CN101873077A - 单驱动电源多电平电流型逆变电路及其控制装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种单驱动电源多电平电流型逆变电路及其控制装置和方法。该逆变电路在多电平输出时只需要一路驱动电源驱动整个逆变器系统中的可控开关管，简化了驱动电路的设计；其输出电流可以是三电平、五电平或更多奇数电平的阶梯波，经过滤波后输出正弦度很高的电流；该控制装置是一种以数字信号处理器为核心的高效率逆变控制装置，主要包括下述算法：通过三角载波和正弦调制波调制生成PWM脉冲信号，经单电源驱动电路后驱动逆变电路中的可控开关管，将直流电流逆变成高频电流，高频电流经输出滤波器生成标准正弦波电流。与现有的多电平逆变电拓扑相比，输出相同的电平数时所需的可控开关管更少，驱动电路设计简单，可以节省器件和成本，提高整个装置的可靠性。

Description

单驱动电源多电平电流型逆变电路及其控制装置和方法

技术领域

本发明涉及一种单驱动电源多电平电流型逆变电路及其控制装置和方法。

背景技术

电力电子变流器已广泛应用于国计民生中的各个领域，其中包括用于电机驱动、焊接技术、有源滤波、可再生能源发电等。其中多电平逆变器具有输出功率大、器件开关频率低、等效开关频率高、输出谐波小、电磁兼容性好等优点而越来越引起人们的重视。以往的多电平逆变电路存在一个问题：因为许多可控开关管的发射极不都是共发射极的，要驱动不同电位的可控开关管就需要多组独立的驱动电源。图2为传统的三相三电平电压型逆变器拓扑，从图中可以看出，可控开关管的发射极处于不同电位上，总共需要十路独立的驱动电源才能驱动所有可控开关管使该电路正常工作。随着输出电平数的增加，需要增加相应的独立驱动电源的个数，同时在控制算法上也变得更为复杂。这样使得整个电路在硬件上变得庞大、复杂，耗材多，损耗也大，不利于装置的小型化和降低成本，而且容易出现故障。

为了解决驱动电源数量给多电平逆变技术带来的问题，使用尽可能少的驱动电源数量实现多电平输出，使整个电路的驱动电源部分设计变得简单，一定程度上降低系统的复杂度。图3所示为一种现有的单相五电平电流型逆变电路拓扑(方案一)，该电路拓扑采用模块化设计，通过模块输出端并联的方式输出所需要的电平数。从电路拓扑可以看出，每个模块中的所有可控开关管都是共发射极的，因此每个模块只需要一路驱动电源就可以驱动这些可控开关管。由于模块之间的相对独立性，各模块之间的可控开关管需要独立的驱动电源来驱动，需要更多电平输出时，还是需要增加与模块数一样的独立驱动电源数。图4所示为现有的另一种单相五电平电流型逆变电路拓扑(方案二)，该拓扑中所有的可控开关管都是共发射极的，因此整个逆变电路只需要一路驱动电源就可以正常工作，极大地简化了驱动电源部分电路的设计。以上两种单驱动电源逆变电路拓扑虽然解决了驱动电源带来的问题，但带来了新的问题：每增加二个输出电平，需要增加四个可控开关管，增加了整个系统的成本。综上所述，现有的逆变电路是以成倍增加可控开关管来实现单驱动电源驱动的目的。减少可控开关管的数量和实现单驱动电源驱动这两个方面都能达到减少系统成本和简化电路的目的，同时增加系统的可靠性。因此，需要一种新型的电路拓扑即能使用更少的可控开关管用单驱动电源驱动实现多电平逆变输出。

发明内容

为了解决现有逆变电路拓扑和控制方法的上述缺点和不足之处，本发明提供了一种单驱动电源多电平电流型逆变电路及其控制装置和方法，简化驱动电路，节省器件和成本，提高可靠性。

