JPH11318086A - 供給電圧が無制限の静止電力変換装置 - Google Patents

供給電圧が無制限の静止電力変換装置

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JPH11318086A
JPH11318086A JP11078618A JP7861899A JPH11318086A JP H11318086 A JPH11318086 A JP H11318086A JP 11078618 A JP11078618 A JP 11078618A JP 7861899 A JP7861899 A JP 7861899A JP H11318086 A JPH11318086 A JP H11318086A
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JP
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bridge
static power
circuit
level
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JP11078618A
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Greg A Duba
エイ ドゥーバ グレッグ
Edgar S Thaxton
エス サックストン エドガー
John Walter
ウォルター ジョン
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 静止電力変換装置の半導体スイッチをほぼ最
大効率で動作させ、所要電力が小さくなっても効率を低
下させない。 【解決の手段】 直列接続の複数のＨ−ブリッジ電力モ
ジュールからなる多重レベル相駆動器列を用いる。直列
接続電力用半導体素子の中位接続点を隣接Ｈ−ブリッジ
の対応中位接続点に接続し、利用可能な定格の電力スイ
ッチを用いて高出力電圧を得る。Ｈ−ブリッジを３元多
重レベル、多相、多重回路列として、高品位電力を供給
する大電力用静止電力変換器を得る。電力用半導体スイ
ッチを、単スイッチより一桁以上高いスイッチング周波
数波形を作る２元インターリーブされたパルス幅変調ア
ルゴリズムに従って運転する。ＰＷＭ相補三角波を各多
重レベル相駆動器の各Ｈ−ブリッジの個々のＰＷＭ制御
に用いる。部分負荷に対する効率を独特の負荷区分方法
を用いて高める。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は静止電力変換装置に
関し、さらに詳しくは、供給電圧が無制限の静止電力変
換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の静止電力変換装置は、利用できる
電力用半導体素子が十分でないことによる限界がある。
電力用半導体素子を直接に、並列及び／または直列駆動
するには、素子動作条件を定格より極端に小さくし、ま
た電圧及び電流配分並びに熱的安定を確実にとるために
素子を慎重に整合させる必要がある。
【０００３】ペイス（Ｐａｉｃｅ）等の米国特許第４，
６７４，０２４号は、絶縁型の個別のＤＣ電源から電力
を供給される半導体スイッチのＨ−ブリッジを有する標
準モジュールを一列に接続し、出力変圧器を必要とせず
に可変速電動機制御するためのパルス幅変調電力を供給
するため、前記インバータ・モジュール列をＹ結線する
ことにより中電圧多重インバータ装置を形成するよう
に、低電圧インバータ・モジュールが結合されている、
周波数可変インバータ電動機用の中電圧モジュール型イ
ンバータ及びその制御装置を開示している。
【０００４】ハモンド（Ｈａｍｍｏｎｄ）の米国特許第
５，６２５，５４５号は、複数の、位相がずらされ、互
いに絶縁された二次巻線を有する入力変圧器を用いる電
気的駆動装置を開示している。前記複数の二次巻線はそ
れぞれ絶縁型電力モジュールに電力を供給し、該モジュ
ールは電動機用の高電圧出力を得るために直列接続され
ている。前記電力モジュールの制御は、正（ｎｏｒｍａ
ｌ）及び補（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ）三角波を、
外部で発生させた基準波と比較することによりなされ
る。（ここで補波とは、正波の振幅を正負反転させた波
をいい、正波と補波は相補であるという。正波と補波と
の合成波形はゼロである。）直列接続モジュール列の各
モジュールに対する三角波は、相互に時間遅延がつけら
れている。
【０００５】ワイス（Ｗｅｉｓｓ）の米国特許第４，３
４９，７７２号は、複数のインバータ回路を用い、要求
される電動機トルクが小さくなると、電力供給に関わる
インバータ回路数がその全数より少なくなるＤＣインバ
ータ電源を開示している。
【０００６】ステイシー（Ｓｔａｃｅｙ）の米国特許第
５，５１５，２６４号は、共通ＤＣ電源に接続した複数
の６パルス・ブリッジによる電気的駆動装置の高調波中
和法を開示している。各６パルス・ブリッジの出力にジ
グザグ相間変圧器を用いて、最大１２０パルスを供給す
る、準高調波中和インバータ装置が開示されている。相
間変圧器を用いる高調波連続スタガ中和技法がステイシ
ー等の米国特許第５，３３７，２２７号に開示されてい
る。さらに、バウシュ（Ｂａｕｓｃｈ）の米国特許第
５，４２６，３５４号は、電動機の固定子の種々の位相
端子に供給されるパルス幅変調電圧波形を発生する、パ
ワー・トランジスタのＨ−ブリッジ構成を開示してい
る。
【０００７】しかし前記従来技術による各装置において
は、半導体パワー・トランジスタが１元パルス幅変調制
御アルゴリズムに従い２元構成で運転されている。さら
に前記装置においては、半導体パワー・トランジスタは
最大効率より低い効率で運転されており、特に装置から
の要求電力が小さくなったときに効率が低くなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
従来技術の欠点を排した、出力電圧が無制限の高電力静
止電力変換装置を提供することである。
【０００９】本発明の別の目的は、多相、多重回路構成
の負荷に多相、多重回路電力を供給する静止電力変換装
置を提供することである。
【００１０】本発明のさらなる目的は、２元インターリ
ーブ制御アルゴリズムを用いる多相、多重回路静止電力
変換装置の制御装置を提供することである。
【００１１】本発明のさらなる目的は、能動出力フィル
タ能力をもたせるために、バンド幅を広げた静止電力変
換装置を提供することである。
【００１２】本発明の別の目的は、無制限出力電圧を作
り、いかなる負荷に対しても効率が高い静止電力変換装
置を提供することである。
【００１３】本発明のまた別の目的は、入力及び出力電
圧波形のいずれの高調波成分も低減する静止電力変換器
を提供することである。
【００１４】本発明のさらなる目的は、基準波形に高調
波注入を行うことにより出力電圧波形の高調波成分をさ
らに低減する静止電力変換装置を提供することである。
【００１５】本発明の別の目的は、回生中の電動機負荷
からの有害な回生エネルギーを発電制動方法が散逸させ
る静止電力変換装置を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の上記及びその他
の目的は、多重レベル相駆動器列を含み、該駆動器列
は、駆動器の一端が浮動中性点で結ばれ、他端が多相、
多重回路負荷の対応する位相回路に接続されるスター結
線になっているか、あるいは各駆動器の一端が別の駆動
器の対向する一端に結ばれ、得られた接続点が多重回路
負荷の対応する位相回路に接続される環状結線になって
いる、無制限出力電圧を作り出す静止電力変換装置を提
供することにより達成される。３相装置に対しては、前
記駆動器の結線はＹあるいはΔ結線となる。前記多重レ
ベル相駆動器のそれぞれは直列接続された複数のＨ−ブ
リッジを含み、各Ｈ−ブリッジはＤＣ電源の正及び負端
子間に直列接続された２対の電力用半導体素子からなっ
ている。前記直列接続された電力用半導体素子の中位接
続点は隣接するＨ−ブリッジの対応する中位接続点に接
