CN103997238B - 一种双Boost逆变器的半周期调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双Boost逆变器半周期调制的方法，所述调制方法包括双Boost逆变器中Boostl开关管的调制、Boost2开关管的调制。半周期调制方法使功率开关管工作于半周期高频调制状态，包括在输山电压正半周期Boostl开关管高频调制升压，Boost2开关管工频切换；在输出电压负半周期Boost2开关管高频调制升压，Boostl开关管工频切换。在相同电压增益的情况下，本方法较传统方法使开关管电压、电流应力更小、开关管导通总时间减少，导通损耗降低。电感电流纹波降低，减少了电感的铜耗和铁耗，提升了双Boost逆变器的效率。

Description

一种双Boost逆变器的半周期调制方法

技术领域

本发明涉及一种双Boost逆变器的半周期调制方法，属于电力电子变换器的技术领域。

背景技术

新能源由于受环境等因素的影响，其输出电压范围宽，需要通过升降压逆变装置将其逆变成可用的稳定交流电压。传统的逆变器当直流侧电压低于输出的交流电压时，需要在逆变器的前级加入升压变换器以达到升压功能。但两级式功率变换使系统结构复杂且影响效率。通过工频变压器升压，存在工频变压器笨重、体积庞大等缺陷。

单级功率变换器的逆变器有利于功率密度和效率的提升。单级式逆变器具有功率级只有一级，效率高，体积小等优点。双Boost变换器的逆变器。采用两组独立对称的双向DC/DC变换器差动输出，得到纯正弦交流电压。如图1所示，开关管S1与开关管S2以及电感L1、电容C1构成Boost1DC/DC单元，开关管S3与开关管S4以及电感L2、电容C2构成Boost2DC/DC单元。两Boost DC/DC升压单元在输入侧并联，输出侧串联。

如图3所示，双Boost逆变器的传统调制方式是使两组Boost DC/DC单元各输出一路相差180°带直流偏置的电压，经差动输出得到可升降压的交流输出电压。使Boost1DC/DC单元与Boost2DC/DC单元同时处于升压状态，所以四个开关管均处于高频开关状态，如图5、图6所示。通过相应的控制逻辑使得两组Boost DC/DC单元的输出电压满足：

$V_{o1}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}+\frac{1}{2}\×U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)---\left(1\right)$

$V_{o2}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}+\frac{1}{2}\×U_m\×\sin (\mathrm{wt}-\mathrm{\π})---\left(2\right)$

$V_{\mathrm{dc}}\≥V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}---\left(3\right)$

$V_{o1}=V_{o2}=\frac{1}{1-D}\×V_{\mathrm{in}}---\left(4\right)$

其中，V_o1(t)为Boost1DC/DC单元输出电压值，V_o2(t)为Boost2DC/DC单元输出电压值，V_dc为传统调制方式的直流偏置电压，U_m为Boost DC/DC单元输出电压最大幅值，V_in为双Boost逆变器的输入直流电压值，w为角频率，D为Boost DC/DC单元开关管控制信号占空比。

联立上式，得到Boost1DC/DC单元与Boost2DC/DC单元的开关管控制信号占空比D₁(t)、D₂(t)：

$D_1\left(t\right)=\frac{\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(5\right)$

$D_2\left(t\right)=\frac{\frac{U_m}{2}-\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}-\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(6\right)$

通过调制占空比使得Boost1DC/DC单元与Boost2DC/DC单元中的一个开关管按占空比分别按D₁(t)和D₂(t)的规律变化，两单元中另一个开关管占空比控制信号与之互补，可使得双Boost逆变器采用传统调制方式的输出电压V_o(t)为：

V_o(t)＝V_o1(t)-V_o2(t)＝U_m×sin(wt) (7)

如图7、图8所示，这种调制方式下变换器所有功率开关在整个周期内均处于高频调制状态，电感电流大、开关管电压电流应力也较大，导致电感损耗、开关管通态损耗与开关损耗增加，不利于效率的提升。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提供一种双Boost逆变器的半周期调制方法，能够降低开关管电压、电流应力，降低电感电流纹波，提升双Boost逆变器的系统效率。

技术方案：一种双Boost逆变器的半周期调制方法，所述双Boost逆变器包括输入并联输出串联的Boost1DC/DC单元和Boost2DC/DC单元，在双Boost逆变器输出正弦电压的正半周期间，Boost1DC/DC单元处于高频开关状态并输出带有直流偏置的正弦半波，Boost2DC/DC单元处于工频切换状态并输出双Boost逆变器的输入直流电压；在双Boost逆变器输出正弦电压的负半周期间，Boost2DC/DC单元处于高频开关状态并输出带有直流偏置的正弦半波，Boost1DC/DC单元处于工频切换状态并输出双Boost逆变器的输入直流电压。