为达到上述目的，本发明的构思是：

采用本发明提供的一种单驱动电源多电平电流型逆变电路及其控制装置和方法，可以使用一组驱动电源驱动整个逆变器系统中的可控开关管，其输出电流可以是三电平、五电平或更多奇数电平的阶梯波，经过滤波后输出正弦度很高的电流；模块化的设计和采用规律性的控制算法，使得整个系统可以很方便的输出所需要的电平数，以便应用于不同的场合。与传统的逆变电路拓扑相比，由于所有可控开关管是共发射极的，所以可以用单驱动电源的驱动电路来驱动开关管，驱动电路的得到简化；与现有的单驱动电源多电平逆变电拓扑相比，输出相同的电平数时所需的可控开关管更少，可以节省器件和成本，提高了整个装置的可靠性。

一种单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制方法，其中主要包括下述算法：通过三角载波和正弦调制波调制生成PWM脉冲信号，经单电源驱动电路后驱动逆变电路中的可控开关管，将直流电流逆变成高频电流，高频电流经输出滤波器生成标准正弦波电流。

根据上述的发明构思，本发明采用下述措施和技术方案：

本发明提供的一种单驱动电源多电平电流型逆变电路，包括n个功率单元模块，一个主桥臂，一个输出滤波电容和负载组成，逆变电路输出的电平数为2n+1，n≥1。其特征在于：每个所述功率单元模块包括一个第一恒流源I_n1、一个第二恒流源I_n2、一个第一可控开关管S_n1、一个第二可控开关管S_n2、一个第一二极管D_n1、一个第二二极管D_n2、一个第三二极管D_np和一个第四二极管D_nq，其中第一个下标n表示为第n个功率单元模块，所述第一恒流源I_n1的负极端、第二恒流源I_n2的负极端、第一可控开关管S_n1的发射极和第二可控开关管S_n2的发射极相连接，并把连接形成的该节点标识为o_n；所述第一恒流源I_n1的正极端、第一二极管D_n1的正极端和第三二极管D_np的正极端相连接，第一二极管D_n1的负极端和第一可控开关管S_n1的集电极相连接，把第三二极管D_np的负极端标识为p_n；所述第二恒流源I_n2的正极端、第二二极管D_n2的正极端和第四二极管D_nq的正极端相连接，所述第二二极管D_n2的负极端和第二可控开关管S_n2的集电极相连接，把第四二极管D_nq的负极端标识为q_n。所述主桥臂包括一个第三可控开关管S_p、一个第四可控开关管S_q、一个第五二极管D_p和一个第六二极管D_q，所述第三可控开关管S_p的发射极和第四可控开关管S_q的发射极相连接，并把连接形成的该节点标识为o；所述第三可控开关管S_p的集电极和第五二极管D_p的负极端相连接，并把第五二极管D_p的正极端标识为p；所述第四可控开关管S_q的集电极和第六二极管D_q的负极端相连接，并把第六二极管D_q的正极端标识为q。所述主桥臂的p连接所述输出滤波电容的一端和所述负载的一端，所述主桥臂的q连接所述输出滤波电容的另一端和所述负载的另一端。所有功率单元模块中的节点o_k相连接，并和主桥臂中的节点o相连接；所有功率单元模块中的节点p_k相连接，并和主桥臂中的节点p相连接；所有功率单元模块中的节点q_k相连接，并和主桥臂中的节点q相连接；其中下标k为第k个功率单元模块，I_k1＝I_k2，1≤k≤n。

上述的驱动电路采用富士电机的EXB841、或日本英达的HR065、或日本三菱的M57962L、或夏普的PC923、或Agilent的HCPL-3120、或HCPL-316J驱动电路。

一种单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制装置用于控制上述的电路，包括一个数字信号处理器，一个单电源驱动电路和一个电流传感器，其特征在于：所述数字信号处理器输入设定的逆变输出电流频率f^*，输入设定的逆变输出电流指令i^*，输出电流限流幅值I_MAX，由所述电流传感器检测逆变输出的电流i输入到所述数字信号处理器，然后根据输入的控制量和反馈量，调节正弦调制波的频率和幅值，正弦调制波和三角载波调制生成PWM驱动信号，通过所述数字信号处理器输出到单电源驱动电路，经功率放大后驱动逆变器主电路中对应的可控开关管，输出所需要的波形。

