CN104158423B - 高效率直流‑交流逆变器 - Google Patents

Abstract

高效率的直流‑交流逆变器电路和软开关操作方法。电路在宽范围直流输入电压的情况下使用比传统电路更少的元器件来实现整个逆变器所需要的功能；在操作过程中使用特殊的软开关操作方法为开关器件创造电压过零的条件，使得开关器件能够在逆变器输出低频交流电压或者低频交流电流的情况下实现零电压软开关操作。

Description

高效率直流-交流逆变器

背景介绍

发明所属领域

本专利申请是关于电源变换领域里的一项发明，更具体地说是一种特殊的直流-交流逆变器的电路结构和操作方法。该种逆变器电路使用较少的功率元件，而且能够通过软开关操作进一步提高逆变器的工作效率并降低开关操作所产生的噪音，能普遍适用于太阳能逆变、交流电机驱动、音频放大器以及其它需要产生交流输出的应用。

相关领域的描述

随着日益迫切的环境保护的需求人们越来越广泛地要求在各个领域使用低排放的新能源，特别是零排放的绿色能源。太阳能发电是各种新能源中最具有发展潜力的绿色能源之一。在太阳能发电的的大规模开发使用中通常需要把太阳能电池所产生的直流电能转换成交流形式然后输送到交流电网上，因此直流到交流的电源转换装置是太阳能发电应用中的一类重要设备。这类装置的工作效率、工作性能和设备成本等对太阳能发电系统至关重要。

图1(A)描述的是一个典型的传统太阳能电源转换电路结构。如图1(A)中所示，VIN+、VIN-为太阳能电池的直流输出端。因为太阳能电池的输出电压通常低于交流电网电压的峰值，而且电压值会随着环境条件如光照强度、云层移动、物体遮光等情况变化，所以要先用一级升压变换电路来把太阳能电池的输出电压升到一个高于交流电网电压峰值的恒定水平，然后再通过逆变器把升高后的直流电压转换成和交流电网电压同频同相的交流信号把能量输送到交流电网上去。图1(A)中的L1、Q1、D1和C2用来完成直流升压的功能，把太阳能电池的电压升高到VDC+的水平。图1(A)中的电子开关Q3、Q4、Q5和Q6则组成一个全桥式逆变器，从输端口S1和S2通过电感L2和L3把逆变后的交流能量输送到交流电网的AC1、AC2两个端口。

图1(B)概念性的描述了逆变器的电流输出波形以及和交流电网电压的关系。在图1(B)中VAC为交流电网正弦电压波形，IOUT是通过电感L2输出到交流电网的电流波形。输出端的滤波电容C3主要用于滤除逆变器操作的高频开关分量，减小逆变器输出中的噪音。从图1(B)中可以看出，输出到交流电网的电流的包络线和交流电网电压同频同相。这里我们把输出电流的峰值包络线描绘得和交流电网电压的正弦波形吻合是为了便于说明同频同相的关系，输出电流的幅值是可以根据操作条件变化的。另一方面由于交流电网的特性近似于一个电压源，所以逆变器的输出控制目标是输出电流，使其跟随交流电网电压正弦波形的频率和相位，而正弦波形的幅值则根据操作条件进行调节。

该传统太阳能电源转换电路的一个缺点是图1(A)所示的全桥逆变电路中的电子开关器件Q3、Q4、Q5和Q6均工作在硬开关状态。从图1(B)的操作波形不难看出，电感L2的电流极性在整个交流电网电压的半个周期内是不变的，所以在开关器件的开关操作过程中无法利用电流的谐振来创造零电压或零电流的软开关工作条件。当开关器件工作在硬开关操作状态时，不仅逆变器的工作效率由于开关损耗的增加而变得比较低，硬开关操作所产生的噪音也会造成对电网的干扰，当干扰强度超过规定指标时，整个系统将不被电网所接受。另外由于逆变器的输入电压VDC必须要高于交流电网电压的峰值，逆变器的前端输入需要插入一级升压变换器。系统的效率会因为升压变换器所产生的损耗而进一步下降，而且系统的成本也会由于升压变换器的使用而增加。

