JP2000050643A

JP2000050643A - インバータ装置

Info

Publication number: JP2000050643A
Application number: JP10360282A
Authority: JP
Inventors: Takuji Shimoura; 拓二下浦; Toshiaki Oka; 利明岡
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-05-29
Filing date: 1998-12-18
Publication date: 2000-02-18

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータの大容量化、高電圧化と共に、
部品点数の削減による信頼性の向上と入力高調波の削減
と回生機能を低コストで実現できるインバータ提供す
る。【解決手段】３相交流電力を直流電力に変換する３相
整流器１４とこの直流電力を３相交流電力に変換する３
相逆変換器１８とを有する３相インバータ１７と、この
３相インバータ１７の各相出力に直列に接続され、３相
交流電力を直流電力に変換する３相整流器とにより直流
電力に変換し単相逆変換器により単相交流電力を出力す
る複数の単相インバータ１２と、上記３相インバータ１
７及び上記複数の単相インバータ１２の整流器部に各々
絶縁された交流電力を供給する変圧器１１とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】可変速制御される誘導電動機などの交流
モータの制御装置として、図２０に示すＰＷＭ制御方式
の電圧形多重インバータ装置が知られている。図２０の
装置は２個の単相インバータ１２を直列に接続し１相と
し、それを３組スター接続した構成のインバータであり
出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗからモータ１３を駆動する。ここ
で、各々の単相インバータの交流入力には各々絶縁され
た３相電源を供給する変圧器１１から構成されている。
図２１で単相インバータ１２の詳細を説明する。図２１
で、３相交流を３相ブリッジ整流器１４により直流に変
換し、平滑コンデンサ１５で平滑し、この直流を単相ブ
リッジ逆変換器１６で交流に変換する。この変換はいわ
ゆるＰＷＭ制御により所望の電圧と周波数の交流に変換
する。

【０００３】図２０に示した構成によれば、単相インバ
ータが出力する電圧の３倍の出力が得られ、大容量イン
バータを構成することができる。１相を構成する２個の
単相インバータのＰＷＭ制御タイミングをずらすことに
より、出力に現れるＰＷＭ周波数が２倍となり、個々の
電圧ステップが相全体からみれば１／２になることによ
り、正弦波に近い出力が得られる。

【０００４】上記多重形インバータにおいて、「半導体
電力変換回路」（電気学会発行／オーム社発売）の第１
２５頁及び第１２６頁や米国特許第４，６７４，０２４
号公報、米国特許第５，６２５，５４５号公報に記載さ
れているように、そのＰＷＭ信号は搬送波信号の位相を
ずらすことが一般的に行われている。

【０００５】図２２に出力電圧波形の例を示す。２個の
単相インバータの出力電圧Ｕ１とＵ２が交互にスイッチ
ングして、総合ではより正弦波に近い波形が得られてい
る。更に、変圧器１１の２次巻線の位相をずらすことに
より、入力高調波を低減できる。上段と下段の単相イン
バータの２組を考えると、各段で３相を出力しているた
め、各段で見ると電力は平滑化し、変圧器巻線の位相を
３０度ずらしたいわゆる「１２パルス構成」となり、入
力高調波を減少できる。図２０では２段の例で説明した
が、３段以上においてはより向上した結果が得られるこ
とは明らかである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、単相イ
ンバータは、３相インバータと比較して回路部品点数が
多くなることや、直流部で出力の２倍の周波数の電力脈
動が有り、電力脈動のピークを考慮する為に整流器の使
用効率が３相インバータの整流器の使用効率より悪くな
ること、平滑用コンデンサの電流リップルが大きい等の
問題があった。更に、この平滑用コンデンサの電流リッ
プルは、コンデンサの寿命に大きな影響を与えるため、
十分な設計余裕を確保する必要があり、大きく高価なも
のになっていた。

【０００７】また、負荷からの回生電力を処理するため
には、全部の単相インバータに直流電力を抵抗で消費す
るか、電源に変換する特別な回路を設けることが必要と
なりコストサイズ共に問題となっていた。更に、単相イ
ンバータの段数が少ないほど、電流の入力高調波が増大
するという問題もあった。