続され、要求電圧の単相出力を作る。複数のＨ−ブリッ
ジの上記直列接続により、負荷の要求に基づくいかなる
所望出力電圧も作ることができ、前記出力電圧は半導体
素子の定格に束縛されない。
【００１７】非常に高い実効スイッチング周波数を得る
ため、単スイッチのスイッチング周波数よりも一桁より
さらに高いスイッチング波形周波数を前記静止電力変換
器端子に作る、２元インターリーブ・パルス幅変調アル
ゴリズムあるいはランダム・スイッチング・アルゴリズ
ムを用いて、前記電力用半導体スイッチが運転される。
特有の実施の形態の１つにおいて、ある特定のＨ−ブリ
ッジをスイッチングするためのキャリア波形は三角波及
びその補波である。前記波形が出力基準波形と比較され
て、上部左側及び下部右側のスイッチがオンのときには
出力電圧が印加ＤＣ電圧に等しい正電圧であり、下部左
側及び上部右側のスイッチがオンの時には出力電圧が前
記印加電圧の反転（負）電圧であるように、前記スイッ
チのゲート信号を発生させる。上部スイッチの双方ある
いは下部スイッチの双方がオンであれば、前記Ｈ−ブリ
ッジの出力電圧はゼロであり、前記印加ＤＣ電圧源から
電力を消費することなくブリッジを通して電流が流れ
る。
【００１８】多重レベル相駆動器内のレベル間を２元イ
ンターリーブ・アルゴリズムを用いてインターリーブす
るために、前記三角キャリア波形は３６０°／２ｌに等
しい角度だけ互いに位相がずれている。ここでｌは１つ
の多重レベル相駆動器に含まれるレベル数である。さら
に多重静止電力変換器回路のＨ−ブリッジ・レベルに対
して、正及び補三角キャリア波形は、注目するレベルに
おける各回路に対するキャリア波形が同じレベルの対応
する回路に対してレベル間の位相ずれを静止電力変換器
回路数で割った値に等しい角度だけ位相がずれるように
設定される。本構成により、単スイッチのパルス幅変調
周波数×レベル数×回路数の２倍に等しい非常に高い実
効スイッチング周波数が得られる。これにより、高い実
効スイッチング周波数を達成しながら、電力用半導体ス
イッチを最も効率の良い動作モードで運転することがで
きる。
【００１９】ランダム・スイッチング・アルゴリズム
は、最低及び最高周波数の間で周期がランダムに変動す
る、三角ＰＷＭ（パルス幅変調）キャリア波形を用いて
行われる。最低及び最項周波数は、選ばれるスイッチン
グ素子及び効率あるいは電力品質のような所望の性能に
従って選ばれる。他のランダム・スイッチング・アルゴ
リズムを用いることもできる。
【００２０】本発明の多重レベル電力変換器において
は、全負荷も自動的に３つの元に区分される。全ての多
相静止電力変換器の場合と同様に、第１の元は相の数で
ある。静止電力変換器の各相は全電力の１／ｐ（ここで
ｐは全相数）を与える。第２の元は、各相を構成する回
路の数である。どの相でも各回路は全電力の（１／ｐ）
／ｋを与える。ここでｋは１相あたりの回路数である。
最後の元は、どの相についても個々の回路を構成するレ
ベル数である。ある与えられた相のある与えられた回路
の各レベルは全電力の（（１／ｐ）／ｋ）／ｌを与え
る。ここでｌは各回路を構成するレベル数である。この
電力増分が前記Ｈ−ブリッジ電力モジュールの定格であ
る。
【００２１】本発明の静止電力変換器では、全供給電力
に寄与する電力モジュール数を調節することにより、変
換器から得られる電力を負荷が要求する電力に合わせる
ことができる。第１の負荷区分方法は、軽負荷における
全静止電力変換器損失を実効的に低減するために、前記
静止電力変換器回路の半数を停止させることを含む。別
の負荷区分方法においては、前記静止電力変換器により
与えられる電力を前記負荷の要求に整合させるためによ
り精密に調整するように、個々の静止電力変換器回路が
停止させられる。
【００２２】本発明の多重レベル相駆動器では、全モジ
ュールが無出力電圧でありながら前記モジュールを通る
電流路は提供するような構成の動作モードが可能とな
る。本構成は“通過”と呼ばれ、各相において１つまた
はそれ以上のレベルを“通過”として構成し、よって前
記電力用半導体素子に伴うスイッチング損失を低減する
ことにより、部分電力時の静止電力変換器損失をさらに
低減するために利用することができる。
【００２３】本発明の静止電力変換器により、電力定格
は回路かまたはレベルのいずれかを停止することにより
調整することができる。提出されるもう１つの負荷区分
方法は、負荷に電力を供給している一組の対称平衡な相
は残して相群を停止することにより、電力定格を区分す
ることを含む。例えば６相の電動機及び静止電力変換器
において、静止電力変換モジュール数を要求負荷を支え
るに必要な数まで低減するため、３つの相を停止するこ
ともある。
【００２４】
【発明の実施の形態】図５に示す電気的負荷に対する代
表的な電力変換装置において、負荷５４へのある特定の
出力相に対して要求される線路対中性点電圧を作るため
に、図示されるように直列に、すなわち“レベル”とな
って接続されるＨ−ブリッジ１２を構成する電力用半導
体スイッチ列３８に、６台の絶縁型ＤＣ電源５０が電力
を供給する。代表的な実施の形態において、図１ａに示
す代表的なＨ−ブリッジ１２は、コンデンサ１８でシャ
ントされた２つの端子１４及び１６を介して絶縁型ＤＣ
電源から電力を受け取り、線路１４と１６の間に接続さ
れ中位点が出力端子２４に接続される２個のパワー・ト
ランジスタ２０及び２２、並びに線路１５と１７の間に
接続され中位点がもう１つの出力端子３０に接続される
別の２個の２個のパワー・トランジスタ２６及び２８を
有する。
【００２５】図１ｂに示すように、一続きのＨ−ブリッ
ジ１２ａ，１２ｂから１２ｎは、出力端子が隣のＨ−ブ
リッジと直列接続され、前記絶縁型ＤＣ電源電圧の合計
に等しいピーク出力電圧を有する多重レベル相駆動器３
２を構成する。
【００２６】図２は、多相、多重回路負荷の相のいくつ
かに電力を供給するように構成される複数の多重レベル
相駆動器３２の構成を示す。図の構成においては、全て
の多重レベル相駆動器３２は一端が中性点３４に接続さ
れ、前記負荷のいくつかの相Ａ，．．．，ｍに前記多重
レベル相駆動器の他端から電力を供給する。
【００２７】図３は、図２に示した静止電力変換器から
電力が供給される代表的な電動機負荷の回路構成を示す
簡単な回路図である。図３に示すように、この電動機は
合計ｋ個の回路３６を含み、各回路３６は前記静止電力
変換器からｍ個の相の電力を供給される。
【００２８】非常に高い実効スイッチング周波数、すな
わち静止電力変換器出力電圧波形により発生するリップ
ル電流の結果である前記代表的な電動機負荷における高
周波磁束成分を得るためには、２元インターリーブ・パ
ルス幅変調（ＰＷＭ）アルゴリズムが用いられ、単スイ
ッチの前記ＰＷＭ周波数よりも一桁よりさらに高いスイ
ッチング波形を前記静止電力変換器端子に作りながら、
最も効率の高い動作モードで前記電力用半導体スイッチ
が動作できるようにする。後述するように、２種のアル
ゴリズムのいずれも前記２元インターリーブを生じさせ
るために用いることができる。
【００２９】前記静止電力変換器により作られる実効ス
イッチング周波数は、個々のスイッチのＰＷＭ周波数、
多重レベル相駆動器のＨ−ブリッジ・レベル数、及び１
相あたりの多重レベル相駆動器回路数の関数であり、関
係式：
【００３０】
【数１】
【００３１】に従う。ここでｆeff は、前記負荷から見
た実効スイッチング周波数；ｆPWM は、キャリア波形周
波数；ｌは、直列レベル数；ｋは、静止電力変換器回路
数；である。
【００３２】スイッチングパターンを作るために用いら
れるＰＷＭアルゴリズムは、キャリア波形が所望の出力
波形を表す基準波形と比較される基本的な三角波ＰＷＭ
アルゴリズムの変形である。他のＰＷＭアルゴリズムも
有効に用いることができる。
【００３３】本発明の望ましい実施の形態においては、
個々のＨ−ブリッジに対するキャリア波形は三角波及び
その補波である。図６に示す代表的なＨ−ブリッジにお
いて、左側のスイッチ対４０及び４２の状態は、前記正
三角波を前記基準波と比較して制御され、右側のスイッ
チ対４４及び４６の状態は前記補三角波を基準波と比較
して制御される。各スイッチはダイオード５５によりシ