一种单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制方法，采用上述的控制装置对上述电路进行控制，其特征在于控制步骤如下：

①将期望输出的电流频率f^*和输出电流幅值i^*输入到数字信号处理器，输出最大电流限流幅值I_MAX输入到数字信号处理器，将电流传感器检测到的逆变输出电流i输入到数字信号处理器；

②将指令i^*与I_MAX和反馈电流i比较：

1)i^*＞I_MAX，逆变器只输出最大电流I_MAX，并由数字信号处理器报警提示已达到极限值；

2)i^*≤I_MAX，则将i^*与实际检测到的逆变输出电流i比较：

a)i^*＞i，则通过增加调制深度M增大输出电流，即M+ΔM；

b)i^*＜i，则通过减小调制深度M减小输出电流，即M-ΔM；

将调整后的调制深度M与最大、最小调制度限幅值比较，若超过限幅值，将最大或最小限幅值送入调制深度M；

③调用逆变器脉冲生成子程序，完成逆变器脉冲宽度计算及驱动信号生成；

④返回。

上述的步骤③中的逆变器脉冲生成子程序执行如下步骤：

数字信号处理器根据输入的电流频率f^*计算出逆变运行角度增量Δθ：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{2\mathrm{\π}}{N}$

式中N为载波比f_c为载波频率；

逆变运行过程中，将上次逆变电流运行角度θ(n-1)加上计算出来的角度增量Δθ作为当前控制节拍逆变电流运行角度θ(n)：

θ(n)＝θ(n-1)+Δθ

一旦计算得到的运行角度超过2π，将计算角度减去2π作为当前逆变电流运行角度；

根据当前运行角度θ(n)查正弦调制波表格，得到数据sin(θ(n))，取出并存入临时寄存器T_temp，将T_temp和调节后的调制深度M相乘得到当前运行脉冲宽度M′；

根据逆变器载波频率f_c，取载波周期T_S与M′相乘，将计算结果送入相应的比较寄存器；

由数字信号处理器编程实现的PWM脉冲生成单元生成驱动脉冲信号；

数字信号处理器内部将比较生成的脉宽信号经内部逻辑处理后生成所需要的开关控制信号；

恢复现场，返回。

本发明与现有技术相比较，具有如下显而易见的突出实质性特点和显著优点：本发明是一种以数字信号处理器为核心的高效率逆变控制装置，在多电平输出时只需要一路驱动电源，简化了驱动电路的设计；同时较现有的单驱动电源逆变电路既节省了器件和成本，也简化了控制算法，提高了整个装置的可靠性。