本发明的总结

为了解决上述问题从而使得太阳能电源转换系统具备更优良的性能和更强的价格竞争力，本发明提出了一种独特的的电路操作控制方法和一种独特的直流-交流电源转换系统电路结构。所提出的电路操作控制方法利用谐振原理在逆变器的开关操作过程中为逆变器的电子开关器件创造零电压开关的条件，从而实现零电压软开关操作，降低了逆变器的开关损耗，同时也有效地降低了开关噪音，使得逆变器的效率和噪音干扰水平都得到明显的改善。本发明所提出的直流-交流电源转换系统电路结构无论在输入直流电压高于或者低于逆变器交流输出电压的峰值时都不需要使用升压变换器环节，只使用一个单级变换器电路来实现宽输入范围的直流-交流逆变操作，避免了升压变换器电路所产生的功耗，而且也降低了系统的成本。本发明还提出了一种使用单电感的宽范围直流-交流转换电路结构。该电路只需要使用一个单电感来实现在输入直流电压高于或者低于逆变器交流输出电压的峰值时都能工作的宽范围直流-交流转换。

附图说明

图1所示为一个典型的传统两级式直流-交流逆变器电路结构及典型输出电流波形。

图2所示为本发明所提出的软开关操作方法在电流输出型操作时的原理工作波形。

图3所示为本发明所提出的软开关操作方法在电压输出型操作时的原理工作波形。

图4所示为本发明所提出的单级式宽范围直流-交流逆变器的电路结构和原理操作波形。

图5所示为本发明所提出的单级式宽范围直流-交流逆变器电路在实施软开关操作时的原理操作波形。

图6所示为本发明所提出的使用单电感的宽范围直流-交流逆变器电路及其原理操作波形。

图7所示为使用单电感的宽范围直流-交流逆变器电路在实施软开关操作时的原理操作波形。

发明的详细描述

根据上述，在图1中所描述的传统逆变器操作方法中由于电感的电流极性在整个交流电网电压的半个周期内不变，所以当逆变器使用高于交流电网频率的高开关频率进行操作时，在高频开关操作过程中无法为电子开关创造零电压或零电流的软开关条件。在图2中所描述的逆变器操作方法在每一个高频开关操作周期都使电感电流过零而且在过零后建立起一定幅值的反向电流，当相应的电子开关在反向电流达到足够的幅值时进行开关转换时，反向电流的续流作用把将要导通的电子开关的两端电压推到零，从而为电子开关创造了零电压导通的软开关条件。在图2(A)所示电路中电子开关的两端电压就是Q3、Q4、Q5和Q6的源、漏极之间的电压。详细的工作原理如下所述。

图2(B)所示为本发明所提出的软开关操作方法的原理操作波形。由于逆变器的操作频率远高于交流电网的频率，所以交流电网的频率在这里属于低频信号。如图2(B)中所示，在电网交流电压VAC的正半周，也即AC1端为正，AC2端为负时，逆变器的左桥臂的上端电子开关Q3处于全导通状态，左桥臂的下端电子开关Q4处于全截止状态，而逆变器的右桥臂的两个电子开关Q5和Q6通过脉宽调制进行交互开关操作来控制逆变器的输出电流的包络线使其跟随交流电网的正弦电压波形。反之，在电网交流电压VAC的负半周，也即AC2端为正，AC1端为负时，逆变器的右桥臂的上端电子开关Q5处于全导通状态，右桥臂的下端电子开关Q6处于全截止状态，而逆变器的左桥臂的两个电子开关Q3和Q4通过脉宽调制进行交互开关操作来控制逆变器的输出电流的包络线使其跟随交流电网的正弦电压波形。在Q3和Q4，或Q5和Q6进行交替开关操作时，上下两个电子开关的开关操作成互补状态，也即当Q3导通时Q4截止，Q3截止时Q4导通；当Q5导通时Q6截止，Q5截止时Q6导通。在实际操作中桥臂的上管和下管(分别为上端电子开关和下端电子开关的简称)在交换开关状态时插入一个死区时间以防止由开关管关断延迟时间而引起的瞬时短路现象，同时也提供足够的时间让电感电流的续流作用把将要导通的电子开关的两端电压推到零来创造零电压开关的条件。死区时间的定义是在上一个导通开关的门控信号由高变低时，下一个要导通的开关的门控信号在延迟了一个死区时间后才由低变高，因此在死区时间内上下两个开关的门极控制信号都处于关断状态。由于电感电流的续流作用把将要导通的电子开关的两端电压推到零的过程实质上是电感能量和开关节点的寄生电容通过谐振在谐振的四分之一个周期内完成的，所以死区时间的长短一般取在等于或者略大于电感的电感量和开关节点的总寄生电容量所形成的谐振周期的四分之一。上述概念为本领域中的专业人士所熟知，所以这里不再详述，在图2(B)的操作波形序列中死区时间也没有表示出来，以使得整个操作原理波形的逻辑关系更清晰易懂。为了使死区时间的定义表达得更明确，在图2中特意截取了图2(B)中从时刻t1到时刻t2的门控波形VG5和VG6，并进行放大(如图中C所圈定的部分)。在放大的波形图中又加入了相应的开关节点电压VS2的波形来帮助说明软开关的操作原理。