【０００８】従って、本発明は、上記問題点を鑑み、３
相インバータと単相インバータを組合わせることによ
り、インバータの大容量化、高電圧化と共に、部品点数
の削減による信頼性及び経済性の向上と入力高調波の削
減と回生機能を低コストで実現できるインバータ装置を
提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る本発明は、単相インバータと３相イ
ンバータとを直列接続した構成とする。従って、単相イ
ンバータのみで構成するよりも、単相インバータと３相
インバータとを組み合わせた構成の方が部品点数が少な
く、直流部において３相出力がバランスするため、平滑
コンデンサや整流回路の制約が少なくなり、信頼性や経
済性が向上する。

【００１０】また、請求項２に係る本発明は、３相イン
バータの出力波形が正弦波とずれている差分を単相イン
バータで供給することで、当該単相インバータは複数個
直列に接続できるので、低圧高速のスイッチデバイスを
使用することができる。また、３相インバータの出力波
形が正弦波とずれている差分を単相インバータが供給す
るので、総合としては正弦波の出力波形が得られる。

【００１１】更に、請求項３に係る本発明は、低速時に
前記３相インバータのみをＰＷＭ制御し、残りの単相イ
ンバータをバイパス状態とすることで、単相インバータ
の問題である低周波出力時の出力周波数の２倍の電力脈
動を回避することができ、使用部品の制約が減り、且つ
信頼性が増加する。

【００１２】請求項４に係る本発明は、回生時にモータ
電圧を下げて、３相インバータのみで回生または抵抗に
よる放電を行い、残りの単相インバータをバイパス状態
とすることで、回生回路または放電抵抗回路を１つだけ
追加することにより、モータの回生制動を行うことがで
きる。

【００１３】また、請求項５に係る本発明は、個々の単
相インバータの整流回路を多重化することで、単相イン
バータの段数が少なくても、必要十分な入力高調波の低
減が可能となる。

【００１４】更に、請求項６に係る本発明は、個々の単
相インバータ及び３相インバータの整流回路を多重化す
ることで、単相インバータと３相インバータの段数が少
なくても、必要十分な入力高調波の低減が可能となる。

【００１５】請求項７に係る本発明は、３相インバータ
が複数の３相整流器を有することで単相インバ−タと３
相インバ−タの段数が少なくても、必要十分な入力高調
波の低減が可能となる。

【００１６】請求項８に係る本発明は、３相インバータ
と所定の単相インバータとのスイッチングタイミングを
重ねると共に残りの単相インバータのスイッチングタイ
ミングを重ねることで、同一スイッチングタイミングで
制御されるインバータ毎に制御手段を設ければ良く、部
品点数の削減及び信頼性の増加につながる。

【００１７】請求項９に係る本発明は、ｄｖ／ｄｔを抑
制するフィルタ回路を直列接続の中間に配置し、その前
後に同一スイッチングタイミングを持つ単相或いは３相
のインバータを配置することで、サージ電圧を低減する
ことが可能となる。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて説明する。

【００１９】（第１の実施の形態）まず、第１の実施の
形態について、図１及び図２を用いて説明する。本実施
の形態は、請求項１に対応した発明の実施の形態であ
る。

【００２０】尚、図１に示した実施の形態の構成要素に
おいて、図１２と同一の構成要素については、同一番号
を付けることによりその説明は省略する。図１２と異な
る点は、下段の単相インバータ３個を１個の３相インバ
ータ１７に置換えた点である。

【００２１】図２に３相インバータ１７の詳細を示す。
図２における３相ブリッジ１４と平滑コンデンサ１５は
図１３で示したものと同一であり、３相ブリッジ逆変換
器１８が異なる点である。

【００２２】従って、本実施の形態においては、入力高
調波を低減することができ、出力波形を正弦波に近づけ
ることができると共に、３相インバータ１個の方が単相
インバータ３個より構成が簡素化でき、部品点数が少な
くて済む。また、単相インバータでは、出力周波数の２
倍の電力脈動が平滑コンデンサと整流器に影響するが、
３相インバータでは３相出力電流の瞬時値の合計が常に
０であることから、上記電力脈動を考慮しなくて良い。
故に、単相インバータと３相インバータとを組合せるこ
とで、信頼性の向上及び部品点数の削減が得られる。

【００２３】（第２の実施の形態）次に、本発明の第２
の実施の形態について、図３及び図４を用いて説明す
る。本実施の形態は、請求項２に対応した発明の実施の
形態である。

【００２４】尚、図３に示した実施の形態の構成要素に
おいて、図１と同一の構成要素については、同一番号を
付けることによりその説明は省略する。図１と異なる点
は、単相インバータ１２を制御する信号を正弦波基準と
３相インバータ出力信号との差分を補填するように制御
する点である。

