JP2008104253A

JP2008104253A - 電力変換装置

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Publication number: JP2008104253A
Application number: JP2006282627A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Nonoyama; 和徳野々山; Sadao Ishii; 佐田夫石井
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2006-10-17
Filing date: 2006-10-17
Publication date: 2008-05-01

Abstract

【課題】省エネ、省スペースの簡易型のマルチレベルインバータを提供する。
【解決手段】交流電源を入力とする主インバータ部３とマルチレベル出力を手助けする副インバータ部４〜６と副インバータ部４〜６を独立に制御するために電気的に絶縁する絶縁絶縁トランス２を備えた電力変換装置において、副インバータ部の直流母線電圧は主インバータ部の直流母線電圧比の１/３であり、主インバータ部３の出力電圧指令を与える電圧指令発生器８と副インバータ部４〜６の出力電圧指令を与える電圧指令発生器９〜１１を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置は、電流リップルに対してリニアアンプに相当する性能を持つ場合、ＰＷＭアンプで実現するとキャリア周波数を高くする必要があり、オンディレイに伴う電流ひずみ、ＩＧＢＴの動作速度遅れによる高回転領域での出力電圧不足、スイッチング損失の増大などがある。

これを解決する方法として、特許文献１又は２に開示されているような、電圧出力レベルを３レベルにできるＮＰＣインバータや単相出力インバータセルを多数組み合わせた多重インバータなどがある。
図１１は特許文献１に開示の従来の電力変換装置の構成図である。図１１の電力変換装置は３レベル出力可能な単相出力インバータ（パワー）セル１０１〜１０４…ｎの、各出力端子を直列接続した直列４段（ｎ段）の単相出力の電力変換装置であり、このパワーセルの各出力電圧の振幅Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４の振幅比をＶ１：Ｖ２：Ｖ３：Ｖ４＝１：２：４：８とし、電力変換装置に与える出力電圧指令に最も近い電圧をパワーセル１０２〜１０４の組合わせにより発生させ、パワーセル１０１をパルス幅変調して電力変換装置全体の出力電圧の平均値が電圧指令と等しくなるように、発生電圧を調整する電圧振幅比配分手段１１０、１１５を備えている。
また、例えば、電圧指令ＶｒｅｆがＶ１と同程度に小さい場合等には、パワーセル１０１に与える電圧指令Ｖｒｅｆ１を次のように定義する。
Ｖｒｅｆ１＝Ｖｒｅｆ−ａ１×（２×ａ２＋４×ａ３＋８×ａ４）×Ｖ１、
但し、各制御率ａ４〜ａ１は
（１）ａ４は｜Ｖｒｅｆ｜＞８×Ｖ１の時に１、それ以外は０、
（２）ａ３は｜Ｖｒｅｆ｜−８×ａ４＞４×Ｖ１の時に１、それ以外は０、
（３）ａ２は｜Ｖｒｅｆ｜−８×ａ４−４×ａ３＞２×Ｖ１の時に１、それ以外では０、
（４）ａ１はＶｒｅｆ≧０で１、それ以外では−１とする。
こうしてＶ１〜Ｖ４の４段のパワーセルの出力を、
（１）パワーセル４は８×ａ１×ａ４×Ｖ１の電圧を出力し、
（２）パワーセル３は４×ａ１×ａ３×Ｖ１の電圧を出力し、
（３）パワーセル２は２×ａ１×ａ２×Ｖ１の電圧を出力し、
（４）パワーセル１はＶｒｅｆ１を電圧指令とするＰＷＭ出力をするようにコントローラで制御して、こうした設定によって更に、細かいマルチレベルの出力調整が可能になる。
また、このような図１１に示す単相インバータセル１０１〜１０４を、３段構成とすることによってｕ・ｖ・ｗの３相出力も可能となる。
特開平１１−８９２４２号公報（３〜４頁、図１）特開２００５−８６８４４号公報