进一步的，所述每个Boost DC/DC单元处于高频开关状态时，均以占空比D(t)的控制信号控制单元中第一功率开关管的通断，第二功率开关管的控制信号与所述第一功率开关管控制信号互补；其中：

$D\left(t\right)=\frac{U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}$

式中，U_m为Boost DC/DC单元输出电压幅值，V_in为双Boost逆变器的输入直流电压值，w为角频率。

有益效果：本发明的半周期调制方法，使得两组Boost DC/DC单元分时间歇工作，两组单元各产生一路相差180°带直流偏置的正弦半波，经差动输出得到正弦交流电压如图10所示。与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

(1)分别令本发明的半周期调制方法与传统调制方法开关管S1、S2在工频周期承受的电压应力为V_S1、V_S2；V_S1'、V_S2'。那么在[0，π]时间段：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{S1}=V_{\mathrm{in}}+U_m\sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ V_{S2}=V_{\mathrm{in}}+U_m\sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ V_{S1}^{\′}=V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ V_{S2}^{\′}=V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\sin \left(\mathrm{wt}\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中，U_m为DC/DC单元输出电压幅值，V_in为双Boost逆变器的输入直流电压值，w为角频率。

在[π，2π]时间段：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{S1}=V_{\mathrm{in}}\\ V_{S2}=0\\ V_{S1}^{\′}=V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ V_{S2}^{\′}=V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\sin \left(\mathrm{wt}\right)\end{array}\right.---\left(9\right)$

所以两种调制方式下S₁、S₂电压应力如图12所示。

此时我们仅考虑电感电流基波分量，将纹波略去。由于在双Boost逆变器电路中有：

$i_l\left(t\right)=\frac{1}{1-D\left(t\right)}\×i_o\left(t\right)$

其中，i_l(t)为电感电流，i_o(t)为双Boost逆变器电路负载电流值，D(t)为Boost DC/DC单元开中开关功率管的控制信号占空比。

所以令本发明的半周期调制方式与传统的调制方式下的电感电流分别为i_l1(t)，i_l1'(t)。

在[0，π]时间段内：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{l1}\left(t\right)=\frac{i_o\left(t\right)}{1-D\left(t\right)}=i_o\left(t\right)+\frac{U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}}\×i_o\left(t\right)\\ i_{l1}^{\′}\left(t\right)=\frac{i_o\left(t\right)}{1-D_1\left(t\right)}=i_o\left(t\right)+\frac{U_m+U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{2V_{\mathrm{in}}}\×i_o\left(t\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中，D(t)为如式(14)的半周期调制方法下各Boost DC/DC单元开中开关功率管的控制信号占空比；D₁(t)为传统调制方式下Boost1DC/DC单元的开关管控制信号占空比。

在[π，2π]时间段内：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{l1}\left(t\right)=i_o\left(t\right)\\ i_{l1}^{\′}\left(t\right)=\frac{i_o\left(t\right)}{1-D_1\left(t\right)}=i_o\left(t\right)+\frac{U_m-U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{2V_{\mathrm{in}}}\×i_o\left(t\right)\end{array}\right.---\left(11\right)$

将式(10)与(11)分别表示如图13所示。

所以由上分析可以看出本发明的半周期调制方法使得开关管的电压应力与电感的电流应力比传统方式的调制方法小。

(2)本发明的半周期调制方法中开关管是半周高频工作的，减少了变换器的开关损耗。同时其相比传统方式又减小了一定的导通损耗。

(3)传统调制方式的占空比半周期调制方式大，两种调制方式只有在输出电压峰值时才相等，所以在相同输入电压的情况下，传统方式电流的纹波更大，带来的铜耗及铁耗均比半周期的大。