ャントされる。
【００３４】上部左側及び下部右側のスイッチ４０及び
４６がオンの時、前記ブリッジの出力電圧はブリッジの
前記端子１４と１６の間に印加される電圧＋Ｖレールであ
る。下部左側及び上部右側のスイッチ４２及び４４がオ
ンの時、ブリッジの出力電圧は−Ｖレールである。上部ス
イッチの双方あるいは下部スイッチの双方のいずれかが
オンの時はブリッジの出力電圧はゼロであり、電流は２
つのスイッチの内１つを通して流れ、前記ダイオード５
５は出力端子の極性に従ってもう一方のスイッチをシャ
ントする。
【００３５】多重レベル相駆動器内の前記レベルのイン
ターリーブは、以下のアルゴリズムのいずれかに従って
行われる。
【００３６】インターリーブ・アルゴリズム１：所望の
スイッチング周波数の正及び補三角波形を、多重レベル
相駆動器の各Ｈ−ブリッジ・レベルに対して設定する。
各レベルの前記三角キャリア波形は互いに角αlvl＝３
６０°／ｌだけ位相がずれている。ここでｌは多重レベ
ル相駆動器の相レベル数である。
【００３７】さらに所望のスイッチング周波数の正及び
補三角波形を、注目するレベルの各回路の前記キャリア
波形が同じレベルの対応する回路に対して角αckt＝α
lvl／２ｋだけ位相がずれるように、前記多重回路の多
重レベル相駆動器に対して設定する。ここでｋは静止電
力変換器回路数である。５レベル、４回路静止電力変換
器に必要なキャリア波形を図４に示す。
【００３８】インターリーブ・アルゴリズム２：第２の
２元インターリーブ・アルゴリズムは、所望のスイッチ
ング周波数の正及び補三角キャリア波形が多重レベル相
駆動器の各Ｈ−ブリッジ・レベルに設定される、第１の
アルゴリズムと同様である。しかし第２の場合は、各レ
ベルの前記三角キャリア波形が互いに角αlvl＝３６０
°／２ｌだけ位相がずれている。ここでｌは多重レベル
相駆動器のレベル数である。さらに所望のスイッチング
周波数の正及び補三角キャリア波形を、注目するレベル
の各回路の前記キャリア波形が同じレベルの対応する回
路に対して角αckt＝αlvl／ｋだけ位相がずれるよう
に、前記多重回路の多重レベル相駆動器に対して設定す
る。ここでｋは静止電力変換器回路数である。
【００３９】上記インターリーブ・アルゴリズムのいず
れに対してもＰＷＭキャリア波形間の時間のずれは次の
ようにして計算される。
【００４０】
【数２】
【００４１】
【数３】
【００４２】
【数４】
【００４３】ランダムスイッチング・アルゴリズム：第
３のスイッチング技法は、ランダム化されたスイッチン
グ・アルゴリズムを用いるものである。ランダムスイッ
チング・アルゴリズムを利用すると、出力波形に存在す
る電流高調波が、あるスペクトル範囲にわたって広が
る。スイッチング高調波が分散する前記範囲は、最低ラ
ンダムキャリア周波数にはじまり前記ランダム周波数範
囲にわたって連続し、ランダム周波数の倍数も含む。従
って出力電流高調波スペクトルは、基準波形の基本高調
波に加えて広帯域雑音として現われる。基本波のスイッ
チング高調波に対する比（すなわち信号対雑音比）は大
きく、出力をフィルタする必要はほとんどあるいは全く
ない。また、ランダムスイッチング・アルゴリズムを用
いる静止電力変換器から負荷に固有の組合せの高調波が
発生することもない。
【００４４】本発明に従う多重レベル電力変換器に対し
てランダムスイッチング・アルゴリズムを適用すると、
キャリア波形をインターリーブする必要がなく、よって
制御装置・アーキテクチャーが簡略化される。多重レベ
ル電力変換器でランダムスイッチング・アルゴリズムを
実施することにより、出力中に存在する前記スイッチン
グ高調波は分散し、前記信号対雑音比は向上する。
【００４５】ランダムスイッチングは、最低及び最高周
波数の間でランダムに変動する周期を有する三角キャリ
ア波形を用いて行われる。前記最低及び最高周波数は、
選ばれるスイッチング素子、及び効率あるいは電力品質
のような所望の性能に従って選ばれる。本発明の多重レ
ベル静止電力変換器に関しては、前記ランダム周期三角
波形を基準波形と比較することにより、前記右列のスイ
ッチ対を制御する。前記基準がキャリアより大きいとき
は上部スイッチがオン（下部スイッチがオフ）であり、
基準がキャリアより小さいときは下部スイッチがオン
（上部スイッチがオフ）である。左列のスイッチ対は前
記ランダム三角波の反転と前記基準との比較により制御
される。基準が前記キャリアより小さいときは上部スイ
ッチがオン（下部スイッチはオフ）、基準がキャリアよ
り大きいときは下部スイッチがオン（上部スイッチがオ
フ）である。あるいは、前記三角ＰＷＭキャリア波形の
ランダム立上がり時間及びランダム立下がり時間が同じ
多重レベル完全ブリッジ構造に対して与えられる。
【００４６】もう１つのランダムスイッチング・アルゴ
リズムであるパルス密度変調は、固定幅を有する（すな
わち周期が固定された）電圧パルスを、出力電圧を作り
出すキャリアとして用いる場合に行われる。この場合、
パルスの積分値が出力波形を合成するために用いられ、
変調器がパルス列の形を決定する。
【００４７】得られる電圧波形のスペクトルは、前記ラ
ンダムＰＷＭスイッチング・アルゴリズムと同様の、多
重レベル電力変換器に有利である、特徴的な広帯域“色
付雑音”のように見える。具体的にいうと、非コヒーレ
ント広帯域スペクトルは電力和の関係式：
【００４８】
【数５】
【００４９】に従って和がとられる。ここでＶhrは得ら
れたスペクトル、Ｖhlは１つの電力変換器レベルによっ
て作られるスペクトル、ｎは電力変換器レベル数であ
る。復調される基本波はコヒーレントであり、関係式：
【００５０】
【数６】
【００５１】に従って直接に和がとられる。ここでＶfr
は得られる基本波電圧、Ｖflは１つの電力変換器レベル
によって作られる基本波電圧、ｎは電力変換器レベル数
である。従って、単レベルの信号対雑音比と比較する
と、得られる信号対雑音比は関係式：
【００５２】
【数７】
【００５３】に従い、レベル数の増加にともなって向上
する。
【００５４】本発明の静止電力変換装置は、独特の負荷
区分方法を適用して非常に高い全電力及び部分電力効率
を得ている。前記静止電力変換装置の容量は、ｋを回路
数として各多相回路が全電力の１／ｋを与えるような、
静止電力変換器回路数に従う設計により区分される。選
ばれたキャリア波形を止めることにより、全多重レベ
ル、多相回路は停止され、よって総合静止電力変換器損
失が低減される。静止電力変換器回路が停止されたとき
に、出力スペクトル特性に不利な影響がまったく生じな
いようにするためには、残る多相回路の内でのキャリア
波形の対称性が維持されなければならない。これはいく
つかの選ばれた負荷区分方法の１つを用いることにより
達成される。
【００５５】負荷区分方法１：負荷を区分する第１の方
法においては、静止電力変換器の定格を増分１／ｋで区
分できるように、静止電力変換器回路が１つずつ閉鎖で
きる。これにより、前記静止電力変換器の容量を負荷の
要求する電力に細かく適合させることができる。これ
は、注目する回路のキャリア波形を停止し、次いで残り
のキャリア波形を上述の２元インターリーブ法に従って
再分配することにより達成されるが、前記残りのキャリ
ア波形の再計算及び再分配が必要である。
【００５６】負荷区分方法２：第２の負荷区分法におい
ては、インターリーブされた回路キャリア波形は、残る
キャリア波形をまったく変形する必要がないように停止
するために、残るキャリア波形間の位相のずれが時間的
に平等に分配されるように選択される。１つの例では、
図４に示したようなキャリア波形を有する４回路静止電
力変換器が用いられる。この場合、偶数番号の回路を停
止させ、残る回路は対称に分配されたままにして、前記
静止電力変換器の容量を５０％減少させ、前記停止させ
た回路に関わる損失を全て取り除く。さらに残る２つの
キャリアの内１つを停止し、静止電力変換器の容量を２
５％まで縮小することもできる。本方法は負荷区分方法
１よりも簡単であるが、確実に対称性が維持される回路
の組合せの数により適応性が制限される。
【００５７】負荷区分方法３：第３の負荷区分方法は、
静止電力変換器の定格電圧が増分１／ｌで区分されるよ