しかし、特許文献の場合は、従来のバッテリ電源による多重パルス幅変調方式の単相出力インバータブリッジで構成されるパワーセルを４段接続して各パワーセルの入力電圧を等しくする単相電力変換装置に比較して、目的とする高調波のピークレベルを６分の１程度に低減できたが、このパワーセルをｕ・ｖ・ｗ３相出力とする場合には、更に、単相出力パワーセルを３段構成にしなければならないので、構成が大型化し部品数も増加してコストを押し上げ、コントローラ１１０、１１５による出力電圧の制御が複雑化すると言う問題があった。
また、特許文献では、回生電力蓄積用コンデンサの両端電圧がインバータの直流入力端子間電圧以上でないと、回生電力蓄積用コンデンサに蓄積した電気エネルギーをインバータ側へ流すことができないという問題があった。
そこで本発明は、少ないインバータセルで多数のレベルを出力でき、前記絶縁トランスを小型化できると共に、回生電力蓄積用コンデンサに蓄積した電気エネルギーをインバータの直流入力端子間電圧の状態に関わり無しに、インバータ側へ放電電流として流すことができる高効率の電力変換装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、請求項１記載の発明は、交流電源を入力とし、通常のインバータで構成される主インバータ部と、マルチレベル出力を手助けする副インバータ部、前記副インバータ部を独立に制御するために電気的に絶縁する絶縁トランスを備えたことを特徴としている。
また、請求項２記載の発明は、前記電力変換装置において前記主インバータ部は前記交流電源を入力とする３相出力インバータであって、前記副インバータ部は前記絶縁トランスにより電気的に絶縁された前記交流電源を入力とする単相出力インバータ構成されることを特徴としている。
また、請求項３記載の発明は、前記絶縁トランスは、各相毎の前記副インバータ部を電気的に絶縁し、前記副インバータ部を独立に制御するために構成されることを特徴としている。
また、請求項４記載の発明は、前記副インバータ部の直流母線電圧は前記主インバータ部の直流母線電圧比の１/３であり、前記副インバータ部で使用される素子は前記主インバータ部で使用される素子の１/３の定格電圧で使用可能であることを特徴としている。
また、請求項５記載の発明は、前記主インバータ部と副インバータ部は、ＰＷＭを実施することを特徴とすることと前記主インバータ部はＰＷＭを実施せず、前記副インバータ部がＰＷＭを実施することでスイッチング損失を低減することを特徴としている。
また、請求項６記載の発明は、交流電源を入力とし通常のインバータで構成される主インバータ部と、マルチレベル出力を手助けする副インバータ部と、前記副インバータ部に接続される回生電力処理装置と、前記副インバータ部を独立に制御するために電気的に絶縁する絶縁トランスを備えたことを特徴としている。
また、請求項７記載の発明は、前記電力変換装置において前記主インバータ部は交流電源を入力とする３相出力インバータであって、前記副インバータ部は前記絶縁トランスにより電気的に絶縁された交流電源を入力とする単相出力インバータで構成されることを特徴としている。
また、請求項８記載の発明は、前記副インバータ部に接続され電動機が回生状態になると直流回生電力をエネルギーとして回生電力蓄積用コンデンサに蓄積し、電動機が力行状態なると回生電力蓄積用コンデンサに蓄積したエネルギーの充電電流をインバータ側に流すことを特徴としている。
また、請求項９記載の発明は、前記回生電力処理装置において回生電力蓄積用コンデンサに蓄積した電気エネルギーによる回生電力蓄積用コンデンサの両端電圧が前記副インバータ部の直流入力端子間電圧以下にあっても、インバータ側に充電電流を流すことができることを特徴としている。
また、請求項１０記載の発明は、前記絶縁トランスは、各相毎の前記副インバータ部を電気的に絶縁し、前記副インバータ部を独立に制御するために構成されることを特徴としている。
また、請求項１１記載の発明は、前記副インバータ部の直流入力端子間電圧は前記主インバータ部の直流入力端子間電圧よりも小さく、前記副インバータ部と前記副インバータ部に接続される回生電力処理装置で使用される素子は前記主インバータ部で使用される素子よりも小さい定格電圧としたことを特徴としている。