【００２５】そして、このように構成された本実施の形
態においては、正弦波基準信号ａをＰＷＭ制御回路１９
に入力し、３相インバータ１８を制御する信号ｂを発生
し、信号ａと信号ｂの差分信号ｃをＰＷＭ制御回路２０
に入力し、単相インバータ１２を制御する信号ｄを得
る。

【００２６】次に、本実施の形態における動作波形を図
４に示す。図４に示すように、３相インバータのスイッ
チング動作は比較的低いが単相インバータが高周波スイ
ッチングを行い、総合波形を正弦波により近い形とする
ことができる。ここで、３相インバータの動作周波数を
下げていけば方形波でも良く、大容量であるがスイッチ
ングの遅いＧＴＯデバイスなども使用可能となる。ま
た、単相インバータにっいては、ＩＧＢＴなどの高速ス
イッチングデバイスは電圧が低いため、単相インバータ
を２段直列にすることも簡単にできる。

【００２７】（第３の実施の形態）更に、本発明の第３
の実施の形態について、図５及び図６を用いて説明す
る。本実施の形態は、請求項３に対応した発明の実施の
形態である。

【００２８】尚、図５に示した実施の形態の構成要素に
おいて、図１と同一の構成要素については、同一番号を
付けることによりその説明は省略する。図１と異なる点
は、３相インバータだけで出力電圧を発生するＰＷＭ制
御回路２１と３相インバータと単相インバータの両方で
電圧を出力するＰＷＭ制御回路２２と、出力周波数に基
づいてＰＷＭ制御信号を切り換える切換器２３である。

【００２９】次に、本実施の形態の動作を図６を用いて
説明する。図６（ａ）に低速時、図６（ｂ）に高速時の
波形を示す。低速時には、単相インバータ１２の単相ブ
リッジ逆変換器の２つの上アームまたは下アームの一方
をオンさせて、バイパス状態とする。

【００３０】従って、低速時に顕著な単相インバータの
平滑コンデンサに低周波の電流が流れる現象がなく、リ
プル電流の減少によりコンデンサの寿命を低下させた
り、整流器にピーク電流が流れることがなくなる。

【００３１】（第４の実施の形態）次に、本発明の第４
の実施の形態について、図７を用いて説明する。本実施
の形態は、請求項４に対応した発明の実施の形態であ
る。

【００３２】尚、図７に示した実施の形態の構成要素に
おいて、図５と同一の構成要素にっいては、同一番号を
付けることによりその説明は省略する。図５と異なる点
は、図８に示すように、３相インバータ２４に直流電圧
を検出する検出回路２５と、抵抗とスイッチング素子で
構成した放電回路２６を追加した点である。

【００３３】モータを回生制動する場合に、図１に示し
た第１の実施の形態においては、単相インバータと３相
インバータ全てに検出回路２５と放電回路２６が必要に
なるが、図７の構成では、３相インバータのみに検出回
路２５及び放電回路２６を設けている。

【００３４】次に、本実施の形態の動作を説明する。本
実施の形態においては、低速時には３相インバータのみ
でモータを駆動しているので、そのまま回生モードに移
行する。一方、高速時には、モータ電圧を下げる制御を
行い、３相インバータで制御できる電圧まで下がった時
点から、周波数は高速であるが、電圧のみ低い状態で、
３相インバータだけでモータを駆動し、モータから回生
してくる電力を抵抗で放電する。このようにすれば、イ
ンバー夕定格の１００％ではないが、数１０％定格で回
生制動ができる。

【００３５】特に、ファン等のように２乗負荷トルクで
ＧＤ² が大きい負荷においては、インバータを停止する
方法では、高速時は負荷があるので速く減速するが、低
速になると負荷がほとんどなくなるため、停止時間が非
常に長くなってしまう。従って、本実施の形態は、低速
になってから回生能力が増加するので非常に有効であ
る。

【００３６】（第５の実施の形態）本発明の第５の実施
の形態について、図９及び図１０を用いて説明する。本
実施の形態は、請求項５に対応した発明の実施の形態で
ある。

【００３７】尚、図９に示した実施の形態の構成要素に
おいて、図１と同一の要素については、同一番号を付け
ることによりその説明は省略する。図１と異なる点は、
単相インバータの入力の整流回路を２組とし、変圧器の
巻線を２倍取り出す点である。

