９との接続点Ｂとの間に接続された第１の抵抗２２７と、トランス２０の二次巻線２０２の両端にそれぞれアノードが接続された第１、第２のダイオード２２１、２２２と、それらダイオード２２１、２２２の共通のカソードと第１の直列回路中の上記接続点Ａとの間に接続された第２の抵抗２２３と、を含む。スナバ用スイッチング素子２２５は、駆動制御部３０からの制御信号に基づいてスナバ用スイッチング素子駆動部３２により生成される駆動信号によりオン・オフ制御される。

駆動制御部３０は後述する特徴的な動作を実施するために、ＣＰＵや制御用プログラムが格納されたメモリ（例えばフラッシュＲＯＭ）などを備えるようにすることができる。

次に、図２を参照しつつ、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における電力変換動作を説明する。
なお、図２では、主スイッチング素子１１１、１２１、１３１、１４１、スナバ用スイッチング素子２２５をそれぞれＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５と称し、ダイオード２１１、２１２、２１３、２１４をそれぞれＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４と称する。

駆動制御部３０からの指示に基づき主スイッチング素子駆動部３１は、フルブリッジ回路の異なるアームに含まれる２個の主スイッチング素子１１１、１４１のゲート端子に図２（ａ）に示す駆動信号を与え、同様に異なるアームに含まれる２個の主スイッチング素子１２１、１３１のゲート端子に図２（ｂ）に示す駆動信号を与える。ここでは、スイッチング制御の１サイクルは８０kHzであり、第２、第３の主スイッチング素子１２１、１３１に与えられる駆動信号は、第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１に与えられる駆動信号に対して１８０°だけ位相が遅れている。これら駆動信号がハイレベルであるときに第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１はオン状態となる。つまり、第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１の組と第２、第３の主スイッチング素子１２１、１３１の組とは、いずれもがオフ状態である所定のデッドタイムを挟んで交互にオン状態となる。もちろん、１サイクルの周波数はこれに限らない。

図２の（ｃ）は第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１のドレイン−ソース間電圧、（ｄ）はトランス２０の一次巻線２０１に流れる電流、(ｅ）はスナバ用スイッチング素子駆動部３２からスナバ用スイッチング素子２２５のゲート端子に印加される電圧、（ｆ）は整流回路２１のダイオード２１１、２１４に流れる電流、（ｇ）は整流回路２１のダイオード２１２、２１３に流れる電流、（ｈ）はダイオード２１１、２１４のアノード−カソード間電圧、(ｉ）は第２のコンデンサ２２９の充電電流、（ｊ）はスナバ用スイッチング素子２２５を通して第１のコンデンサ２２６から放電される放電電流、をそれぞれ示す波形である。

時刻ｔ₀の直前には、第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１は全てオフ状態であり、このとき、それ以前にリアクトル２４に蓄積されているエネルギに基づいて、整流回路２１の各ダイオード２１１〜２１４にはそれぞれ出力電流Ｉ₀の略１／２の電流が流れている（図２（ｆ）、（ｇ）参照）。

時刻ｔ₀において第１、第４の主スイッチング素子１１１、１４１のゲート端子に印加される駆動信号が立ち上がって該主スイッチング素子１１１、１４１が共にターンオンすると、トランス２０の一次巻線２０１には所定方向（図１中では上から下向き）に電流が流れ始める。図２（ｄ）はこのときの電流の向きを正極性で示している。この一次電流によって、トランス２０の二次巻線２０２の両端には巻数比に応じた電圧が誘起され、図２（ｆ）に示すように、ダイオード２１１、２１４に流れる電流はＩ₀／２から増加し始める。これと反対に、図２（ｇ）に示すように、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はＩ₀／２から減少し始める。時刻ｔ₁においてダイオード２１１、２１４に流れる電流はＩ₀に達する一方、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はゼロとなり、該ダイオード２１２、２１３はカットオフ状態となる。

ただし、オフしようとしているダイオード２１２、２１３については原理的にリカバリー時間が存在するために、少しの間（時刻ｔ₂になるまで）、ダイオード２１１、２１４に流れる電流は増加し続け、ダイオード２１２、２１３に流れる電流はゼロ以下まで減少し続ける。ダイオード２１２、２１３の電流がゼロ以下になるということは、カソードからアノードに向けて電流が逆流することを意味する。そのため、ダイオード２１１〜２１４には短絡電流が流れることになり、それによってトランス２０の二次巻線２０２の漏れインダクタンスにエネルギが蓄積される。

スナバ回路２２が設けられていない場合、時刻ｔ2〜ｔ3の期間中に、ダイオード２１２、２１３が逆電流阻止能力を回復し始めると、スパイク状の誘起電圧、つまりサージ電圧が発生する。これに対し、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、サージ電圧が発生すると、第２のコンデンサ２２９がスパイク状電圧部分を吸収する。