从放大的波形部分中可以看出，在时刻t1之前右桥臂的Q6处于导通状态而Q5处于关断状态(在这段时间区间左桥臂的Q3一直处于导通状态，Q4一直处于关断状态)，电流通过直流电压VDC+、Q3、L2、C3和电网电压VAC并联的支路、L3、Q6到VIN-进行流动，在向交流电网输送能量的同时建立起在L2中从左向右，在L3中从右向左的沿顺时针方向流动的电流。在t1时刻电感中的电流IOUT达到给定的正弦波参考值，Q6通过VG6的控制被关断，这时由于Q3仍处于导通状态，L2和L3中的电感电流试图通过Q5的寄生二极管(上端为阴极，下端为阳极，图中未标出)、Q3、C3和电网电压VAC的并联支路进行续流。但是由于开关节点电位VS2在t1时刻处于低电平VIN-，而且由于Q5和Q6的源漏极寄生电容的存在，Q5的寄生二极管暂时处于反偏置状态，所以L2和L3中的电感电流将先通过Q5和Q6的源漏极寄生电容流通并在流通的过程中将Q5的源漏极寄生电容放电，Q6的源漏极寄生电容充电，在这个过程中节点电位VS2向VDC+方向上升。如果L2和L3中所储存的的电感电流能量足够大，Q6的源漏极寄生电容将被充电到使节点电位VS2一直上升到略高于VDC+的水平直至Q5的寄生二极管导通，这个过程的时间大约是由L2、L3的总电感量和Q5、Q6的总寄生电容所形成的谐振周期的四分之一个周期。在死区时间结束时Q5导通，如果死区时间td选择得等于或略大于上述的四分之一周期，在Q5导通时其寄生二极管已经导通，则Q5的开关操作实现了零电压导通操作。

在Q5导通后电感电流的续流通过Q5、Q3、C3和电网电压VAC的并联支路继续进行。由于在这个续流过程中需要产生和VAC瞬时值相等的电压来维持电流连续，电感电流以和VAC瞬时值成比例的速率衰减下降，直到耗尽为零。这时Q5和Q3继续维持导通，电网和C3两端的电压开始在L2和L3中建立起反方向的电流，也即在L2中从右向左，在L3中从左向右的沿反时针方向流动的电流。由于L2和L3的电感特性，该反方向电流随时间线性增长。当在t2时刻L2和L3的电流储能达到足够大的时候，Q5关断，L2和L3中的电感电流将试图通过Q3、C2、Q6的寄生二极管、C3和电网电压VAC的并联支路进行续流。这时候由于开关节点电位VS2处于高电平VDC+，而且由于Q5和Q6的源漏极寄生电容的存在，Q6的寄生二极管暂时处于反偏置状态，所以L2和L3中的电感电流将先通过Q5和Q6的源漏极寄生电容流通并在流通的过程中将Q6的源漏极寄生电容放电，Q5的源漏极寄生电容充电，在这个过程中节点电位VS2由VDC+向VIN-方向下降。如果L2和L3中所储存的的电感电流能量足够大，Q5的源漏极寄生电容将被完全充电到输入电压VDC+的幅值，Q6的源漏极寄生电容将被完全放电到零，再继续反向充电到使节点电位VS2降低到略低于VIN-的水平直至Q6的寄生二极管导通，然后续流作用通过Q6的寄生二极管继续进行。在死区时间结束时Q6导通，如果死区时间td等于或大于L2、L3的总电感量和Q5、Q6的总寄生电容所形成的谐振周期的四分之一个周期，在Q6导通时其寄生二极管已经导通，则Q6的开关操作也实现了零电压导通。在电网交流电压VAC的负半周，逆变器的右桥臂的上端电子开关Q5处于全导通状态，右桥臂的下端电子开关Q6处于全截止状态，而逆变器的左桥臂的两个电子开关Q3和Q4通过脉宽调制进行交互开关操作来控制逆变器的输出。Q3和Q4的开关操作方法和实现软开关操作的原理和上述Q5、Q6的操作过程相同，故而不再赘述。在上述控制过程中，一个关键的操作特征是上端电子开关在电感电流衰减到零以后又建立起充分的反方向电流时关断，从而能够实现下端电子开关的零电压软开关操作，这在传统的逆变器操作方法中是做不到的。这里需要提醒，图2(A)中的电感L2和L3可以换为使用一个电感量较大的电感，例如只用L2并且取较大的电感量，上述的操作原理仍然能够取得相同的操作效果。