うに、前記静止電力変換器レベルを１つずつ停止させ
る。これにより、静止電力変換器の容量を負荷の要求す
る電力に細かく適合させるために、各多相回路への出力
電圧を調整することができる。またこれは、ある与えら
れたレベルの上部スイッチの双方あるいは下部スイッチ
の双方のいずれかをオンにし、よって前記レベルでの発
生電圧はゼロであるが隣のレベルへの電流路は残すこと
により達成される。本方法は、レベルを対称的に停止す
るように要求される場合を除いて、残るキャリア波形の
再計算及び再分配を必要とする。
【００５８】負荷区分方法４：第４の負荷区分方法で
は、各回路内の残る多重レベル相駆動器が平衡相分離さ
せるような方法で、静止電力変換器相を停止させる。例
えば、６相、多重レベル、多重回路静止電力変換器にお
いて、多重レベル相駆動器の内３つが停止され、多相、
多重回路負荷には平衡３相電力が供給されるようにす
る。
【００５９】負荷区分方法５：第５の負荷区分法では、
負荷区分方法１から４の組合せを用いて負荷を区分す
る。レベル、回路及び相を組合せて選ばれるＨ−ブリッ
ジを停止させる。本方法は、静止電力変換器容量を負荷
に要求される電力に適合させる上で最も適応性が高くな
るが、全負荷区分方法の中で最高水準の複雑な制御が必
要となる。
【００６０】本明細書に述べる実施の形態の静止電力変
換器には、電動機負荷制御用モジュール型発電制動器を
導入することができる。図８に示すように、モジュール
型発電制動器５３は、電力用半導体素子５７，フリーホ
イール・ダイオード５６，及び制動抵抗器５８を含み、
電力用半導体素子５７のコレクタ６０がダイオード５６
のアノード６２及び制動抵抗器５８の端子６４に接続さ
れるように構成される。前記ダイオード５６のカソード
端子６６及び前記制動抵抗器５８のもう一方の端子６８
はＨ−ブリッジ７２の正ＤＣ入力端子７０に接続され、
一方前記電力用半導体素子のエミッタ７４は前記Ｈ−ブ
リッジの負入力端子７６に接続される。前記静止電力変
換器の各Ｈ−ブリッジはＤＣ入力端子間に接続される同
一構成の制動器を備え、前記制動抵抗器のそれぞれは電
動機の回生エネルギーの一部を散逸させるだけの大きさ
をもち、前記静止電力変換器が電動機の全回生エネルギ
ーを散逸できるようにする。制動抵抗器５８をスイッチ
するために前記回路内に用いられる電力用半導体素子５
７は、それぞれのＨ−ブリッジにかかるＤＣ電圧を監視
することにより個々に制御することができる。ＤＣ電圧
が既定の設定値をこえると前記電力用半導体素子がオン
となり、よって前記制動抵抗器が回路内に導入されて、
ＤＣ電圧が正常値に降下するまでエネルギーを散逸す
る。
【００６１】図５に示した望ましい実施の形態の代表的
な例においては、１８台の絶縁型ＤＣ電源５０が３相、
３レベル、２回路静止電力変換器５２に電圧を供給し、
次いで、前記静止電力変換器が中電圧３相、２回路永久
磁石同期電動機５４に電力を供給する。この代表的例に
おいては、前記１８台の絶縁型ＤＣ電圧源５０はそれぞ
れほぼ１，１５０ボルトを供給する。
【００６２】本発明に従えば、静止電力変換器はＨ−ブ
リッジ電力モジュール１２の集合体、ＰＷＭシーケンサ
及び外部で作られる３相基準信号から構成される。上述
しまた図６に示したように、各電力モジュールは１対の
絶縁型ＤＣ電源線路１５及び１７、ＤＣリンクコンデン
サ・バンク１８、ダイオード５５でシャントされた４個
のスイッチ４０，４２，４４及び４６からなるＨ−ブリ
ッジ、並びに１対の出力線路２５及び３１を含む。前記
Ｈ−ブリッジ・スイッチ４０，４２，４４及び４６を駆
動するゲート信号は、図７に示すＰＷＭシーケンサ８０
で発生させる。各ＰＷＭシーケンサ８０は外部で作られ
た、正弦波のような基準波形を受け取り、この基準波形
を上述し図４に示した２元インターリーブ法に従ってＰ
ＷＭシーケンサ内部で発生させた三角波形と比較する。
ＰＷＭ周波数は、三角波間に必要な位相ずれとともに、
上述した手順に従って計算された既定値である。
【００６３】図７に示したように、代表的なＰＷＭシー
ケンサ８０は、２つの三角波発生器８２及び８４，基準
信号入力端子８６及び４つのＰＷＭ出力線路８８，９
０，９２及び９４を有する。３相正弦基準波は、互いに
１２０°位相がずれた３つのＡＣ波形から作られる。前
記信号の振幅は、１に規格化された変調指数Ｍを有し、
ＰＷＭ出力信号の幅を一部決定する。このようにして、
基準信号は前記指数Ｍを変えることにより変形され得
る。前記３相正弦基準波もまた、出力電圧波形中のＤＣ
リンク・リップル電圧、あるいはいかなる高調波または
非高調波電圧も減衰するように、高調波または非高調波
成分を注入することにより変形され得る。
【００６４】ＤＣリンク・リップル電圧、すなわちいか
なる高調波あるいは非高調波電圧の影響も、図８ａに示
すような電力用半導体素子１９の使用により減衰させる
ことができる。本実施の形態においては、図６に示した
電力モジュールが前記ＤＣリンクコンデンサ・バンク１
８に並列に１つあるいはそれ以上の電力用半導体素子１
９をさらに含む。
【００６５】図２に描いた代表的な最高級の静止電力変
換器を作るためには、１８個の上述した電力モジュール
を随伴するＰＷＭシーケンサとともに相互接続して、３
レベル、３相、２回路静止電力変換器を作る。直列接続
された３つのレベルは前記ＤＣレール（ｒａｉｌ）電圧
のプラスまたはマイナス３倍の出力端（ｅｎｄ−ｔｏ−
ｅｎｄ）電圧を作ることができる。各回路の前記３つの
静止電力変換器相のそれぞれの一端は、駆動器内の浮動
中性点３４となる１つの点に接続されて、最高線路対中
性点根二乗平均（ｒｍｓ）電圧が：
【００６６】
【数８】
【００６７】である、スター結線（３相の装置ではＹ結
線）、３相、２回路電源を構成する。得られる最高線間
ｒｍｓ出力電圧は：
【００６８】
【数９】
【００６９】である。
【００７０】電動機の巻線構成も、電動機負荷の出力、
電圧及び速度条件に従って変えることができる。いくつ
かの電動機巻線を、前記巻線が電磁結合しているかいな
いかのいずれにせよ、並列、直列あるいは開放接続に再
構成することにより、同じ静止電力変換器出力電圧にお
いて速度を幾通りかにすることができ、よって電動機負
荷への出力電力を高めることができる。再構成はまた静
止電力変換器の出力周波数または電圧を低め、よって電
動機負荷出力定格を下げるためにも行われる。
【００７１】図示された例において図９から１６の波形
を作るために前記入力端子８６に印加される外部基準波
形は、変調指数Ｍが０．８に設定された３相、６０Ｈｚ
の正弦波である。ＰＷＭ周波数は１，６６７Ｈｚであ
り、時間遅延（三角波形間の位相ずれ）は上述した２元
インターリーブ法２を用いて計算され、下表１に与えら
れる。上述の静止電力変換器に関しては、実効スイッチ
ング周波数は：
【００７２】
【数１０】
【００７３】である。
【００７４】
【表１】
【００７５】本例のシミュレーションに用いた電力回路
モジュール部品の値を参考のために表２に明らかにして
おく。
【００７６】
【表２】
【００７７】上述した装置例の駆動器のシミュレーショ
ン結果を図９から１６に示す。
【００７８】別の実施の形態においては、多重レベル、
多相、多重回路静止電力変換器の各モジュールは、図１
７に示すように出力部で相間変圧器９６と結合される２
つのＨ−ブリッジを含む。この静止電力変換器で作られ
る実効スイッチング周波数は、関係式：
【００７９】
【数１１】
【００８０】に従う、ＰＷＭキャリア波形のＰＷＭ周波
数、レベル数、および回路数の関数である。ここで：ｆ
eff は、負荷から見た実効スイッチング周波数；ｆPWM
は、キャリア波形周波数；ｌは、直列レベル数；ｋは、
静止電力変換器回路数；である。
【００８１】本実施の形態では、実効スイッチング周波
数が前記望ましい実施の形態の実効スイッチング周波数
の２倍になる。第１の有意な高調波は前記実効ＰＷＭス
イッチング周波数にあり、必要であれば容易にフィルタ
される。望ましい実施の形態で述べたように、個々のＨ
−ブリッジに対するキャリア波形は三角波及びその補波
である。２つのＨ−ブリッジからなる各駆動モジュール
内のキャリア波形は、ＰＷＭ周期にわたって平等に分配