【００３８】図９において、２７は各単相インバータに
２組ずつの絶縁された３相交流を供給する変圧器、２８
は、図１０に示すように、３相ブリッジ整流回路１４を
２組有する単相インバータである。

【００３９】図９に示した回路では、図２０に示した従
来のインバータ装置に比べて２倍の変圧器の２次巻線を
２倍もつことにより位相を＋２２．５度、＋７．５度、
−７．５度、−２２．５度に構成し、いわゆる「２４パ
ルス整流回路」とし、入力高調波を図１２に示した従来
の１２パルス構成のインバータ装置に比べて大幅に減ら
すことができる。

【００４０】（第６の実施の形態）本発明の第６の実施
の形態は、図１に示した第１の実施の形態における３相
インバータと単相インバータの整流回路を２組に増やす
ものであり、第５の実施の形態では単相インバータの整
流回路を３相分増加させる必要があるのに比べ、３相イ
ンバータの整流回路を１組だけ増やすだけで、図９に示
した第５の実施の形態における効果と同等の効果が得ら
れる。従って、コストパフォーマンスの点で極めて有用
である。

【００４１】（第７の実施の形態）まず、第７の実施の
形態について、図１１及び図１２を用いて説明する。本
実施の形態は、請求項７に対応した発明の実施の形態で
ある。

【００４２】図１１及び図１２に示すように、本実施の
形態は、３相インバータが複数の３相整流器を有するこ
とを特徴としている。個々の単相インバータ及び３相イ
ンバータの整流回路を多重化することで、単相インバー
タと３相インバータの段数が少なくても、必要十分な入
力高調波の低減が可能となる。

【００４３】（第８の実施の形態）まず、第８の実施の
形態について、図１３及び図１４を用いて説明する。本
実施の形態は、請求項８に対応した発明の実施の形態で
ある。

【００４４】図１３に示すように、本実施の形態は、３
相交流電源（図示せず）に接続された変圧器３０と、こ
の変圧器３０の出力側に接続された単相インバータ群３
１、３２、３３及び３相インバータ３４と、フィルタ回
路３５と、単相インバータ群３１、３２及び単相インバ
ータ群３３と３相インバータ３４を各々制御する制御回
路３５ａ、３５ｂ、３５ｃから構成され、単相インバー
タ群３１の出力側に本インバータ装置の負荷であるモー
タ１３が設けられている。

【００４５】更に詳述すると、単相インバータ群３１は
単相インバータ３１ａ，３１ｂ，３１ｃから、単相イン
バータ群３２は単相インバータ３２ａ，３２ｂ，３２ｃ
から、単相インバータ群３３は単相インバータ３３ａ，
３３ｂ，３３ｃから各々構成されている。また、制御回
路３５ａ，３５ｂ，３５ｃは、それぞれ２つのＰＷＭ回
路３６ａ，３６ｂから構成されている。

【００４６】次に、制御回路３５ａ乃至３５ｃについ
て、図１４を用いて説明する。ＰＷＭ回路３６ａ，３６
ｂは、それぞれ電圧基準ａに応じたパルス幅信号ｅ，
ｆ，ｇ，ｈを出力する。

【００４７】信号ｅがＨレベルにあるとき、単相インバ
ータ３３ａ内の素子Ａ（図２１参照）をオンさせ、素子
Ａ´（図２１参照）をオフさせる。逆に、信号ｅがＬレ
ベルにあるときは、素子Ａをオフし、素子Ａ´をオンさ
せる。これと同様に、信号ｅにより、３相インバータ３
４内の素子Ｕ，Ｕ´を制御する。

【００４８】また、信号ｅと同様に、信号ｆにより、単
相インバータ３３ａの素子Ｂ，Ｂ´（図２１参照）を制
御し、同様に、信号ｇにより、単相インバータ３１ａ，
３２ａ内の素子Ａ，Ａ´を制御し、信号ｈにより、単相
インバータ３１ａ，３２ａ内の素子Ｂ，Ｂ´を制御す
る。

【００４９】このように制御することにより、図１４に
示すＵ相出力電圧波形を得ることができる。従って、本
実施の形態においては、同一のスイッチングタイミング
を供給するインバータに対しては１つのＰＷＭ回路から
のスイッチング信号を供給すればよく、制御回路の構成
が簡素化でき、部品点数が少なくて済む。