图2所描述的逆变器操作所驱动的负载是交流电网。因为交流电网本身相当于一个交流电压源，所以逆变器的输出控制以输出电流为主要控制变量，在开关控制过程中使逆变器的输出电流的包络线跟随交流电网的正弦电压波形。当逆变器操驱动其它性质的负载时，要求控制的输出变量可能是输出电流，也可能是输出电压。但无论是输出电流控制或输出电压控制，以上所描述的操作控制方法都能够实现电子开关的软开关操作。图3(B)描述了在输出控制为电压输出时的操作波形。由图3(B)中不难看出，在t2时刻的开关操作控制和电流输出控制时的情况相同，也即上端电子开关Q3和Q5的关断是在电感电流衰减到零以后又建立起充分的反方向电流时进行，从而利用反向电感电流的续流作用为相应的下端电子开关创造零电压软开关操作的条件。电压输出控制和电流输出控制的不同点主要在于下端电子开关Q4和Q6的关断控制。图3(B)中描述了逆变器的输出电压VOUT的波形。在进行电压输出控制时下端电子开关Q4和Q6的关断是在输出电压VOUT的瞬时值达到给定的正弦波参考值时进行，而不是在输出电流IOUT的瞬时值达到给定的正弦波参考值时进行。电压输出控制和电流输出控制的另一个不同点是在进行电压输出控制时逆变器的输出负载一般不是电压源性质，所以在电感电流衰减到零以后又建立起反方向电流的能量是通过输出滤波电容C3来提供的，因而在电压输出控制的情况下C3需要选择充分的电容量以保证有足够的储能来建立起所需要的反向电感电流。反向电感电流的幅值的设定原则是在上端电子开关Q3或Q5的关断后其续流作用刚好有足够的能量来对其所在桥臂的上、下两个电子开关的寄生电容进行完全的充电和放电而把相应的桥臂开关节点的电位推到略低于VIN-的水平直至相应的下端电子开关Q4或Q6的寄生二极管能够导通，从而能够实现零电压软开关操作。反向电感电流的幅值大于上述条件时并不影响软开关操作的实现，但会增加电路的导通损耗，所以在实际应用中只要使反向电感电流的幅值在满足上述条件的情况下略有余量即可。上述方法所实现的软开关操作能够非常有效地降低电子开关的开关损耗和由硬开关操作所引起的电磁干扰噪音，从而使得逆变器的效率更高，噪音性能也更加优良。

图1、图2和图3所示的逆变器电路需要满足其输入电压VDC+大于输出交流电压峰值的要求，否则电路不能正常工作。所以当整个电路的输入电压低于输出交流电压的峰值时需要插入一级升压变换电路来得到所需要的逆变器输入电压。图1、图2和图3中由L1、Q1、D1、C2所组成的升压变换电路就是为了完成这样的功能。在这里本发明提出了另一种新型的逆变器电路结构，该电路不需要使用升压变换电路，无论在逆变器的直流输入电压高于或者低于输出交流电压的峰值的情况下都能够直接产生所需要的交流输出电压或电流，在宽范围直流输入电压的应用中具有明显的优势，具体电路概念如图4(A)所示。

图4(A)中所示，该新型的逆变器电路由四个电子开关Q3、Q4、Q5、Q6，一个带中心抽头的电感L2和一个输出滤波电容C3所组成。图中的PV是逆变器的直流输入电源，可以是太阳能电池，也可以是其它类型的直流电源，电容器C1则是直流输入侧的滤波电容。图中的Q3和Q4组成逆变器的左桥臂，Q5和Q6组成逆变器的右桥臂，电感L2的中心抽头接在直流输入电源的正端VIN+，L2的其它两端分别接在左桥臂和右桥臂的开关节点S1和S2；左、右两个桥臂的上端，也即Q3和Q5的漏极，则作为逆变器的输出端AC1和AC2，最后输出滤波电容C3跨接在输出端AC1和AC2两端。AC1和AC2两端所接的负载假定为从逆变器接受能量的交流电网。