され：
【００８２】
【表３】
【００８３】となる。
【００８４】所望のスイッチング周波数の正及び補三角
キャリ波形が、駆動モジュールの各Ｈ−ブリッジに対し
て設定される。各レベルの前記三角キャリア波の位相は
互いに角：
【００８５】
【数１２】
【００８６】だけずれている。ここでｌは多重レベル相
駆動器のレベル数である。さらに、所望のスイッチング
周波数の正及び補三角キャリアが、前記多重回路の多重
レベル相駆動器に対して、注目するレベルの各回路の前
記キャリア波形が同じレベルの対応する回路に対して
角：
【００８７】
【数１３】
【００８８】だけ位相がずれるように設定される。ここ
でｋは静止電力変換器回路数である。
【００８９】前記ＰＷＭキャリア波形間の時間のずれは
前記望ましい実施の形態について述べたようにして計算
される。２つのＨ−ブリッジを使用するために、４極モ
ジュールの双対出力を結合するための相間変圧器が必要
である。前記相間変圧器は、ＰＷＭスイッチング周波数
を２倍にするようにはたらき、電圧ステップを前記ＤＣ
レール電圧の２分の１に下げ、半導体スイッチ間に負荷
電流を精確に配分できるようにする。前記相間変圧器９
６はまた並列モジュール間を絶縁し、よって静止電力変
換器に必要な絶縁型ＤＣ電源の数を、モジュール・レベ
ル数×出力相数に等しい数まで低減する。前記２重Ｈ−
ブリッジ型の実施の形態では、モジュールの電力定格を
より高くでき、並列モジュールを単ＤＣ電源で駆動で
き、さらに出力をフィルタする必要を最小限に抑えられ
る。
【００９０】図１８に示すもう１つの別の実施の形態に
おいては、各Ｈ−ブリッジ１００に接続され中央ＤＣリ
ンク１０２により電力が供給される高周波絶縁段９８を
介して絶縁が与えられることにより、絶縁型ＤＣ電源の
所要数が低減される。すでに確立されているいくつかの
方法のいずれかを用いて、電気的絶縁を有するＤＣ−Ｄ
Ｃ変換が得られる。次いで、前記望ましい実施の形態に
おいて図１から６を参照して上述した方法と同様にし
て、小容量のＤＣリンク・コンデンサ１０４及びＨ−ブ
リッジ・モジュール１００が動作する。前記静止電力変
換器の負荷段にある静止電力変換器レベル、相、及び回
路は、図１から４に関して上述したようにして相互接続
される。
【００９１】また別の実施の形態においては、静止電力
変換器の構成は多重レベル相駆動器のΔ結線、あるいは
３相より多相の装置に対してはより一般的に“環状”結
線である。本実施の形態では、Ａ相の静止電力変換器出
力がＢ相の電力変換器入力に接続され、Ｂ相の出力がＣ
相の入力に接続され、Ｃ相の出力がＡ相の入力に接続さ
れる。次いでΔ結線電力変換器の３相出力が負荷に接続
される。本オプションでは、Ｙ結線モジュールより低い
線間出力電圧、従ってより大電流が得られ、よって負荷
に対してＹ結線と同じ電圧を作るにはより多くの変換器
レベル数が必要となる。
【００９２】さらにまた別の実施の形態においては、静
止電力変換器内部に浮動中性点をもたない構成とするこ
とができるが、負荷は開放巻線をもち前記電力変換器の
各相の各回路は前記負荷に対して２本の結線を有するこ
とが必要となる。本オプションでは負荷との接続ケーブ
ル数が増加するが、各相を互いに独立に制御することが
できる。
【００９３】よって、本発明に従う無制限電圧静止電力
変換器は、電力密度が非常に高くトルク振動が非常に小
さく、電圧及び電流波形の忠実度が高く、また近い将来
の用途のもつ電力定格に対する拡張性に優れた完璧な静
止電力変換装置を提供する。
【００９４】本発明を特定の実施の形態を参照してここ
で説明してきたが、当該分野に熟練した技術者はそこに
多くの変形及び変更を容易に考えつくであろう。従っ
て、そのような変更及び変形は全て本発明の意図する範
囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１ａ】本発明に従う多重レベル相駆動器に用いられ
るＨ−ブリッジを示す簡単な回路図
【図１ｂ】本発明に用いるための多重レベル相駆動器の
代表的な実施の形態を示す略図
【図２】本発明に従う多重レベル、多相、多重回路静止
電力変換装置の簡単なブロック図
【図３】多相、多重回路電動機の電気的構成を示す簡単
な回路図
【図４】５レベル、４回路静止電力変換器に必要なキャ
リア波形を示すグラフ
【図５】本発明の実施の形態に従う静止電力変換装置を
利用する、電気的負荷のための電力変換装置の構成を示
す簡単なブロック図
【図６】ＩＧＢＴ半導体素子のようなパワー・トランジ
スタを用いる、図１ａのＨ−ブリッジの構成を示す簡単
な回路図
【図７】Ｈ−ブリッジ用ゲート駆動信号を作るために用
いられるパルス幅変調シーケンサー・モジュールの簡単
なブロック図
【図８】図６のＨ−ブリッジ内で使用するための発電制
動器の構成を示す簡単な回路図
【図８ａ】ＤＣリンク・リップル電圧の影響を減衰させ
るための電力用半導体素子を含む、図６のＨ−ブリッジ
の構成を示す簡単な回路図
【図９】本発明に用いられるＨ−ブリッジの左側及び右
側ゲート駆動信号を示すグラフ
【図１０】本発明に用いられる代表的な３相基準波形及
び三角変調波形を示すグラフ
【図１１】本発明の静止電力変換器の回路の１つにおけ
る１つの相に対する、代表的な３レベル相駆動器の個々
のレベルに関する電圧を示すグラフ
【図１２】前記静止電力変換器における１つの相の１つ
の回路に関する前記多重レベル相駆動器出力電圧及び負
荷電流を示すグラフ
【図１３】前記静止電力変換器の１つの相の２つの回路
に関する前記出力電圧及び電流を示すグラフ
【図１４】前記静止電力変換器の１つの相の２つの回路
に関する出力電圧及びリップル電流を、個々のリップル
電流を合成した結果とともに示すグラフ
【図１５】図３の代表的な電動機負荷における線路対中
性点電圧及び線路間電圧を示すグラフ
【図１６】本発明に従う代表的な３相回路の１つに関す
る静止電力変換器の線路対中性点電圧及び負荷電流を示
すグラフ
【図１７】出力で相間変圧器により結合される２つのＨ
−ブリッジを用いる本発明の別の実施の形態における回
路構成を示す簡単な回路図
【図１８】ＤＣ−ＤＣ変換器を利用する本発明の別の実
施の形態を示す簡単なブロック図
【符号の説明】
１２，１２ａ，１２ｂ，．．．，１２ｎ Ｈ−ブリッ
ジ １４，１６ 端子 １５，１７ 線路 １８ コンデンサ １９，５７ 電力用半導体素子 ２０，２２，２６，２８ パワー・トランジスタ ２４，３０ 出力端子 ２５，３１ 出力線路 ３２ 多重レベル相駆動器 ３４ 中性点 ３６ 電動機回路 ３８ 電力用半導体スイッチ列 ４０，４２，４４，４６ スイッチ ５０ 絶縁型ＤＣ電源 ５２ 静止電力変換器 ５３ モジュール型発電制動器 ５４ 負荷（同期電動機） ５５ ダイオード ５６ フリーホイール・ダイオード ５８ 制動抵抗器 ６０ コレクタ ６２ アノード ６４，６８ 抵抗器端子 ６６ カソード端子 ７０ 正入力端子 ７２，１００ Ｈ−ブリッジ ７４ エミッタ ７６ 負入力端子 ８０ ＰＷＭシーケンサ ８２，８４ 三角波発生器 ８６ 基準信号入力端子 ８８，９０，９２，９４ ＰＷＭ出力線路 ９６ 相間変圧器 ９８ 高周波絶縁段 １０２ 中央ＤＣリンク １０４ ＤＣリンク・コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エドガー エス サックストン アメリカ合衆国 ロードアイランド州 02808 ブラッドフォード ウェイランド ストリート ３ (72)発明者 ジョン ウォルター アメリカ合衆国 コネティカット州 06357 ナイアンティック サウス エッ ジウッド ロード ６

Claims (50)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 静止電力変換器において、 少なくとも１台の絶縁型ＤＣ電源と、 多重レベル、多相、他回路構成に接続された電力変換器
    モジュール列を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数のＨ
    −ブリッジを含み、各Ｈ−ブリッジは２対の電力用半導
    体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び負端子間