【００５０】（第９の実施の形態）まず、第９の実施の
形態について、図１５及び図１６を用いて説明する。本
実施の形態は、請求項９に対応した発明の実施の形態で
ある。

【００５１】図１５に示すように、本実施の形態は、３
相交流電源（図示せず）に接続された変圧器３０と、こ
の変圧器３０の出力側に接続された単相インバータ群３
１、３２、３３及び３相インバータ３４と、単相インバ
ータ群３１、３２及び単相インバータ群３３と３相イン
バータ３４を各々制御する制御回路３５ａ、３５ｂ、３
５ｃと、単相インバータ群３２と単相インバータ群３３
との間に設けられたフィルタ回路３７とから構成され、
単相インバータ群３１の出力側に本インバータ装置の負
荷であるモータ１３が設けられている。

【００５２】更に詳述すると、単相インバータ群３１は
単相インバータ３１ａ，３１ｂ，３１ｃから、単相イン
バータ群３２は単相インバータ３２ａ，３２ｂ，３２ｃ
から、単相インバータ群３３は単相インバータ３３ａ，
３３ｂ，３３ｃから各々構成されている。また、制御回
路３５ａ，３５ｂ，３５ｃは、それぞれ２つのＰＷＭ回
路３６ａ，３６ｂから構成されている。

【００５３】次に、制御回路３５ａ乃至３５ｃについ
て、図１６を用いて説明する。ＰＷＭ回路３６ａ，３６
ｂは、それぞれ電圧基準ａに応じたパルス幅信号ｅ，
ｆ，ｇ，ｈを出力する。

【００５４】信号ｅがＨレベルにあるとき、単相インバ
ータ３２ａ内の素子Ａ（図２１参照）をオンさせ、素子
Ａ´（図２１参照）をオフさせる。逆に、信号ｅがＬレ
ベルにあるときは、素子Ａをオフし、素子Ａ´をオンさ
せる。これと同様に、信号ｅにより、３相インバータ３
４内の素子Ｕ，Ｕ´を制御する。

【００５５】また、信号ｅと同様に、信号ｆにより、単
相インバータ３２ａの素子Ｂ，Ｂ´（図２１参照）を制
御し、同様に、信号ｇにより、単相インバータ３１ａ，
３３ａ内の素子Ａ，Ａ´を制御し、信号ｈにより、単相
インバータ３１ａ，３３ａ内の素子Ｂ，Ｂ´を制御す
る。

【００５６】このように制御することにより、図１６に
示すＵ相出力電圧波形を得ることができる。従って、本
実施の形態によれば、１つのスイッチングタイミングに
おいて、フィルタ回路３７の内側と外側の両方で同時に
スイッチングが発生する。このことを図１７乃至図１９
を用いて詳述する。尚、図１７はフィルタ回路を設けて
いない場合、図１８はフィルタ回路を従来の取付位置に
設けた場合、図１９はフィルタ回路を本実施の形態の取
付位置に設けた場合の各部の電圧波形を示す。

【００５７】単位インバータ３１，３３が同時にスイッ
チングした場合に、図１７において、Ｖ１は単位インバ
ータ３１，３３のスイッチング電圧を加算したもので、
Ｖｍはモータ端子に加わる電圧を示している。インバー
タからモータ端子までのケーブルの浮遊容量の関係か
ら、モータ端子では最大２倍のサージ電圧が発生するこ
とが知られている。

【００５８】図１８は、フィルタ回路を従来の取付位置
であるインバータの出力端子に設けた場合を示してお
り、フィルタ回路の作用により、Ｖ１の波形がＶ２のよ
うになまらされているので、モータ端子での反射による
共振は発生していない。ここでは、サージ倍率つまりＶ
２ｍａｘ／（Ｅ３１＋Ｅ３３）を１．５倍としている。

【００５９】図１９は、フィルタ回路を本実施の形態の
取付位置であるインバータ直列接続の中間点に設けた場
合を示しており、フィルタ回路より内側にあるＥ３３の
スイッチングに対してはフィルタ作用が効くが、フィル
タ回路より外側即ち負荷側にあるＥ３１のスイッチング
に対してはフィルタ作用が効かないため、Ｖ１で示すよ
うに、Ｅ３１分がステップアップし、Ｅ３３分はフィル
タ作用が効いた波形となっている。この波形に対して、
モータ端子でのサージ電圧は、Ｅ３１のステップ変化に
対して現れるため、Ｖ２に示す波形となる。Ｖ２の波形
は、図１８のフィルタ倍率１．５と図１７のサージ倍率
２．０で表したものである。最初の部分では、Ｅ３１の
２倍の電圧が発生するが、それはＥ３３を加えた値と同
じである。その後、Ｅ３３にフィルタ作用が効き、次第
にＶ１が上昇し、若干のオーバーシュートを発生する
が、これは１．５倍としているが、ステップ量は図１８
に示した波形の１／２である。従って、トータルのサー
ジ電圧は、従来のフィルタ回路の取付位置に比べ、著し
く低減されていることが分かる。