スナバ回路２２は次のように動作する。
スナバ回路２２において、第１、第２のダイオード２２１、２２２、第２の抵抗２２３、及び、第１のコンデンサ２２６は、定電圧源として機能する。即ち、トランス２０の二次巻線２０２の両端電圧が第１のコンデンサ２２６の充電電圧よりも高くなると、第１のダイオード２２１又は第２のダイオード２２２と第２の抵抗２２３とを経て二次巻線２０２から第１のコンデンサ２２６へと電流が流れ、第１のコンデンサ２２６は充電される。したがって、第１のコンデンサ２２６の両端電圧、つまり接続点Ａの電位は、二次巻線２０２の両端電圧によってほぼ一定に保たれる。なお、第２の抵抗２２３は第１のコンデンサ２２６への突入電流を抑制するものである。

スナバ用スイッチング素子２２５がオフ状態であるとき、第１のコンデンサ２２６の充電電圧と第２のコンデンサ２２９の充電電圧とはほぼ等しくなる。何故なら、仮に充電電圧に差があれば、第１の抵抗２２７を通して電流が流れ、それによって両方の充電電圧はほぼ等しくなるからである。そのため、第４のダイオード２２８のアノードの電位は概ね第１のコンデンサ２２６の充電電圧にクランプされる。したがって、トランス２０の二次巻線２０２にサージ電圧が発生し、整流回路２１の出力端にスパイク状の電圧が現れると、第１のコンデンサ２２６の充電電圧を超えるスパイク状電圧部分は第４のダイオード２２８を通して第２のコンデンサ２２９に流入し、第２のコンデンサ２２９を一旦充電する（図２（ｉ）参照）。これによって第２のコンデンサ２２９の充電電圧は一旦上昇するが、第１の抵抗２２７を通して電流が第１のコンデンサ２２６へと流れ込み、第１のコンデンサ２２６を充電する。
即ち、第２のコンデンサ２２９はスパイク状電圧によるエネルギを瞬間的に且つ一時的に吸収する機能を有し、第１のコンデンサ２２６はスパイク状電圧によるエネルギをより長い時間保持する機能を有する。

上述したように、転流に伴い発生するサージ電圧のスパイク状電圧部分が除去されるため、整流回路２１のダイオード２１１、２１４の両端電圧は図２（ｈ）に示すように、立ち上がり直後が平坦になる。

なお、第１のコンデンサ２２６の充電電圧は上昇するものの、通常、第１のコンデンサ２２６のキャパシタンスは第２のコンデンサ２２９のキャパシタンスに比べて格段に大きい。例えば、前者は後者の１０〜１００倍である。また、スパイク状電圧が大きい場合でもそれはごく短時間であるため、スパイク状電圧によるエネルギは小さい。そのため、第１のコンデンサ２２６の充電電圧が上昇するといってもその上昇は僅かである。

第１〜第４の主スイッチング素子１１１〜１４１が全てオフした状態、つまりデッドタイム期間中に、図２（ｅ）に示すようなスナバ用スイッチング素子駆動部３２からの駆動信号によってスナバ用スイッチング素子２２５がオン状態になると、接続点ＡからＬＣフィルタ回路２３へ向かう電流経路が形成される。それによって、第１のコンデンサ２２６に蓄えられたスパイク状電圧に起因するエネルギは該第１のコンデンサ２２６から放出され、スナバ用スイッチング素子２２５、第３のダイオード２２４、ＬＣフィルタ回路２３に含まれるリアクトル２４等を経て負荷２６に供給される（図２（ｊ）参照）。これによって、第１のコンデンサ２２６の充電電圧は下がる。

スナバ用スイッチング素子２２５をターンオンして第１のコンデンサ２２６から放電を行うと、該コンデンサ２２６の充電電圧が下がるから、該コンデンサ２２６を定電圧源として機能させるには、スパイク状電圧に相当するエネルギのみを第１のコンデンサ２２６から放出させる必要があり、本来であれば、スナバ用スイッチング素子２２５のオン時間ｔ₄を精度良く制御する必要がある。しかしながら、上述したように、第１のコンデンサ２２６のキャパシタンスを第２のコンデンサ２２９のキャパシタンスに比べて十分に大きくしておけば、スナバ用スイッチング素子２２５をオンしたときでも第１のコンデンサ２２６の両端電圧の減少速度は小さいから、スナバ用スイッチング素子２２５のオン時間ｔ₄を或る程度ラフに決めておいても、第１のコンデンサ２２６の両端電圧はほぼ一定であるとみなし得る。したがって、スナバ用スイッチング素子２２５のオン時間ｔ₄の精度は低くてもよい。

図３（ｂ）は、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置における整流回路２１中のダイオードのアノード−カソード間電圧の実測波形である。図３（ａ）に示したスナバ回路２２を使用しない場合に観測される実測波形と比較すれば明らかであるように、サージ電圧の振幅は１／４〜１／３程度に抑えられている。

以上のように、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、第１のコンデンサ２２６に保持した電圧をクランプの基準として、それを超えるスパイク状電圧を抑制することができる。それによって、サージ電圧を的確に抑制することができる。また、負荷２６に応じて出力電圧を０Ｖ付近まで下げた場合でも、第１のコンデンサ２２６の充電電圧とその出力電圧との差に起因する損失が生じる素子が存在しない。そのため、出力電圧の可変幅を広く確保することができるので、様々な負荷２６に対応することができる。