本発明によると、簡単な構成で、７レベル(相)出力とすることができる。
また、主インバータ部の各相に副インバータが夫々接続され絶縁トランスにより電気的に絶縁されているため副インバータ部を独立に制御することができる。
また、副インバータ部の直流母線電圧は主インバータ部の直流母線電圧比の１/３であるため絶縁トランスの容量は通常の多重インバータに対して１/３の容量で使用可能であり小型化することができる。更に、副インバータ部の直流母線電圧は主インバータ部の直流母線電圧比の１/３であるため主インバータ部で使用される素子の１/３の定格電圧である素子を使用できるためコスト削減をすることができる。
また、主インバータ部がＰＷＭを実施しないときスイッチング損失がほぼゼロとすることができる。更に、副インバータ部の直流母線電圧は、主インバータ部の直流母線電圧比の１/３であるためＰＷＭを実施してもスイッチング損失を低減することができかつ高調波の少ない出力電圧を得ることができる。
また、電力を有効利用できる回生電力処理装置を備えた電力変換装置においても、容易に７レベル(相)出力とすることができる。
また、力行状態において回生電力処理装置は電動機からの直流回生電力を蓄積した電気エネルギーによる回生電力蓄積用コンデンサの両端電圧が、副インバータ部の直流入力端子間電圧以下であってもインバータ側に充電電流を流すことができる。
また、副インバータ部の直流入力端子間電圧は、主インバータ部の直流入力端子間電圧よりも小さく、副インバータ部と副インバータに接続される回生電力処理装置で使用される素子は、主インバータ部で使用される素子よりも小さい定格電圧で使用可能であるため、小型化・コスト削減できる。

以下、本発明の実施の形態について、図に基づいて詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成図である。
図１において、三相電源１を入力とする主インバータ部３と、主インバータ部３の三相出力の各相に夫々副インバータ部４〜６が接続され、副インバータ部４〜６の出力は負荷７に接続されている。副インバータ部４〜６は、独立に制御するために絶縁トランス２によって電気的に絶縁されている。電圧指令発生器８は主インバータ部３の電圧指令を発生し、電圧指令発生器９〜１１は夫々副インバータ部４〜６の電圧指令を発生する。

図２は本発明の電力変換装置の動作原理を示す空間ベクトル図である。主インバータ部の作る六角形の頂点を基点として副インバータ部の六角形を配置する。主インバータは、ＰＷＭを実施しないとき(000)、(001) 、(010) 、(011) 、(100) 、(101) 、(110) 、(111)の８つのベクトルのみ出力することができる。副インバータ部は各相を独立に制御できるため図２のような配置となる。

この方式では、主インバータ部がＰＷＭを実施しないときスイッチング損失はゼロとできる。主インバータ部の直流母線電圧をVdcとすると正弦波出力可能な最大出力電圧は、相電圧の波高値として、

例えば、図２におけるＡ点を基準とする出力位相-３０度から３０度の範囲において電圧指令発生器９の副インバータ部４に与える電圧指令Vurefを式(１)、電圧指令発生器１０の副インバータ部５に与える電圧指令Vvrefを式(２)、電圧指令発生器１１の副インバータ部６に与える電圧指令Vwrefを式(３)として定義する。Vorefを動作ベクトルとすると、