    に直列接続され、前記直列接続された電力用半導体素子
    の中位接続点が隣接するＨ−ブリッジの対応する中位接
    続点に接続され、よって前記ブリッジに印加される前記
    ＤＣ電圧の合計に等しい最大出力電圧を作ることを可能
    にし、さらに前記電力用半導体素子を制御するための制
    御手段、を含むことを特徴とする静止電力変換器。
  2. 【請求項２】 前記電力用半導体素子を制御するための
    前記制御手段が前記多重レベル相駆動器列の前記Ｈ−ブ
    リッジに印加されるゲート信号をインターリーブするよ
    うに動作し、 多重レベル相駆動器のレベル数をｌとして、互いに角α
    lvl＝３６０°／ｌだけ位相がずれている、所望のスイ
    ッチング周波数の正及び補三角キャリア波形が前記多重
    レベル相駆動器のそれぞれのレベルに対して設定され、
    注目するレベルの各回路に対する前記キャリア波形が、
    静止電力変換器回路数をｋとして、同じレベルの対応す
    る回路に関して角αckt＝αlvl／２ｋだけ位相がずれる
    ように、所望のスイッチング周波数の正及び補三角キャ
    リア波形が前記多重回路の前記多重レベル相駆動器に対
    して設定されるアルゴリズムに従って、前記インターリ
    ーブが構成されることを特徴とする請求項１記載の静止
    電力変換器。
  3. 【請求項３】 多重レベル相駆動器のレベル数をｌとし
    て、互いに角αlvl＝３６０°／２ｌだけ位相がずれて
    いる、所望のスイッチング周波数の正及び補三角キャリ
    ア波形が前記多重レベル相駆動器のそれぞれのレベルに
    対して設定され、注目するレベルの各回路に対する前記
    キャリア波形が、静止電力変換器回路数をｋとして、同
    じレベルの対応する回路に関して角αckt＝αlvl／ｋだ
    け位相がずれるように、所望のスイッチング周波数の正
    及び補三角キャリア波形が前記多重回路の前記多重レベ
    ル相駆動器に対して設定されるアルゴリズムに従って、
    前記インターリーブが構成されることを特徴とする請求
    項１記載の静止電力変換器。
  4. 【請求項４】 前記制御手段が前記Ｈ−ブリッジのゲー
    トに正及び補三角波形を印加するように動作し、出力電
    圧の信号対雑音比を向上させ、及び／またはキャリア波
    形をインターリーブする必要を排するために、正及び補
    三角キャリア波形のランダムスイッチングを作る手段を
    含むことを特徴とする請求項１記載の静止電力変換器。
  5. 【請求項５】 前記ランダムスイッチングがランダムＰ
    ＷＭスイッチング・アルゴリズムにより作られることを
    特徴とする請求項４記載の静止電力変換器。
  6. 【請求項６】 前記ランダムスイッチングがパルス密度
    変調スイッチング・アルゴリズムにより作られることを
    特徴とする請求項４記載の静止電力変換器。
  7. 【請求項７】 前記多重レベル相駆動器列がスター結線
    されていることを特徴とする請求項１記載の静止電力変
    換器。
  8. 【請求項８】 前記多重レベル相駆動器列が環状結線さ
    れていることを特徴とする請求項１記載の静止電力変換
    器。
  9. 【請求項９】 前記多重相駆動器列が共通中性点をもた
    ないように構成されていることを特徴とする請求項１記
    載の静止電力変換器。
  10. 【請求項１０】 前記制御手段が、静止電力変換器回路
    数をｋとして、前記静止電力変換器の電力定格を増分１
    ／ｋで区分できるように、選ばれた静止電力変換器回路
    を停止させるための手段を含むことを特徴とする請求項
    １記載の静止電力変換器。
  11. 【請求項１１】 前記制御手段が、静止電力変換器レベ
    ル数をｌとして、前記静止電力変換器の電力定格を増分
    １／ｌで区分できるように、静止電力変換器レベルを選
    択的に通過させるための手段を含むことを特徴とする請
    求項１記載の静止電力変換器。
  12. 【請求項１２】 前記制御手段が、静止電力変換器相数
    をｐとして、前記静止電力変換器の電力定格を増分１／
    ｐで区分できるように、選ばれた静止電力変換器相を停
    止させるための手段を含むことを特徴とする請求項１記
    載の静止電力変換器。
  13. 【請求項１３】 前記制御手段が、種々の負荷区分方法
    の組合せを用いて、選ばれた静止電力変換器電力モジュ
    ールを停止させるための手段を含むことを特徴とする請
    求項１記載の静止電力変換器。
  14. 【請求項１４】 中央ＤＣリンクに電力を供給する別々
    の電源と、各Ｈ−ブリッジ電力モジュールに接続される
    高周波絶縁段を含むことを特徴とする請求項１記載の静
    止電力変換器。
  15. 【請求項１５】 前記静止電力変換器に電力を供給する
    互いに絶縁された巻線を有する電磁気機械を含み、個々
    のＨ−ブリッジ用の絶縁されたＤＣ電力は前記互いに絶
    縁された絶縁巻線のそれぞれにより供給されることを特
    徴とする請求項１記載の静止電力変換器。
  16. 【請求項１６】 各Ｈ−ブリッジが出力端子間に接続さ
    れ、モジュラー出力フィルタを作る、フィルタを含むこ
    とを特徴とする請求項１記載の静止電力変換器。
  17. 【請求項１７】 前記制御手段が、多重レベル相駆動器
    のＤＣ電圧を加算し、前記変換器の前記出力電圧にある
    実効ＤＣリップル電圧を減衰させるために共通入力基準
    信号を変調するための手段を含むことを特徴とする請求
    項１記載の静止電力変換器。
  18. 【請求項１８】 前記制御手段が、前記変換器の前記出
    力電圧にある実効ＤＣリンク・リップル電圧を減衰させ
    るために、各Ｈ−ブリッジへの入力基準信号を独立に変
    調するための手段を含むことを特徴とする請求項１記載
    の静止電力変換器。
  19. 【請求項１９】 前記制御手段が、前記変換器の前記出
    力電圧にあるいかなる高調波または非高調波電圧変動を
    も減衰させるために、各Ｈ−ブリッジへの入力基準信号
    を独立に変調するための手段を含むことを特徴とする請
    求項１記載の静止電力変換器。
  20. 【請求項２０】 各Ｈ−ブリッジの入力端子間に直列に
    接続される電力用半導体素子及び抵抗器並びに抵抗器を
    シャントするフリーホイール・ダイオードを含むモジュ
    ラー型発電制動器を含み、前記発電制動器の前記電力用
    半導体素子は対応するＨ−ブリッジにかかるＤＣ電圧を
    制限するために前記制御手段により個々に運転され、よ
    って有害な電圧から回路部品を保護し、前記制動器の前
    記抵抗器は前記静止電力変換器に電力を回生する電動機
    負荷から生じる有害なエネルギーを散逸させるために有
    効であることを特徴とする請求項１記載の静止電力変換
    器。
  21. 【請求項２１】 静止電力変換器において、 （ａ）少なくとも１台の絶縁型ＤＣ電源と、 （ｂ）多重レベル、多相、多重回路構成に接続され、各
    相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多重レベル
    相駆動器を含む、電力変換器モジュール列とを含み、 （ｃ）各多重レベル相駆動器が直列接続された複数の二
    重Ｈ−ブリッジを含み、各二重Ｈ−ブリッジは４対の電
    力用半導体素子を含み、各対は前記複数の絶縁型ＤＣ電
    源の内の同一電源の正及び負端子間に直列に接続され、 （ｄ）相間変圧器が各二重Ｈ−ブリッジの２対の半導体
    素子の中位接続点を接続し、各二重Ｈ−ブリッジの残る
    ２対の中位接続点は隣接する二重Ｈ−ブリッジとの接続
    に利用でき、各相間変圧器の出力端子は隣接する二重Ｈ
    −ブリッジと接続され、さらに （ｅ）前記電力用半導体素子を制御するための制御手
    段、を含むことを特徴とする静止電力変換器。