【００６０】

【発明の効果】以上述べたように、本発明は以下の効果
を奏する。１．請求項１、２に係る発明は、３相インバータは単相
インバータ３個に比べて部品点数が少なく、直流部にお
いて３相出力がバランスするため、平滑コンデンサや整
流回路の制約が少なくなり、信頼性や経済性が向上す
る。２．請求項２に係る発明は、３相インバータの出力波形
が正弦波とずれている差分を単相インバータが供給する
ので、総合としては正弦波の出力波形が得られ、低速大
容量のスイッチングデバイスで３相インバータを構成す
ることができ、経済性が向上する。３．請求項３に係る発明は、単相インバータの問題であ
る低周波出力時の出力周波数の２倍の電力脈動を回避す
ることができるので信頼性が増加する。４．請求項４に係る発明は、回生回路または放電抵抗回
路を１つだけ追加することで、モータの回生制動を行え
る。５．請求項５、６、７に係る発明は、単相インバータや
３相インバータの段数が少なくても、必要十分な入力高
調波の低減が可能となる。６．請求項８に係る発明は、インバータを制御するＰＷ
Ｍ回路を削除することができ、信頼性や経済性が向上す
る。７．請求項９に係る発明は、サージ電圧を、従来のフィ
ルタ回路の取付位置に比べ、著しく低減することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示す概要構成
図。