主インバータ部はＰＷＭを実施しないためスイッチング損失はゼロに等しい。
そして、副インバータ部がＰＷＭを実施して出力の調整を行うことにより全体の出力電圧の細やかな調整が可能となる。副インバータ部の直流母線電圧は、主インバータ部の直流母線電圧比の１/３となるためＰＷＭを実施してもスイッチング損失は低減されかつ高調波の少ない出力電圧を得ることができる。
さらに、副インバータ部を電気的に絶縁する絶縁トランスは、主インバータ部の直流母線電圧比の１/３であるため通常の多重インバータに対して、電源容量の１/３の大きさで可能となり小型化が可能となる。
そして、副インバータ部の直流母線電圧は主インバータ部の直流母線電圧比の１/３であるため主インバータ部で使用されるパワー素子と比較して、副インバータ部で使用されるパワー素子は１/３の定格で可能となる。
また、通常多重インバータで7レベル(相)出力するとパワー素子が計３６個必要になるが、図１に示す電力変換装置では計１８個のパワー素子で実現することができる。副インバータ部では出力状態によって回生状態と同じ状態となるため、主インバータ部の電力を有効に副インバータ部で活用することができ省エネを実現することができる。

次に、本発明の実施例２について図を参照して説明する。
図６は本発明の実施例２に係る動作原理を示す空間ベクトル図である。
図６の実施例２の場合の構成図については、図１に示す実施例１で説明した電力変換装置と同一である。そして本発明の実施例２では、主インバータ部と副インバータ部ともにＰＷＭを実施することが特徴となる。
主インバータ部のＰＷＭを実施することで実施例１では出力することができなかった範囲まで出力可能となる。また主インバータ部のＰＷＭの実施により全体の出力電圧がさらに細やかに調整可能となり、故意に副インバータ部での回生状態を作りだし主インバータ部の電力を有効に副インバータ部で活用することも可能となる。
さらに、副インバータ部の直流母線電圧を監視することで主インバータ部のＰＷＭを調整して全体の電力を細やかに制御可能となる。
図７に、この場合の変調率０．７６９８によるシミュレーション結果を示す、図示のように高調波の少ない出力が得られる。

次に、本発明の実施例３について図を参照して説明する。
図８は、本発明の方法を実施する電力変換装置の構成図である。
図８において、三相電源１を入力とする主インバータ部３と、主インバータ部３の三相出力の各相に夫々副インバータ部４〜６が接続され、副インバータ部４〜６には回生電力処理装置１２〜１４が接続され、副インバータ部４〜６の出力は負荷７に接続されている。副インバータ部４〜６は、独立に制御するために絶縁トランス２によって電気的に絶縁されている。
電圧指令発生器８は主インバータ部３の電圧指令を発生し、電圧指令発生器９〜１１は夫々副インバータ部４〜６の電圧指令を発生する。回生電力処理装置１２〜１４は、夫々直流リアクトル１８〜２０が接続され、夫々回生電力蓄積用コンデンサ１５〜１７が接続され、夫々半導体スイッチング回路２４〜２９が接続され、夫々制御信号発生回路２１〜２３が接続されている。
このように、図８は図１の構成に、回生電力処理装置１２〜１４が付加された構成で、主インバータ部３と副インバータ４〜６の基本動作は、図１に示す前実施例と同じである。

図９は、本発明の実施例３に係る回生電力処理装置の構成図であり、図８の一部（副インバータ４のライン）拡大図である。
図９において、副インバータ部４は、独立に制御するために絶縁トランス２によって電気的に絶縁され、電圧指令発生器９は副インバータ部４の電圧指令を発生する。回生電力処理装置１２は、副インバータ部４の直流入力端子間に接続され、直流リアクトル１８と、回生電力蓄積用コンデンサ１５と、半導体スイッチング回路２４と２５と、制御信号発生回路２１から構成される。