附图说明

图1是本发明的单驱动电源多电平电流型逆变电路及其控制装置。

图2是传统的三相三电平电压型逆变器拓扑。

图3是现有的单相五电平电流型逆变电路拓扑(方案一)。

图4是现有的单相五电平电流型逆变电路拓扑(方案二)。

图5是本发明的三电平主电路不同工作状态示意图。

图6是本发明的三电平驱动脉冲调制示意图。

图7是本发明的基于数字信号处理器PWM脉宽调制示意图。

图8是本发明的三电平驱动脉冲生成逻辑图。

图9是本发明的2n+1电平驱动脉冲生成逻辑图。

图10是本发明的PWM脉冲生成控制算法流程图。

图11是本发明的脉冲生成子程序流程图。

具体实施方式

本发明的优选实施例结合附图详述如下：

实施例一：

附图1是本发明的一种单驱动电源多电平电流型逆变电路拓扑及其控制装置的结构框图，包括主电路9和对应的控制装置10。本实施例单驱动电源多电平电流型逆变电路9包括n个功率单元模块4，一个主桥臂6，一个输出滤波电容7和负载8组成，逆变电路输出的电平数为2n+1，n≥1。每个功率单元模块4包括第一恒流源I_n1、第二恒流源I_n2、第一可控开关管S_n1、第二可控开关管S_n2、第一二极管D_n1、第二二极管D_n2、第三二极管D_np、第四二极管D_nq，其中第一个下标n表示为第n个功率单元模块。第一恒流源I_n1的负极端、第二恒流源I_n2的负极端、第一可控开关管S_n1的发射极和第二可控开关管S_n2的发射极相连接，并把连接形成的该节点标识为o_n；第一恒流源I_n1的正极端、第一二极管D_n1的正极端和第三二极管D_np的正极端相连接，第一二极管D_n1的负极端和第一可控开关管S_n1的集电极相连接，把第三二极管D_np的负极端标识为p_n；第二恒流源I_n2的正极端、第二二极管D_n2的正极端和第四二极管D_nq的正极端相连接，第二二极管D_n2的负极端和第二可控开关管S_n2的集电极相连接，把第四二极管D_nq的负极端标识为q_n。主桥臂6包括第三可控开关管S_p、第四可控开关管S_q、第五二极管D_p、第六二极管D_q，第三可控开关管S_p的发射极和第四可控开关管S_q的发射极相连接，并把连接形成的该节点标识为o；第三可控开关管S_p的集电极和第五二极管D_p的负极端相连接，并把第五二极管D_p的正极端标识为p；第四可控开关管S_q的集电极和第六二极管D_q的负极端相连接，并把第六二极管D_q的正极端标识为q。主桥臂6的p连接输出滤波电容7的一端和负载8的一端，主桥臂6的q连接输出滤波电容7的另一端和负载8的另一端。主电路9的特征在于：所有功率单元模块4中的节点o_k相连接，并和主桥臂6中的节点o相连接；所有功率单元模块4中的节点p_k相连接，并和主桥臂6中的节点p相连接；所有功率单元模块4中的节点q_k相连接，并和主桥臂6中的节点q相连接；其中下标k为第k个功率单元模块4，I_k1＝I_k2，1≤k≤n。

实施例二：

本实施例与实施例一相同，特别之处是：上述的单电源驱动电路3采用富士电机的EXB841、或日本英达的HR065、或日本三菱的M57962L、或夏普的PC923、或Agilent的HCPL-3120、或HCPL-316J驱动电路。

实施例三：

参见图1，本单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制装置10用于控制上述逆变电路，它包括一个数字信号处理器2，一个单电源驱动电路3和一个电流传感器1，其特征在于：数字信号处理器2输入设定的逆变输出电流频率f^*，输入设定的逆变输出电流指令i^*，输出电流限流幅值I_MAX，由一个电流传感器1检测逆变输出的电流i输入到数字信号处理器2，然后根据输入的控制量和反馈量，调节正弦调制波的频率和幅值，正弦调制波和三角载波调制生成PWM驱动信号，通过数字信号处理器2输出到单电源驱动电路3，经功率放大后驱动逆变器主电路9中对应的可控开关管。

实施例四：

一种单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制方法，用上述控制装置控制上述逆变电路其特征在于控制步骤如下：

①将期望输出的电流频率f^*和输出电流幅值i^*输入到数字信号处理器2，输出电流限流幅值I_MAX输入到数字信号处理器2，将电流传感器1检测到的逆变输出电流i输入到数字信号处理器2；

②将指令电流i^*与最大电流限流幅值I_MAX和反馈电流i比较：

1)i^*＞I_MAX，逆变器只输出最大电流I_MAX，并由数字信号处理器2报警提示已达到极限值；

2)i^*≤I_MAX，则将i^*与实际检测到的逆变输出电流i比较：

a)i^*＞i，则通过增加调制深度M增大输出电流，即M+ΔM；

b)i^*＜i，则通过减小调制深度M减小输出电流，即M-ΔM；

将调整后的调制深度M与最大、最小调制度限幅值比较，若超过限幅值，将最大或最小限幅值送入调制深度M；

③调用逆变器脉冲生成子程序，完成逆变器脉冲宽度计算及驱动信号生成；

④返回。

上述步骤③中的逆变器脉冲生成子程序执行如下步骤：

数字信号处理器2根据输入的电流频率f^*计算出逆变运行角度增量Δθ：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{2\mathrm{\π}}{N}$