【図２】図１に示した３相インバータを示す詳細構
成図。

【図３】本発明の第２の実施の形態を示す概要構成
図。

【図４】図３に示した第２の実施の形態の動作波形
を示す波形図。

【図５】本発明の第３の実施の形態を示す概要構成
図。

【図６】図５に示した第３の実施の形態の動作波形
を示す波形図。

【図７】本発明の第４の実施の形態を示す概要構成
図。

【図８】図７に示した３相インバータの主回路構成
を示す詳細構成図。

【図９】本発明の第５の実施の形態を示す概要構成
図。

【図１０】図９に示した単相インバータを示す概要構
成図。

【図１１】本発明の第７の実施の形態を示す概要構成
図。

【図１２】図１１に示した単相インバータを示す概要
構成図。

【図１３】本発明の第８の実施の形態を示す概要構成
図。

【図１４】図１３に示した第８の実施の形態のスイッ
チング動作を示すタイムチャート。

【図１５】本発明の第９の実施の形態を示す概要構成
図。

【図１６】図１５に示した第９の実施の形態のスイッ
チング動作を示すタイムチャート。

【図１７】フィルタ回路を設けていない場合の電圧波
形を示す図。

【図１８】フィルタ回路をインバータの出力端子に設
けた場合の電圧波形を示す図。

【図１９】フィルタ回路をインバータ直列接続の中間
点に設けた場合の電圧波形を示す図。

【図２０】従来のＰＷＭ制御方式の電圧形多重インバ
ータ装置を示す概要構成図。

【図２１】図２０に示した電圧形多重インバータ装置
の単相インバータを示す詳細構成図。

【図２２】図２０に示した電圧形多重インバータ装置
の出力波形を示す波形図。

【符号の説明】

１１、３０・・・・・・変圧器１２、１６、２８、３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３２ａ、
３２ｂ、３２ｃ、３３ａ、３３ｂ、３３ｃ・・・・・・単相イ
ンバータ１４・・・・・・３相ブリッジ整流回路１７、２４、３４・・・・・・３相インバータ１８・・・・・・３相ブリッジ逆変換器１９、２０、２１、２２・・・・・・ＰＷＭ制御回路２３・・・・・・切換器２５・・・・・・検出回路２６・・・・・・放電回路３１、３２、３３・・・・・・単相インバータ群３７………フィルタ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】３相交流電力を直流電力に変換する３相
整流器とこの直流電力を３相交流電力に変換する３相逆
変換器とを有する３相インバータと、この３相インバー
タの各相出力に直列にｎ個（但し、ｎは自然数）接続さ
れ、３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器とに
より直流電力に変換し単相逆変換器により単相交流電力
を出力する３ｎ個（但し、ｎは自然数）の単相インバー
タと、前記３相インバータ及び前記３ｎ個の単相インバ
ータの整流器部に各々絶縁された交流電力を供給する変
圧器とを具備することを特徴としたインバータ装置。
【請求項２】請求項１記載のインバータ装置におい
て、前記３相インバー夕の出力相電圧波形を制御する第
１の制御手段と、前記３相インバータの出力相電圧波形
と正弦波を比較してその差分を減少させる相電圧波形を
前記３ｎ個の単相インバータに出力させるよう制御する
第２の制御手段とを具備することを特徴としたインバー
タ装置。
【請求項３】請求項１記載のインバータ装置におい
て、低速時に前記３相インバータのみをＰＷＭ制御し、
残りの単相インバータをバイパス状態として使用するこ
とを特徴としたインバータ装置。
【請求項４】請求項１記載のインバータ装置におい
て、回生時にモータ電圧を下げて、前記３相インバータ
のみで回生を行い、残りの単相インバータをバイパス状
態として使用することを特徴としたインバータ装置。
【請求項５】２組以上の３相交流電力を２組以上の３
相整流器により直流電力に変換し、この直流電力を単相
逆変換器により単相交流電力を出力する単相インバータ
をｍ個（但し、ｍは自然数）直列接続し、この直列接続
したｍ個の単相インバータを３組スター接続し、３ｍ個
の単相インバータを有する単相インバータ群と、前記３
ｍ個の単相インバータの前記整流器に各々絶縁された交
流電力を供給する変圧器とを具備することを特徴とした
インバータ装置。
【請求項６】請求項５のインバータ装置において、前
記スター接続の中性点の代わりに複数の入力を有し３相
を出力するインバータを設けることを特徴としたインバ
ータ装置
【請求項７】請求項１記載のインバータ装置におい
て、前記３相インバータが複数の前記３相整流器を有す
ることを特徴としたインバータ装置。
【請求項８】複数の整流素子を有し３相交流電力を直
流電力に変換する３相整流器と複数のスイッチング素子
を有し前記直流電力を３相交流電力に変換する３相逆変
換器とを有する３相インバータと、この３相インバータ
の各相出力に直列にｎ個（但し、ｎは自然数）接続さ
れ、複数の整流素子を有し３相交流電力を直流電力に変
換する整流器と複数のスイッチング素子を有し前記整流
器からの直流電力を単相交流電力に変換する単相逆変換
器とを有する３ｎ個の単相インバータと、前記３相イン
バータ及び前記３ｎ個の単相インバータの整流器部に各
々絶縁された交流電力を供給する変圧器と、前記３相イ
ンバータの３相逆変換器のスイッチング素子と所定の前
記単相インバータの単相逆変換器のスイッチング素子と
のスイッチングタイミング及び残りの前記単相インバー
タの単相逆変換器のスイッチング素子とのスイッチング
タイミングを各々同一に行うように制御する制御手段と
を具備することを特徴としたインバータ装置。
【請求項９】複数の整流素子を有し３相交流電力を直
流電力に変換する３相整流器と複数のスイッチング素子
を有し前記直流電力を３相交流電力に変換する３相逆変
換器とを有する３相インバータと、この３相インバータ
の各相出力に直列にｎ個（但し、ｎは自然数）接続さ
れ、複数の整流素子を有し３相交流電力を直流電力に変
換する整流器と複数のスイッチング素子を有し前記整流
器からの直流電力を単相交流電力に変換する単相逆変換
器とを有する３ｎ個の単相インバータと、前記３相イン
バータ及び前記３ｎ個の単相インバータの整流器部に各
々絶縁された交流電力を供給する変圧器と、前記３相イ
ンバータの３相逆変換器のスイッチング素子と所定の前
記単相インバータの単相逆変換器のスイッチング素子と
のスイッチングタイミング及び残りの前記単相インバー
タの単相逆変換器のスイッチング素子とのスイッチング
タイミングを各々同一に行うように制御する制御手段
と、ｄｖ／ｄｔを抑制するフィルタ回路とを具備し、前
記フィルタ回路は直列接続の中間に配置し、その前後に
同一スイッチングタイミングを持つ単相或いは３相のイ
ンバータを配置することを特徴としたインバータ装置。