上記実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置では、図２に示すように、１サイクル（この例では８０kHzの周波数）中に１回、スナバ用スイッチング素子２２５を所定時間ｔ₄オンさせて第１のコンデンサ２２６に充電された余分なエネルギを放出しているが、これは必ずしも１サイクルに１回行う必要はない。そこで、例えば、主スイッチング素子１１１〜１４１をオン・オフ動作させるサイクルを決める信号を分周（例えば１／２分周、１／４分周）した信号に基づいてスナバ用スイッチング素子２２５をオンさせるタイミングを決めるようにしてもよい。これにより、主スイッチング素子１１１〜１４１をオン・オフ動作させるサイクルは８０kHzでも、スナバ用スイッチング素子２２５がオンするサイクルは４０kHz或いは２０kHzなどとなる。

このように、スナバ用スイッチング素子２２５をオンするサイクルを延ばす場合には、１回のエネルギ放出によって放出すべきエネルギ量が増えるから、その分だけオン時間ｔ₄を長くすればよい。オン時間ｔ₄が短すぎると却って該オン時間の正確な制御が難しくなることがあるが、エネルギ放出のサイクルを長くしてオン時間を延ばすと、該オン時間の正確な制御が容易になる。

また、上記実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。

１…一次側回路
１０…直流電源
１１１、１２１、１３１、１４１…主スイッチング素子
１１２、１２２、１３２、１４２…クランプダイオード
２０…トランス
２０１…一次巻線
２０２…二次巻線
２…二次側回路
２１…整流回路
２１１、２１２、２１３、２１４、２２１、２２２、２２４、２２８…ダイオード
２２…スナバ回路
２２３、２２７…抵抗
２２５…スナバ用スイッチング素子
２２６、２２９、２５…コンデンサ
２３…ＬＣフィルタ回路
２４…リアクトル
２６…負荷
３０…駆動制御部
３１…主スイッチング素子駆動部
３２…スナバ用スイッチング素子駆動部

Claims (2)

1. 直流電源と、一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、複数の主スイッチング素子を含み、前記直流電源から供給された直流電流をスイッチングして前記トランスの一次巻線に交互に反転する電流を供給するスイッチング回路と、を具備し、前記トランスの一次巻線に流れる電流によって二次巻線に誘起された交流電力を直流化して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ装置において、
   a)前記トランスの二次巻線に接続された、複数の整流用ダイオードを含む整流回路と、
   b)前記整流回路の正極側の電圧出力端に一端が接続されたリアクトルと該リアクトルの他端に接続されたコンデンサとを含むＬＣフィルタ回路であり、その出力に前記負荷が接続される平滑化回路と、
   c)前記整流回路と前記平滑化回路との間に介挿されたスナバ回路であり、
   c1)該整流回路の正極側の電圧出力端と負極側の電圧出力端との間に接続された、該正極側の電圧出力端から出て前記負極側の電圧出力端に向かう電流を通さない逆方向接続である第３のダイオード、スナバ用スイッチング素子及び第１のコンデンサが該正極側から順に直列に接続されてなる第１の直列回路と、
   c2)前記整流回路の正極側の電圧出力端と負極側の電圧出力端との間に接続された、該正極側の電圧出力端から出て前記負極側の電圧出力端に向かう電流を通過させる順方向接続である第４のダイオード、及び第２のコンデンサが該正極側から順に直列に接続されてなる第２の直列回路と、
   c3)前記第１の直列回路中の第１のコンデンサと前記スナバ用スイッチング素子との接続点Ａと前記第２の直列回路中の第２のコンデンサと前記第４のダイオードとの接続点Ｂとの間に接続された第１の抵抗と、
   c4)前記二次巻線の両端にそれぞれアノードが接続され、カソードがいずれも共通の第２の抵抗を介して前記接続点Ａに接続されてなる第１及び第２のダイオードと、
   を含むスナバ回路と、
   d)前記トランスの二次巻線に交流電力を誘起し該交流電力を前記整流回路により直流化したあと前記平滑化回路により平滑化して前記負荷に供給するために、前記トランスの一次巻線に交互に反転する電流が供給されるように前記複数の主スイッチング素子をいずれもがオフ状態であるデッドタイムを挟んでそれぞれオン・オフ動作させるとともに、該複数の主スイッチング素子のいずれかをオン動作させているときに、前記第４のダイオードを通して前記第２のコンデンサを充電し、さらに該第２のコンデンサの充電エネルギにより前記第１の抵抗を通して前記第１のコンデンサを充電することで該第１のコンデンサに蓄えた充電エネルギを、前記複数の主スイッチング素子がともにオフ状態であるときに前記第３のダイオード及び前記リアクトルを通して前記負荷へ放出させるために、前記デッドタイムの期間中に前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させる駆動制御部と、
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
   
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ装置であって、
   前記駆動制御部は、前記複数の主スイッチング素子をオン・オフ動作させるサイクルを複数実行する毎に、前記スナバ用スイッチング素子をオン動作させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。

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