附图说明

图1是双Boost逆变器拓扑图；

图2是本发明的双Boost逆变器的半周期调制方法示意图；

图3是双Boost逆变器传统调制方法示意图；

图4是本发明半周期方法调制示意图；

图5是双Boost逆变器传统方式的驱动波形；

图6是双Boost逆变器传统方式的半周期驱动波形；

图7是双Boost逆变器传统方式的开关管电压波形；

图8是双Boost逆变器传统方式的半周期开关管电压波形；

图9是双Boost逆变器传统方式输入输出电压波形；

图10是双Boost逆变器采用本发明方法的半周期输入输出电压波形；

图11是双Boost逆变器半周期调制与传统调制策略效率比较；

图12是两种调制方式下S₁、S₂电压应力示意图；

图13是两种调制方式下电感电流示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

如图2所示，一种双Boost逆变器的半周期调制方法采用分时控制的方法使得输出交流电的任一半波期间内只有一路Boost DC/DC处于高频开关状态，另一路则处于工频切换状态。在输出正弦交流电压的正半周期内，Boost1DC/DC单元中功率开关管S1处于高频开关状态时，功率开关管S2与S1控制信号互补,Boost1DC/DC单元处于升压状态，使该单元输出电压为一带直流偏置的正弦半波。Boost2DC/DC单元则处于工频切换状态，即功率开关管S3关断且功率开关管S4导通，该单元输出电压则为双Boost逆变器的输入直流电压。下半个周期内两个Boost DC/DC单元的控制逻辑互换，在输出正弦交流电压的负半周期内，Boost2DC/DC单元中功率开关管S3处于高频开关状态时，功率开关管S4与S3信号互补,该DC/DC单元处于升压状态，使该单元输出电压为一带直流偏置的正弦半波。Boost1DC/DC单元则处于工频切换状态，即功率开关管S1关断且功率开关管S2导通，Boost1DC/DC单元输出电压则为双Boost逆变器的输入直流电压。Boost1DC/DC单元和Boost2DC/DC单元经差动输出，则得到工频正弦交流电压。所以整个双Boost逆变器的增益与单个Boost DC/DC单元是相同的，即：

$\mathrm{Vo}=\frac{1}{1-D}\×V_{\mathrm{in}}---\left(12\right)$

其中，Vo为半周期调制方法下双Boost逆变器的输出电压值，D为半周期调制方法下各Boost DC/DC单元开中开关功率管的控制信号占空比。

同时要求处于升压的单路Boost DC/DC单元输出电压Vo(t)满足：

Vo(t)＝U_m×sin(wt)+V_in (13)

联合式(12)、式(13)可得：

$D\left(t\right)=\frac{U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(14\right)$

式中，U_m为DC/DC单元输出电压幅值，V_in为双Boost逆变器的输入直流电压值，w为角频率。

所以分时控制时，在输出正弦交流电压的正半周期内，以式(14)所示占空比D(t)的控制信号控制Boost1DC/DC单元中功率开关S1管的通断，功率开关管S2的控制信号与功率开关管S1控制信号互补，Boost2DC/DC单元中功率开关管S3关断且功率开关管S4导通；在输出正弦交流电压的负半周期内，以式(14)所示占空比D(t)的控制信号控制Boost2DC/DC单元中功率开关S3管的通断，功率开关管S4的控制信号与功率开关管S3控制信号互补，Boost1DC/DC单元中功率开关管S1关断且功率开关管S2导通，从而可使双Boost逆变器输出电压为正弦交流电压。当双Boost逆变器的输入直流电压V_in＝80V，输出交流电压Vo＝110V，输出功率为400W时，传统方式输入输出电压波形如图9所示，双Boost逆变器采用本发明方法的半周期输入输出电压波形如图10所示。

如图11所示是双Boost逆变器半周期调制与传统调制策略在不同负载条件下效率比较。在负载为100W、200W、300W、400W时，传统调制方法下双Boost逆变器的输出效率依次为83.87％、86.06％、86.25％、85.80，半周期调制下双Boost逆变器的输出效率依次为88.77％、90.04％、90.56％、89.26％，显然可见半周期调制策略效率大于传统调制策略。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种双Boost逆变器的半周期调制方法，所述双Boost逆变器包括输入并联输出串联的Boost1 DC/DC单元和Boost2 DC/DC单元，其特征在于：在双Boost逆变器输出正弦电压的正半周期间，Boost1 DC/DC单元处于高频开关状态并输出带有直流偏置的正弦半波，Boost2 DC/DC单元处于工频切换状态并输出双Boost逆变器的输入直流电压；在双Boost逆变器输出正弦电压的负半周期间，Boost2 DC/DC单元处于高频开关状态并输出带有直流偏置的正弦半波，Boost1 DC/DC单元处于工频切换状态并输出双Boost逆变器的输入直流电压。

2.根据权利要求1所述的一种双Boost逆变器的半周期调制方法，其特征在于：所述每个Boost DC/DC单元处于高频开关状态时，均以占空比D(t)的控制信号控制单元中第一功率开关管的通断，第二功率开关管的控制信号与所述第一功率开关管控制信号互补；其中：

$D\left(t\right)=\frac{U_m\×sin\left(wt\right)}{V_{in}+U_m\×sin\left(wt\right)}$

式中，U_m为Boost DC/DC单元输出带有直流偏置的正弦半波电压幅值，V_in为双Boost逆变器的输入直流电压值，w为角频率。