图4(B)描述了该逆变器电路的原理操作波形。如图4(B)中所示，IL2是电感L2的电流波形，IAC是流向交流电网的电流波形，为了简化波型图，这两个电流波形分别显示在交流电压波形的正半周和负半周。在图中VAC代表交流电网的低频正弦电压波形。如前所述，为了概念性叙述的方便，图4(B)中的VAC作为和交流电网的正弦电压波形同频同相的概念性控制参考信号波形，在这里不考虑它的幅值的绝对值意义。由图中波形可以看出，在电网交流电压VAC的正半周，也即AC1端为正，AC2端为负时，逆变器的右桥臂的上端电子开关Q5处于全导通状态，右桥臂的下端电子开关Q6处于全截止状态，而逆变器的左桥臂的两个电子开关Q3和Q4通过脉宽调制进行高频的交替导通开关操作来控制逆变器的输出电流的包络线使其跟随交流电网的正弦电压波形。反之，在电网交流电压VAC的负半周，也即AC2端为正，AC1端为负时，逆变器的左桥臂的上端电子开关Q3处于全导通状态，左桥臂的下端电子开关Q4处于全截止状态，而逆变器的右桥臂的两个电子开关Q5和Q6通过脉宽调制进行交替开关操作来控制逆变器的输出电流的包络线使其跟随交流电网的正弦电压波形。在Q3和Q4，或者Q5和Q6进行交替开关操作时，上下两个电子开关的开关操作成互补状态，也即当Q3导通时Q4截止，Q3截止时Q4导通；当Q5导通时Q6截止，Q5截止时Q6导通。同时在实际操作中桥臂的上电子开关和下电子开关在交换开关状态时插入一个死区时间。死区时间的工作原理在上文已有详述，所以这里不再重复。

由于图4(A)中逆变器的负载是交流电网，相当于一个交流电压源，所以逆变器的输出控制以输出电流为控制变量，在开关控制过程中电子开关的操作使逆变器的输出电流的包络线跟随交流电网的正弦电压波形。如图4(B)中所示，在电网正弦电压的正半周，Q5处于全导通而Q6处于全截止状态，当Q4导通时，电感L2的左半部分L2A在输入电源PV的驱动下线性上升，建立起由右向左流动的电流。当L2A的电流达到正弦参考波形在相应时刻的参考值时，Q4关断，然后在经过死区时间后Q3导通，如图4(B)中t1时刻所示。这时电感电流转向由Q3、C3和交流电网并联的支路、Q5、L2B和L2A所组成的回路进行续流。由于在续流的过程中需要产生与交流电网相等的电压来维持续流，电感L2的电流逐渐衰减，直到t2时刻衰减到零。这时Q3关断，然后在经过死区时间td后Q4导通，电路进入下一个开关周期的操作。在电网正弦电压的负半周，Q3处于全导通而Q4处于全截止状态，Q5和Q6通过脉宽调制来控制逆变器的输出电流。注意在操作过程中当Q4或Q6导通时，电流在L2中建立起来，当Q4或Q6截止时，电流流向输出端向电网输送电能，向滤波电容C3和电网的并联支路所输出的电流波形IAC如图4(B)中所示。由于滤波电容C3的存在，流入交流电网的电流将被C3的滤波作用所平滑。同时也注意在操作过程中电感L2的左右两半部分L2A和L2B之间的电流是通过磁通链紧密耦合的。如果L2A和L2B之间的漏电感接近于零，电流在这两半部分之间可以通过磁通链毫无阻隔地互相转换，所以在图4(B)中电感L2的电流用IL2来概念性地表达其在操作过程中的变化规律。当L2A和L2B之间的漏电感不可忽略时，在电流转换时会由于漏电感的作用在电子开关的关断时刻产生电压尖峰。不过由于L2A和L2B之间没有电气隔离，相互之间的漏电感可以做得很小，所以在这种情况下电子开关关断时所产生电压尖峰也就不太显著。在上述操作过程中因为电感L2的电流在建立过程中不受AC1和AC2两个输出端口的电压的影响，所以输出电流在每个开关周期的幅值可以根据需要自由控制，使得该逆变器电路能够在任何电压值的直流输入情况下都能够实现所需要的交流输出。这样就省去了图1、图2和图3中的升压变换电路，既节约了成本，又避免了升压变换所带来的损耗。