  22. 【請求項２２】 前記制御手段が三角波及びその補波の
    形で各Ｈ−ブリッジにキャリア波形を供給し、各多重レ
    ベル相駆動器内の前記キャリア波形はＰＷＭ周期内にわ
    たって平等に分配されることを特徴とする請求項２１記
    載の静止電力変換器。
  23. 【請求項２３】 各レベルの前記三角波が、ｌを前記多
    重レベル相駆動器のレベル数として、互いに角αlvl＝
    ３６０°／４ｌだけ位相がずれており、所望のスイッチ
    ング周波数の正及び補キャリア三角波が、ｋを静止電力
    変換器回路数として、注目するレベルの各回路の前記キ
    ャリア波形が同じレベルの対応する回路に関して角α
    ckt＝αlvl／ｋだけ位相がずれるように、前記多重回路
    の前記多重レベル相駆動器に対して設定されることを特
    徴とする請求項２２記載の静止電力変換器。
  24. 【請求項２４】 前記制御手段が、前記Ｈ−ブリッジの
    ゲートに正及び補三角波形を印加するように動作し、出
    力電圧の信号対雑音比を向上させキャリア波形をインタ
    ーリーブする必要を排するために、前記正及び補キャリ
    ア波形のランダムスイッチングを作るための手段を含む
    ことを特徴とする請求項２１記載の静止電力変換器。
  25. 【請求項２５】 前記ランダムスイッチングがランダム
    ＰＷＭスイッチング・アルゴリズムにより作られること
    を特徴とする請求項２４記載の静止電力変換器。
  26. 【請求項２６】 前記ランダムスイッチングがパルス密
    度変調スイッチング・アルゴリズムにより作られること
    を特徴とする請求項２４記載の静止電力変換器。
  27. 【請求項２７】 前記多重レベル相駆動器列がスター結
    線されていることを特徴とする請求項２１記載の静止電
    力変換器。
  28. 【請求項２８】 前記多重レベル相駆動器列が環状結線
    されていることを特徴とする請求項２１記載の静止電力
    変換器。
  29. 【請求項２９】 前記多重相駆動器列が共通中性点をも
    たないように構成されていることを特徴とする請求項２
    １記載の静止電力変換器。
  30. 【請求項３０】 前記制御手段が、ｋを静止電力変換器
    回路数として、前記静止電力変換器の電力定格を増分１
    ／ｋで区分できるように、選ばれた静止電力変換器回路
    を停止するための手段を含むことを特徴とする請求項２
    １記載の静止電力変換器。
  31. 【請求項３１】 前記制御手段が、静止電力変換器レベ
    ル数をｌとして、前記静止電力変換器の電力定格を増分
    １／ｌで区分できるように、静止電力変換器レベルを選
    択的に通過させるための手段を含むことを特徴とする請
    求項２１記載の静止電力変換器。
  32. 【請求項３２】 前記制御手段が、静止電力変換器相数
    をｐとして、前記静止電力変換器の電力定格を増分１／
    ｐで区分できるように、静止電力変換器相を停止させる
    ための手段を含むことを特徴とする請求項２１記載の静
    止電力変換器。
  33. 【請求項３３】 前記制御手段が、種々の負荷区分方法
    の組合せを用いて、選ばれた静止電力変換器電力モジュ
    ールを停止させるための手段を含むことを特徴とする請
    求項２１記載の静止電力変換器。
  34. 【請求項３４】 別々の絶縁型電源と、前記Ｈ−ブリッ
    ジ・モジュールに電力を供給するための中央ＤＣリン
    ク、及び各二重Ｈ−ブリッジ電力モジュールに接続され
    る高周波絶縁段を含むことを特徴とする請求項２１記載
    の静止電力変換器。
  35. 【請求項３５】 前記静止電力変換器に電力を供給する
    互いに絶縁された巻線を有する電磁気機械を含み、個々
    のＨ−ブリッジ用の絶縁されたＤＣ電力は前記互いに絶
    縁された巻線のそれぞれにより供給されることを特徴と
    する請求項２１記載の静止電力変換器。
  36. 【請求項３６】 前記制御手段が、多重レベル相駆動器
    の前記ＤＣ電圧を加算し、前記変換器の前記出力にある
    実効ＤＣリップル電圧を減衰させるために入力基準信号
    を調整するための手段を含むことを特徴とする請求項２
    １記載の静止電力変換器。
  37. 【請求項３７】 前記制御手段が、多重レベル相駆動器
    の前記ＤＣリンク電圧を加算し、前記変換器の前記出力
    にある実効ＤＣリップル電圧を減衰させるために共通入
    力基準信号を変調するための手段を含むことを特徴とす
    る請求項２１記載の静止電力変換器。
  38. 【請求項３８】 前記制御手段が、前記変換器の前記出
    力電圧にあるＤＣリンク・リップル電圧を減衰させるた
    めに、各Ｈ−ブリッジへの入力基準信号を独立に変調す
    るための手段を含むことを特徴とする請求項２１記載の
    静止電力変換器。
  39. 【請求項３９】 前記制御手段が、前記変換器の前記出
    力電圧にあるいかなる高調波または非高調波電圧変動を
    も減衰させるために、各Ｈ−ブリッジへの入力基準信号
    を独立に変調するための手段を含むことを特徴とする請
    求項２１記載の静止電力変換器。
  40. 【請求項４０】 各Ｈ−ブリッジの入力端子間に直列に
    接続される電力用半導体素子及び抵抗器並びに抵抗器を
    シャントするフリーホイール・ダイオードを含むモジュ
    ラー型発電制動器を含み、前記発電制動器の前記電力用
    半導体素子は対応するＨ−ブリッジにかかるＤＣ電圧を
    制限するために前記制御手段により個々に運転され、よ
    って有害な電圧から回路部品を保護し、前記制動器の前
    記抵抗器は前記静止電力変換器に電力を回生する電動機
    負荷から生じる有害なエネルギーを散逸させるために有
    効であることを特徴とする請求項２１記載の静止電力変
    換器。
  41. 【請求項４１】 多重回路出力を供給する静止電力変換
    器及び前記電力変換器に結合される多重回路電動機を含
    み、前記多重電動機回路は電動機速度、電圧及び出力条
    件に従い、巻線を直列、並列あるいは開放構成に結線す
    ることが可能であることを特徴とする多重回路電動機装
    置。
  42. 【請求項４２】 前記静止電力変換器が多重レベル、多
    相、多重回路構成に結線される電力変換器モジュール列
    を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数のＨ
    −ブリッジを含み、各Ｈ−ブリッジは２対の電力用半導
    体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び負端子間
    に直列に接続され、前記直列接続された電力用半導体素
    子の中位接続点は隣接するＨ−ブリッジの対応する中位
    接続点に接続され、よって前記ブリッジに印加される前
    記ＤＣ電圧の合計に等しい最大出力電圧を作ることを可
    能とし、さらに前記電力用半導体素子の動作を制御する
    ための制御手段を含み、 前記電動機は分離した電動機スロットに本来備わる性質
    により疎結合している前記電力変換器により駆動される
    分離したコイルを有する、ことを特徴とする請求項４１
    記載の多重回路電動機装置。
  43. 【請求項４３】 前記静止電力変換器が多重レベル、多
    相、多重回路構成に結線される電力変換器モジュール列
    を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数の二
    重Ｈ−ブリッジを含み、各二重Ｈ−ブリッジは４対の電
    力用半導体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び
    負端子間に直列に接続され、 （ｃ）相間変圧器が各二重Ｈ−ブリッジの２対の半導体
    素子の前記中位接続点を接続し、各二重Ｈ−ブリッジの