式中N为载波比

f_c为载波频率；

逆变运行过程中，将上次逆变电流运行角度θ(n-1)加上计算出来的角度增量Δθ作为当前控制节拍逆变电流运行角度θ(n)：

θ(n)＝θ(n-1)+Δθ

一旦计算得到的运行角度超过2π，将计算角度减去2π作为当前逆变电流运行角度；

根据当前运行角度θ(n)查正弦调制波表格，得到数据sin(θ(n))，取出并存入临时寄存器T_temp，将T_temp和调节后的调制深度M相乘得到当前运行脉冲宽度M′；

根据逆变器载波频率f_c，取载波周期T_S与M′相乘，将计算结果送入相应的比较寄存器；

由数字信号处理器2编程实现的PWM脉冲生成单元生成驱动脉冲信号；

数字信号处理器2内部将比较生成的脉宽信号经内部逻辑处理后生成所需要的开关控制信号；

恢复现场，返回。

本实施例的一种单驱动电源多电平电流型逆变电路拓扑及其控制装置和方法的工作原理和控制方法简述如下：

图1所示为一种单驱动电源多电平电流型逆变电路其控制装置结构框图。下面以单相三电平电流型逆变电路拓扑为例分析该拓扑的工作过程。图5给出了单相三电平电流型逆变电路拓扑的工作状态图，图中i_pwm处箭头规定输出电流的正方向，粗黑实线表示当前状态该支路有电流流过，支路上的箭头表示该状态下的实际电流流向。图5中开关单元S₁₁、S₁₂、S_p、S_q由可控开关管12和二极管11串联组成，恒流源I₁₁＝I₁₂。在图5(a)所示状态中，S₁₁和S_p关断，S₁₂和S_q导通，由图中的电流导通回路分析可知，I₁₁经D_1p流过负载，I₁₂被S₁₂直接短路，所以输出电流i_pwm＝I₁₁。此过程中，电容C被充电，其极性如图中所示。在图5(b)所示状态中，S_p和S_q关断，S₁₁和S₁₂导通，电流源I₁₁和I₁₂都被短路，所以输出电流i_pwm＝0，此时，D_1p和D_1q处于截止状态，负载由电容C续流，续流方向决定于前一个状态。图5(c)给出了S₁₂和S_q关断，S₁₁和S_p导通时的状态，与图5(a)状态相对，输出电流i_pwm＝-I₁₂，电容C极性如图中所示。图5(d)的开关状态和图5(b)相同，输出电流i_pwm＝0，但负载端续流方向与图5(b)相反。

由上述工作状态的分析，可以得到三电平输出时对应的开关序列如表1所示。图6给出了相应的调制示意图，图7为基于数字信号处理器PWM脉宽调制示意图，通过调制生成所需的开关序列，具体驱动信号生成逻辑如图8所示。图9给出了2n+1电平输出时驱动信号生成的逻辑图。

基于数字信号处理器2实现的单驱动电源多电平电流型逆变器的整个控制算法如图10所示。数字信号处理器2上电后，首先装载程序进行参数初始化，然后查询逆变运行指令，一旦接收到逆变运行指令，数字信号处理器2进行脉宽计算。具体步骤如下：

①将期望输出的电流频率f^*和输出电流幅值i^*输入到数字信号处理器2，输出电流限流幅值I_MAX输入到数字信号处理器2，将电流传感器1检测到的逆变输出电流i输入到数字信号处理器2；

②将指令电流i^*与最大电流限流幅值I_MAX和反馈电流i比较：

1)i^*＞I_MAX，逆变器只输出最大电流I_MAX，并由数字信号处理器2报警提示已达到极限值；

2)i^*≤I_MAX，则将i^*与实际检测到的逆变输出电流i比较：

a)i^*＞i，则通过增加调制深度M增大输出电流，即M+ΔM；

b)i^*＜i，则通过减小调制深度M减小输出电流，即M-ΔM；

将调整后的调制深度M与最大、最小调制度限幅值比较，若超过限幅值，将最大或最小限幅值送入调制深度M。

③调用逆变器脉冲生成子程序，完成逆变器脉冲宽度计算及驱动信号生成；

④返回。

上述步骤③中的逆变器脉冲生成子程序执行如下步骤：

数字信号处理器2根据输入的电流频率f^*计算出逆变运行角度增量Δθ：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{2\mathrm{\π}}{N}$