電動機からの直流回生電力により、副インバータ部４の直流入力端子間電圧が基準電圧以上になると回生状態となり直流回生電力を回生電力蓄積用コンデンサ１５に蓄積する。回生状態になると制御信号発生回路２１は、半導体スイッチング回路２４がオン・オフを繰り返すような制御信号を半導体スイッチング回路２４に出力するように構成されている。
半導体スイッチング回路２４がオン状態にあるとき、直流回生電力に基づく電流を直流リアクトル１８に流して直流リアクトル１８に電気エネルギーを蓄積する。半導体スイッチング回路２４がオフ状態になるとき、直流リアクトル１８に蓄積した電気エネルギーに基づく充電電流は、回生蓄積用コンデンサ１５に流れ充電を行う。
副インバータ４の直流入力端子間電圧が、基準電圧以下になる場合は力行状態となり回生電力蓄積用コンデンサに蓄積された電気エネルギーに基づいて副インバータ部４側に放電電流を流す。
力行状態になると制御信号発生回路２１は、半導体スイッチング回路２５がオン・オフを繰り返すような制御信号を半導体スイッチング回路２５に出力するように構成されている。半導体スイッチング回路２５がオン状態にあるとき、回生電力蓄積用コンデンサ１５に蓄積したエネルギーを直流リアクトル１８に放電して直流リアクトル１８に電気エネルギーを蓄積する。半導体スイッチング回路２５がオフ状態にあるとき、直流リアクトル１８に蓄積した電気エネルギーに基づく放電電流は、副インバータ部４の直流入力端子間電圧に放電電流として流れる。

図９に示す回生電力処理装置１２は、回生電力蓄積用コンデンサ１５に蓄積した電気エネルギーによる回生電力蓄積用コンデンサ１５の両端電圧が副インバータ部４の直流入力端子間電圧以下であっても副インバータ部４側に充電電流を流すことができる。これは半導体スイッチング回路２５がオン状態である力行状態になると、直流リアクトル１８と回生電力蓄積用コンデンサ１５で構成される閉回路となり、回生電力蓄積用コンデンサ１５に蓄積した電気エネルギーを直流リアクトル１８に放電して直流リアクトル１８に電気エネルギーを蓄積することができ、直流リアクトル１８と回生電力蓄積用コンデンサ１５と半導体スイッチング回路２５により、副インバータ部４側を出力とする昇圧回路が構成されるからである。

副インバータ部４の直流母線電圧は、主インバータ部３の直流母線電圧に比べて小さく、副インバータ部４で使用される素子は主インバータ部３で使用される素子よりも小さい定格電圧の仕様である標準品の素子が使用可能でありコスト削減となる構成が可能である。

以上のような、本願と特許文献１（従来技術）の主な相違点は、特許文献１の電力変換装置は、バッテリＶ１〜Ｖ４を電源とする１例として、それらの単相インバータブリッジ１０１〜１０４で構成され、出力電圧の振幅比をＶ１：Ｖ２：Ｖ３：Ｖ４＝１：２：４：８として、電圧出力をＶ２〜Ｖ４の組合わせとＶ１のＰＷＭにより出力調整するもので、３相出力とするには単相インバータブリッジ１０５〜１０８の４段構成を３段接続して構成しているのに対して、本発明は３相電源を用いた例として、３相出力の主インバータ３と絶縁トランス２を用いた単相出力の副インバータ４〜６との４段構成のみで３相出力を可能にして、出力電圧の振幅比は主インバータＶｄｃに対して副インバータ４〜６は１／３Ｖｄｃとし、主インバータはＰＷＭを実施する場合と、実施しない場合に制御を分けて出力特性を改善を図っている点が異なり、更に、本願の実施例３では回生電力処理装置１２〜１４を設けて、電力消費の無駄も省いている。