    残る２対の半導体素子の中位接続点は隣接する二重Ｈ−
    ブリッジとの接続に利用でき、各相間変圧器の出力端子
    は隣接する二重Ｈ−ブリッジに接続され、さらに前記電
    力用半導体素子の動作を制御するための制御手段を含
    み、 前記電動機は分離した電動機スロットに本来備わる性質
    により疎結合している前記電力変換器により駆動される
    分離したコイルを有する、ことを特徴とする請求項４１
    記載の多重回路電動機装置。
  44. 【請求項４４】 前記静止電力変換器が多重レベル、多
    相、多重回路構成に結線される電力変換器モジュール列
    を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数のＨ
    −ブリッジを含み、各Ｈ−ブリッジは２対の電力用半導
    体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び負端子間
    に直列に接続され、前記直列接続された電力用半導体素
    子の中位接続点は隣接するＨ−ブリッジの対応する中位
    接続点に接続され、よって前記ブリッジに印加される前
    記ＤＣ電圧の合計に等しい最大出力電圧を作り出すこと
    を可能とし、さらに前記電力用半導体素子の動作を制御
    するための制御手段を含み、 前記電動機コイル回路は同じ電動機スロットに本来備わ
    る性質により密結合している前記電力変換器により駆動
    される、ことを特徴とする請求項４１記載の多重回路電
    動機装置。
  45. 【請求項４５】 前記静止電力変換器が多重レベル、多
    相、多重回路構成に結線される電力変換器モジュール列
    を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数の二
    重Ｈ−ブリッジを含み、各二重Ｈ−ブリッジは４対の電
    力用半導体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び
    負端子間に直列に接続され、 （ｃ）相間変圧器が各二重Ｈ−ブリッジの２対の半導体
    素子の前記中位接続点に接続し、各二重Ｈ−ブリッジの
    残る２対の半導体素子の前記中位接続点は隣接する二重
    Ｈ−ブリッジとの接続に利用でき、各相間変圧器の出力
    端子は隣接する二重Ｈ−ブリッジに接続され、さらに前
    記電力用半導体素子の動作を制御するための制御手段を
    含み、 前記電動機は同じ電動機スロットに本来備わる性質によ
    り密結合している前記電力変換器により駆動される分離
    したコイルを有する、ことを特徴とする請求項４１記載
    の多重回路電動機装置。
  46. 【請求項４６】 前記静止電力変換器が多重レベル、多
    相、多重回路構成に結線される電力変換器モジュール列
    を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数のＨ
    −ブリッジを含み、各Ｈ−ブリッジは２対の電力用半導
    体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び負端子間
    に直列に接続され、前記直列接続された電力用半導体素
    子の中位接続点は隣接するＨ−ブリッジの対応する中位
    接続点に接続され、よって前記ブリッジに印加される前
    記ＤＣ電圧の合計に等しい最大出力電圧を作り出すこと
    を可能とし、さらに前記電力用半導体素子の動作を制御
    するための制御手段を含み、 前記多重電動機回路は、実質的に同じ電圧において幾通
    りかの電動機速度で運転できるように構成することがで
    き、よって幾通りかの電動機出力を作り出すことができ
    る、ことを特徴とする請求項４１記載の多重回路電動機
    装置。
  47. 【請求項４７】 前記静止電力変換器が多重レベル、多
    相、多重回路構成に結線される電力変換器モジュール列
    を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数の二
    重Ｈ−ブリッジを含み、各二重Ｈ−ブリッジは４対の電
    力用半導体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び
    負端子間に直列に接続され、 （ｃ）相間変圧器が各二重Ｈ−ブリッジの２対の半導体
    素子の前記中位接続点に接続し、各二重Ｈ−ブリッジの
    残る２対の半導体素子の前記中位接続点は隣接する二重
    Ｈ−ブリッジとの接続に利用でき、各相間変圧器の出力
    端子は隣接する二重Ｈ−ブリッジに接続され、さらに前
    記電力用半導体素子の動作を制御するための制御手段を
    含み、 前記多重電動機回路は、実質的に同じ電圧において幾通
    りかの電動機速度で運転できるように構成することがで
    き、よって幾通りかの電動機出力を作り出すことができ
    る、ことを特徴とする請求項４１記載の多重回路電動機
    装置。
  48. 【請求項４８】 前記静止電力変換器が多重レベル、多
    相、多重回路構成に結線される電力変換器モジュール列
    を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数のＨ
    −ブリッジを含み、各Ｈ−ブリッジは２対の電力用半導
    体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び負端子間
    に直列に接続され、前記直列接続された電力用半導体素
    子の中位接続点は隣接するＨ−ブリッジの対応する中位
    接続点に接続され、よって前記ブリッジに印加される前
    記ＤＣ電圧の合計に等しい最大出力電圧を作り出すこと
    を可能とし、さらに前記電力用半導体素子の動作を制御
    するための制御手段を含み、 前記多重電動機回路は、幾通りかの電動機電圧のいずれ
    においても実質的に同じ電動機速度で運転できるように
    構成することができる、ことを特徴とする請求項４１記
    載の多重回路電動機装置。
  49. 【請求項４９】 前記静止電力変換器が多重レベル、多
    相、多重回路構成に結線される電力変換器モジュール列
    を含み、 （ａ）各相は複数の回路を含み、各回路は並列構成の多
    重レベル相駆動器を含み、 （ｂ）各多重レベル相駆動器は直列接続された複数の二
    重Ｈ−ブリッジを含み、各二重Ｈ−ブリッジは４対の電
    力用半導体素子を含み、各対は絶縁型ＤＣ電源の正及び
    負端子間に直列に接続され、 （ｃ）相間変圧器が各二重Ｈ−ブリッジの２対の半導体
    素子の前記中位接続点に接続し、各二重Ｈ−ブリッジの
    残る２対の半導体素子の前記中位接続点は隣接する二重
    Ｈ−ブリッジとの接続に利用でき、各相間変圧器の出力
    端子は隣接する二重Ｈ−ブリッジに接続され、さらに前
    記電力用半導体素子の動作を制御するための制御手段を
    含み、 前記多重電動機回路は、幾通りかの電動機電圧のいずれ
    においても実質的に同じ電動機速度で運転できるように
    構成することができる、ことを特徴とする請求項４１記
    載の多重回路電動機装置。
  50. 【請求項５０】 前記絶縁型ＤＣ電源と各Ｈ−ブリッジ
    の間に接続される少なくとも１つの追加された電力用半
    導体素子をさらに含み、前記少なくとも１つの追加され
    た電力用半導体素子が前記変換器の前記出力にあるリン
    ク・リップル電圧の影響を減衰させることを特徴とする
    請求項１，３または４のいずれかに記載の静止電力変換
    器。
JP11078618A 1998-03-23 1999-03-23 供給電圧が無制限の静止電力変換装置 Withdrawn JPH11318086A (ja)

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