式中N为载波比

f_c为载波频率；

逆变运行过程中，将上次逆变电流运行角度θ(n-1)加上计算出来的角度增量Δθ作为当前控制节拍逆变电流运行角度θ(n)：

θ(n)＝θ(n-1)+Δθ

一旦计算得到的运行角度超过2π，将计算角度减去2π作为当前逆变电流运行角度；

根据当前运行角度θ(n)查正弦调制波表格，得到数据sin(θ(n))，取出并存入临时寄存器T_temp，将T_temp和调节后的调制深度M相乘得到当前运行脉冲宽度M′；

根据逆变器载波频率f_c，取载波周期T_S与M′相乘，将计算结果送入相应的比较寄存器；

由数字信号处理器2编程实现的PWM脉冲生成单元生成驱动脉冲信号；

数字信号处理器2内部将比较生成的脉宽信号经内部逻辑处理后生成所需要的开关控制信号；

恢复现场，返回。

本发明是一种以数字信号处理器2为核心的逆变控制装置，在多电平逆变输出时只需要一路驱动电源就可以驱动所有可控开关管，简化了驱动电路设计，同时又较现有的单驱动电源逆变电路减少了可控开关管的数量，既节省了器件和成本，也可提高了整个装置的可靠性。

表1单相三电平电流型逆变器开关组合表

Claims (6)

1.一种单驱动电源多电平电流型逆变电路包括n个功率单元模块(4)，一个主桥臂(6)，一个输出滤波电容(7)和负载(8)组成，逆变电路输出的电平数为2n+1，n≥1，其特征在于：每个所述功率单元模块(4)包括一个第一恒流源(I_n1)、一个第二恒流源(I_n2)、一个第一可控开关管(S_n1)、一个第二可控开关管(S_n2)、一个第一二极管(D_n1)、一个第二二极管(D_n2)、一个第三二极管(D_np)和一个第四二极管(D_nq)，其中第一个下标n表示为第n个功率单元模块；所述第一恒流源(I_n1)的负极端、第二恒流源(I_n2)的负极端、第一可控开关管(S_n1)的发射极和第二可控开关管(S_n2)的发射极相连接，并把连接形成的该节点标识为o_n；所述第一恒流源(I_n1)的正极端、第一二极管(D_n1)的正极端和第三二极管(D_np)的正极端相连接，所述第一二极管(D_n1)的负极端和第一可控开关管(S_n1)的集电极相连接，把第三二极管(D_np)的负极端标识为p_n；所述第二恒流源(I_n2)的正极端、第二二极管(D_n2)的正极端和第四二极管(D_nq)的正极端相连接，第二二极管(D_n2)的负极端和第二可控开关管(S_n2)的集电极相连接，把第四二极管(D_nq)的负极端标识为q_n；所述主桥臂(6)包括一个第三可控开关管(S_p)、一个第四可控开关管(S_q)、一个第五二极管(D_p)和一个第六二极管(D_q)，所述第三可控开关管(S_p)的发射极和第四可控开关管(S_q)的发射极相连接，并把连接形成的该节点标识为o；所述第三可控开关管(S_p)的集电极和第五二极管(D_p)的负极端相连接，并把第五二极管(D_p)的正极端标识为p；所述第四可控开关管(S_q)的集电极和第六二极管(D_q)的负极端相连接，并把第六二极管(D_q)的正极端标识为q；所述主桥臂(6)的p端连接所述输出滤波电容(7)的一端和所述负载(8)的一端，所述主桥臂(6)的q端连接所述输出滤波电容(7)的另一端和所述负载(8)的另一端；所有功率单元模块(4)中的节点o_k相连接，并和主桥臂(6)中的节点o相连接；所有功率单元模块(4)中的节点p_k相连接，并和主桥臂(6)中的节点p相连接；所有功率单元模块(4)中的节点q_k相连接，并和主桥臂(6)中的节点q相连接；其中下标k为第k个功率单元模块(4)，I_k1＝I_k2，1≤k≤n。