当电路按照图4(B)中所描述的操作波形进行操作时，由于在Q3和Q5关断时L2的电流刚好为零，开关关断后无法通过电感电流的续流作用把相应的开关节点S1或S2的电位推到VIN-的水平，所以Q4和Q6的导通操作是在硬开关的情况下进行的。如果按照图2(B)和图3(B)所描述的操作方法把Q3和Q5的关断时刻控制在L2已经建立起足够的反向电流时，则在Q3和Q5关断后电感的反向电流的续流作用能够把相应的开关节点S1或S2的电位推到VIN-的水平(由于二极管的正向电压降相对很低，这里特意忽略了二极管的正向电压降以便于叙述)，从而为Q4和Q6创造零电压软开关的条件。根据这一操作原理进行电流输出控制的工作波形如图5(A)所描述，其工作原理和图2(B)的情形基本相同；同样，根据这一操作原理也能够通过脉宽调制开关操作来控制逆变器的输出电压跟随所需要的交流输出电压波形，在电压输出控制时的工作波形如图5(B)所描述，其工作原理和图3(B)的情形也基本相同，这里把图5(A)和(B)所示的软开关操作原理再做一个简要的叙述。在逆变器通过左桥臂或者右桥臂的高频开关操作控制输出电流或者输出电压时，桥臂的上端电子开关和下端电子开关通过脉宽调制进行高频交替导通操作，在桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行开关状态转换时插入一个死区时间，死区时间等于或者略大于由电感的总电感量和一条桥臂的上、下两个电子开关的总寄生电容所形成的谐振周期的四分之一个周期，在死区时间内上、下两个电子开关都不导通。当桥臂的下端电子开关导通时电感的电流随导通的时间增长，当电感电流的幅值达到输出控制所需要的幅值时下端电子开关关断，上端电子开关在经过一个死区时间后导通，电感的电流通过上端电子开关流向输出端并且在此过程中逐渐衰减下降。当电感的电流衰减到零时上端电子开关仍然维持导通，在这种情况下电感的电流在衰减到零后向反方向增长，当电感通过反方向电流所储存的能量能够使桥臂的上、下两个电子开关的寄生电容分别得到完全充电、放电时，关断上端电子开关，经过一个死区时间后使下端电子开关导通。由于在死区时间内电感的反方向电流的续流作用使得桥臂的上端电子开关的寄生电容完全充电，下端电子开关的寄生电容完全放电，所以下端电子开关的两端电压在死区时间结束时接近于零，下端电子开关的导通操作在接近于零电压的情况下实现。注意在做电压输出控制时逆变器的负载一般不是电压源，所以在图4(A)电路中的逆变器的输出端电压以VOUT表示更合适，输出电流也以IOUT表示更合适，图5(B)中的输出电压和输出电流波形的标注已经反映了这些名称。

图6(A)描述了对传统太阳能逆变器的另一种改进方案。和图1(A)所示的传统太阳能逆变器电路相比较，图6(A)所描述的电路省去了升压储能电容C2和逆变器输出端的电感L2和L3。因为太阳能逆变器需要对电网提供电流输出，升压变换器在工作过程中也是先通过升压电感进行电流储能后再把电压升上去，所以在图6(A)所示电路中把升压电感L1的电流通过桥式电路导向后直接输出给交流电网，省去了把升压电感电流转换为电压环节的升压电容C2和把输出电压再转换为电流的输出电感L2和L3。同时由于电路中桥式电路的负端接到输入电源的正端VIN+，该电路在输入电压高于或者低于输出端交流电压峰值的情况下都能够正常工作。

图6(B)描述了图6(A)所示电路的操作波形。如图所示，当电子开关Q1导通时，电感L1通过输入直流电压建立起电流，当输入为恒定直流时，该电感电流随时间线性增长，所以在图示波形中通过Q1的导通脉宽控制使得电感L1电流的幅值包络线随着参考正弦电压的波形同步变化。当Q1关断时，L1中所储存的电流通过续流二极管D1和由Q3、Q4、Q5和Q6所组成的桥式电路流向输出端。对比图6(B)中的电网电压参考波形VAC可以看出，Q3、Q4、Q5和Q6的操作使得向电网输送的电流和电网电压保持同相，在VAC的正半周，也即端口AC1的电位为正时，Q3和Q6导通，Q4和Q5截止，电流从AC1端口流向电网，在VAC的负半周，也即端口AC2的电位为正时，Q4和Q5导通，Q3和Q6截止，电流从AC2端口流向电网。这样电路通过Q1对电流的幅值控制和Q3、Q4、Q5和Q6对输出相位的控制，从输出端口产生和电网电压同步同相而且跟随电网电压正弦波形的输出电流，而且由于Q3、Q4、Q5和Q6只随着电网电压的工频进行开关操作，开关损耗几乎可以忽略不计，整个系统的转换效率得到显著的提高。