図１０は本発明の他の１例として、１６レベルの電圧出力の例を示した図であり、各パワーセルの電圧を、例えば、単相インバータ４段で４つのベクトル（Ｖｃ、１／２Ｖｃ、１／４Ｖｃ、１／８Ｖｃ）として、それらの加減による１６レベルの電圧を示したもので、特に右方向から左方向に矢印がある場合、回生動作と同じ現象となり、その逆は力行状態になる。
このように、ベクトルを種々組合わせることで、回生動作も取り込んだ効率的な電力制御が可能となる。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成図である。図１に示す電力変換装置の動作原理を示す空間ベクトル図である。図２に示す空間ベクトルの第１の出力電圧指令を示す図である。図２に示す空間ベクトルの第２の出力電圧指令を示す図である。図２に示す空間ベクトルの第３の出力電圧指令を示す図である。本発明の実施例２に係る電力変換装置の動作原理を示す空間ベクトル図である。本発明の方法のシミュレーション結果を示す図である。本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成図である。図８に示す回生電力処理装置の１部拡大図である。本発明の１６レベルの電圧出力例を示す図である。従来の電力変換装置の構成図である。

符号の説明

１三相電源
２絶縁絶縁トランス
３主インバータ部
４〜６副インバータ部
７負荷
８〜１１電圧指令発生器
１２〜１４回生電力処理装置
１５〜１７回生電力蓄積用コンデンサ
１８〜２０直流リアクトル
２１〜２３制御信号発生回路
２４〜２９半導体スイッチング回路

Claims

交流電源を入力とし、通常のインバータで構成される主インバータ部と、マルチレベル出力を手助けする副インバータ部と、前記副インバータ部を独立に制御するために電気的に絶縁する絶縁トランスと、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記電力変換装置において、前記主インバータ部は前記交流電源を入力とする３相出力インバータであって、前記副インバータ部は前記絶縁トランスにより電気的に絶縁された前記交流電源を入力とする単相出力インバータで構成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記絶縁トランスは、各相毎の前記副インバータ部を電気的に絶縁し、前記副インバータ部を独立に制御するために構成されることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
前記副インバータ部の直流母線電圧は、前記主インバータ部の直流母線電圧比の１/３であり、前記副インバータ部で使用される素子は前記主インバータ部で使用される素子の１/３の定格電圧で使用可能であることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
前記主インバータ部と副インバータ部は、ＰＷＭを実施するか、あるいは前記主インバータ部はＰＷＭを実施せず、前記副インバータ部がＰＷＭを実施することでスイッチング損失を低減することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
交流電源を入力とし、通常のインバータで構成される主インバータ部と、マルチレベル出力を手助けする副インバータ部と、回生電力を処理する回生電力処理装置と、前記副インバータ部を独立に制御するために電気的に絶縁する絶縁トランスと、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記電力変換装置において、前記主インバータ部は前記交流電源を入力とする３相出力インバータであって、前記副インバータ部は前記絶縁トランスにより電気的に絶縁された前記交流電源を入力とする単相出力インバータで構成されることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
前記回生電力処理装置は、前記副インバータ部に接続され電動機からの直流回生電力をエネルギーとして回生電力蓄積用コンデンサに蓄積し、電動機が力行状態になると回生電力蓄積用コンデンサに蓄積したエネルギーの充電電流をインバータ側へ流すことを特徴とする請求項６又は７記載の電力変換装置。
前記回生電力処理装置は、電動機からの直流回生電力を蓄積した電気エネルギーによる回生電力蓄積用コンデンサの両端電圧が、副インバータ部の直流入力端子間電圧以下にあってもインバータ側に充電電流を流すことができることを特徴とする請求項６又は７記載の電力変換装置。
前記絶縁トランスは、前記副インバータ部を電気的に絶縁し、各相毎の前記副インバータ部を独立に制御するために構成されることを特徴とする請求項６又は７記載の電力変換装置。
前記副インバータ部の直流入力端子間電圧は、前記主インバータ部の直流入力端子間電圧よりも小さく前記副インバータ部と前記副インバータに接続される前記回生電力処理装置で使用される素子は前記主インバータ部で使用される素子よりも小さい定格電圧としたことを特徴とする請求項６又は７記載の電力変換装置。