2.根据权利要求1所述的一种单驱动电源多电平电流型逆变电路，其特征在于所述的所有可控开关管为IGBT或MOSFET开关管。

3.根据权利要求1所述的一种单驱动电源多电平电流型逆变电路，其特征在于输出滤波电容(7)为无极性电容。

4.一种单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制装置，用于控制根据权利要求1所述的单驱动电源多电平电流型逆变电路，包括一个数字信号处理器(2)，一个单电源驱动电路(3)和一个电流传感器(1)，其特征在于：所述数字信号处理器(2)输入设定的逆变输出电流频率f^*，输入设定的逆变输出电流指令i^*，输出电流限流幅值I_MAX，由所述电流传感器(1)检测逆变输出的电流i输入到所述数字信号处理器(2)，然后根据输入的控制量和反馈量，调节正弦调制波的频率和幅值，正弦调制波和三角载波调制生成PWM驱动信号，通过所述数字信号处理器(2)输出到所述单电源驱动电路(3)，经功率放大后驱动逆变器主电路中对应的可控开关管。

5.根据权利要求4所述的单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制装置，其特征在于所述单电源驱动电路(3)采用富士电机的EXB841、或日本英达的HR065、或日本三菱的M57962L、或夏普的PC923、或Agilent的HCPL-3120、或HCPL-316J驱动电路。

6.一种单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制方法，采用根据权利要求4所述的单驱动电源多电平电流型逆变电路的控制装置来控制根据权利要求1所述的单驱动电源多电平电流型逆变电路，其特征在于控制步骤如下：

①将期望输出的电流频率f^*和输出电流幅值i^*输入到数字信号处理器(2)，输出最大电流限流幅值I_MAX输入到数字信号处理器(2)，将电流传感器(1)检测到的逆变输出电流i输入到数字信号处理器(2)；

②将指令输出电流幅值i^*与输出最大电流限流幅值I_MAX和反馈的逆变输出电流i比较：

1)i^*＞I_MAX，逆变器只输出I_MAX，并由数字信号处理器(2)报警提示已达到极限值；

2)i^*≤I_MAX，则将i^*与实际检测到的逆变输出电流i比较：

a)i^*＞i，则通过增加调制深度M增大输出电流，即M+ΔM；

b)i^*＜i，则通过减小调制深度M减小输出电流，即M-ΔM；

将调整后的调制深度M与最大、最小调制度限幅值比较，若超过限幅值，将最大或最小限幅值送入调制深度M；

③调用逆变器脉冲生成子程序，完成逆变器脉冲宽度计算及驱动信号生成；

④返回；

所述步骤③中的逆变器脉冲生成子程序执行如下步骤：

数字信号处理器(2)根据输入的电流频率f^*计算出逆变运行角度增量Δθ：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{2\mathrm{\π}}{N}$

式中N为载波比

f_c为载波频率；

逆变运行过程中，将上次逆变电流运行角度θ(n-1)加上计算出来的角度增量Δθ作为当前控制节拍逆变电流运行角度θ(n)：

θ(n)＝θ(n-1)+Δθ

一旦计算得到的运行角度超过2π，将计算角度减去2π作为当前逆变电流运行角度；

根据当前运行角度θ(n)查正弦调制波表格，得到数据sin(θ(n))，取出并存入临时寄存器T_temp，将T_temp和调节后的调制深度M相乘得到当前运行脉冲宽度M′；

根据逆变器载波频率f_c，取载波周期T_S与M′相乘，将计算结果送入相应的比较寄存器；

由数字信号处理器(2)编程实现的PWM脉冲生成单元生成驱动脉冲信号；

数字信号处理器(2)内部将比较生成的脉宽信号经内部逻辑处理后生成所需要的开关控制信号；

恢复现场，返回。

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