如果把图6(A)电路中的续流二极管D1换成电子开关，改进后的电路能够根据图2所描述的操作原理实现软开关操作。图7(A)描述了改进后的电路，图6(A)电路中的续流二极管D1在图7(A)换成了续流电子开关Q2，图7(B)所示为电路的原理操作波形。因为整个软开关操作原理在前文已有详述，这里仅把要点重述一下。如图7(B)中所示，从放大的波形部分C中可以看出，Q1在时刻t1关断，Q2在经过死区时间td后导通，由于死区时间等于或者略大于由电感的电感量和Q1、Q2的总寄生电容所形成的谐振周期的四分之一个周期，在死区时间结束时开关节点的电位VS1已经随着电流IL1的续流作用上升到顶至使Q2的寄生二极管导通，Q2的导通是软开关操作。在Q2导通期间电感电流IL1在续流过程中逐渐衰减到零，这时候Q2仍然维持导通，使得电感电流IL1在过零后向反方向上升。当电流IL1在反方向上升到充分的幅度时，Q2关断，Q1在经过死区时间td后导通，在死区时间结束前开关节点的电位VS1已经随着电流IL1的续流作用下降到使Q1的寄生二极管导通的水平，所以Q1的导通也实现了零电压软开关操作。图7(A)中Q3、Q4、Q5和Q6的操作和图6相同，所以不再赘述。和传统的逆变器方案相比，该方案节省了升压电容和输出电感，减少了Q3、Q4、Q5和Q6的开关损耗，同时由于Q1的软开关操作更进一步降低了电路的损耗和电磁干扰水平，使得逆变器的性能更加优良。

以上的描述和相关图示仅作为概念性例子来阐述本发明的原理。在实际应用中遵循同样的原理而采用其他不同的电路形式同样可以实现本专利所描述的功能和效果，因此本发明的应用在不违背其基本概念的情况下并不限于本文所描述的实现方法。为了叙述方便，本文中的电子开关采用N型MOSFET进行描述，在不违背本文所描述的原理的情况下使用其它类型的电子开关元件也可以实现本文所描述的电路功能，所以在实施过程中所采用的元器件也不限于本文所描述的类型。在本文的叙述中以逆变器的输出为正弦波作为例子以便于叙述，在实际应用中本发明的原理同样也适用于当逆变器的输出是非正弦波信号的情况。

Claims (4)

1.一种能够实现软开关操作的直流-交流逆变器，其特征在于：

分别由两个电子开关串联组成的左、右两条桥臂，每条桥臂的上端电子开关的负电压端和下端电子开关的正电压端相连接形成该桥臂的开关节点，两条桥臂的上端电子开关的正电压端连接在一起并且接到一个直流输入电源的正电压端，两条桥臂的下端电子开关的负电压端也连接在一起并且接到该直流输入电源的负电压端；一个电感和一个电容相互串联连接后跨接在该左、右两个桥臂的开关节点之间，电容的两端作为逆变器的交流输出端口；交流输出的电压峰值低于直流输入电源的电压值，输出电压在电容靠近左桥臂的端口为正的半个周期作为正半周，在电容靠近右桥臂的端口为正的半个周期作为负半周；在输出的正半周，左桥臂的上端电子开关处于全导通状态，下端电子开关处于全关断状态，右桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通操作并且通过导通的脉宽控制使得电容的两端的电压跟随所需要的输出电压波形，在右桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行开关状态转换时插入一个死区时间，死区时间等于或者略大于由电感的总电感量和一条桥臂的上、下两个电子开关的总寄生电容所形成的谐振周期的四分之一个周期，在死区时间内上、下两个电子开关都不导通；当右桥臂的下端电子开关导通时电感的电流和电容两端的输出电压随导通的时间增长，在输出电压的幅值达到所需要的交流电压的幅值时下端电子开关关断，上端电子开关在经过一个死区时间后导通，电感的电流在通过上端电子开关续流的过程中逐渐衰减下降；当电感的电流衰减到零时上端电子开关仍然维持导通，在这种情况下电感的电流在衰减到零后向反方向增长；当电感通过反方向电流所储存的能量能够使右桥臂的上、下两个电子开关的寄生电容得到完全充电、放电时，关断上端电子开关，经过一个死区时间后使下端电子开关导通；在死区时间内电感的反方向电流的续流作用使得右桥臂的上端电子开关的寄生电容完全充电，下端电子开关的寄生电容完全放电，因而使得下端电子开关的两端电压在死区时间结束时接近于零，下端电子开关的导通操作在接近于零电压的情况下进行，实现软开关操作；在输出的负半周，右桥臂的上端电子开关处于全导通状态，下端电子开关处于全关断状态，左桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通操作并且通过导通的脉宽控制使得电容的两端的电压跟随所需要的输出电压波形，操作方法和正半周输出时右桥臂的操作方法相同。

2.根据权利要求1所述的直流-交流逆变器，其特征在于：

在输出的正半周，左桥臂的上端电子开关处于全导通状态，下端电子开关处于全关断状态，右桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通并且通过导通的脉宽控制使得电感电流的包络线跟随所需要的输出电流波形；在输出的负半周，右桥臂的上端电子开关处于全导通状态，下端电子开关处于全关断状态，左桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通并且通过导通的脉宽控制使得电感电流的包络线跟随所需要的输出电流波形。

3.一种能够接受高于或者低于输出交流电压的峰值的宽范围直流输入电压的逆变器，其特征在于：

分别由两个电子开关串联组成的左、右两条桥臂，每条桥臂的上端电子开关的负电压端和下端电子开关的正电压端相连接形成该桥臂的开关节点，两条桥臂的下端电子开关的负电压端连接在一起接到直流输入电源的负电压端，两条桥臂的上端电子开关的正电压端分别作为交流输出的两个端口，交流输出的左端口为正的半个周期作为输出的正半周，交流输出的右端口为正的半个周期作为输出的负半周；一个输出电容跨接在交流输出的两个端口之间，该电容和直流输入电源的端口没有直接的电气连接；一个带有中心抽头的电感，电感的中心抽头和直流输入电源的正电压端相连接，电感的另外两个端口分别和左、右两条桥臂的开关节点相连接，在工作过程中当电感电流需要进行续流时，电感的两个半边绕组能够通过电磁耦合作用提供让电流通过两个交流输出端口的续流回路；当逆变器做电流输出控制时，在输出的正半周，右桥臂的上端电子开关处于全导通状态，右桥臂的下端电子开关处于全关断状态，左桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通操作并且通过导通的脉宽控制使得电流的包络线跟随所需要的输出电流波形，在输出的负半周，左桥臂的上端电子开关处于全导通状态，左桥臂的下端电子开关处于全关断状态，右桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通操作并且通过导通的脉宽控制使得电流的包络线跟随所需要的输出电流波形，在操作过程中直流输入电压允许高于或者低于交流输出电压的峰值；当左桥臂或者右桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通操作并且通过导通的脉宽控制使得电流的包络线跟随所需要的输出电流波形时，在桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行开关状态转换时插入一个死区时间，死区时间等于或者略大于由电感的总电感量和一条桥臂的上、下两个电子开关的总寄生电容所形成的谐振周期的四分之一个周期，在死区时间内上、下两个电子开关都不导通；当桥臂的下端电子开关导通时电感的电流随导通的时间增长，在电感电流的幅值达到所需要的输出电流的幅值时下端电子开关关断，上端电子开关在经过一个死区时间后导通，电感的电流通过上端电子开关流向输出端并且在此过程中逐渐衰减下降；当电感的电流衰减到零时上端电子开关仍然维持导通，在这种情况下电感的电流在衰减到零后向反方向增长；当电感通过反方向电流所储存的能量能够使桥臂的上、下两个电子开关的寄生电容得到完全充电、放电时，关断上端电子开关，经过一个死区时间后使下端电子开关导通；在死区时间内电感的反方向电流的续流作用使得桥臂的上端电子开关的寄生电容完全充电，下端电子开关的寄生电容完全放电，因而使得下端电子开关的两端电压在死区时间结束时接近于零，下端电子开关的导通操作在接近于零电压的情况下进行，实现软开关操作。

4.根据权利要求3所述的逆变器，其特征在于：

对逆变器的输出电压波形进行控制，在输出的正半周，右桥臂的上端电子开关处于全导通状态，右桥臂的下端电子开关处于全关断状态，左桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通并且通过导通的脉宽控制使得输出电容两端的电压跟随所需要的输出电压波形；在输出的负半周，左桥臂的上端电子开关处于全导通状态，左桥臂的下端电子开关处于全关断状态，右桥臂的上端电子开关和下端电子开关进行高频率的交替导通并且通过导通的脉宽控制使得输出电容的两端的电压跟随所需要的输出电压波形。