JP4912581B2

JP4912581B2 - 高周波加熱装置

Info

Publication number: JP4912581B2
Application number: JP2004302598A
Authority: JP
Inventors: 英明守屋; 治雄末永; 伸一酒井; 信夫城川; 学木下
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-10-18
Filing date: 2004-10-18
Publication date: 2012-04-11
Anticipated expiration: 2024-10-18
Also published as: DE602005026838D1; EP1806954A1; CN100558202C; CN101044797A; EP1806954A4; US20080047959A1; EP1806954B1; WO2006043512A1; JP2006114419A

Description

本発明は電子レンジのようにマグネトロンを駆動して誘電加熱を行う高周波加熱装置の分野で、高調波電流発生を抑制する制御に関するものである。

一般家庭で使用される電子レンジ等の高周波加熱調理機器に用いられる電源としてはその性質上（持ち運びが容易で且つ調理室を大きくするために電源が内蔵される機械室スペースは小さいものが望まれる）、小型で軽いものが望まれてきた。そのため、電源のスイッチング化による小型軽量化、低コスト化が進められ、その結果スイッチングにより発生する高調波成分を多く含む電流波形となっていた。その上、電子レンジでは調理時間の短縮から２０００Ｗ近い消費電力となり、そのため電流の絶対値も大きくなることから電源高調波性能を満足することが困難になりつつある。そのため高調波電流抑制のための制御方式（改善策）が提案されている（例えば特許文献１参照）。

図１２はインバータ電源を用いた高周波加熱装置の一例を示している。直流電源１、リーケージトランス２、第一の半導体スイッチング素子３、第一のコンデンサ５（スナバコンデンサ）、第二のコンデンサ６（共振コンデンサ）、第三のコンデンサ７（平滑コンデンサ）、第二の半導体スイッチング素子４、駆動部１３、全波倍電圧整流回路１１、およびマグネトロン１２とから構成されている。

直流電源１は商用電源を全波整流して直流電圧ＶＤＣを、第二のコンデンサ６とリーケージトランス２の一次巻線８との直列回路に印加する。第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４とは直列に接続され、リーケージトランス２の一次巻線８と第二のコンデンサ６との直列回路は第二の半導体スイッチング素子４に並列に接続されている。

第一のコンデンサ５は第二の半導体スイッチング素子４に並列に接続され、スイッチン
グの際に発生する突入電流（あるいは電圧）を抑えるスナバ的な役割を有する。リーケージトランス２の二次巻線９で発生した交流高電圧出力は全波倍電圧整流回路１１で直流の高電圧に変換されてマグネトロン１２のアノード−カソード間に印加されている。リーケージトランス２の三次巻線１０はマグネトロン１２のカソードに電流を供給している。

第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４はＩＧＢＴと、それに並列に接続されるフライホイールダイオードとから構成されている。当然であるが前記第一、第二の半導体スイッチング素子３、４はこの種類に限定されるものではなくサイリスタ、ＧＴＯスイッチング素子等を用いることもできる。

駆動部１３はその内部に第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４の駆動信号を作るための発振部を有し、この発振部で所定周波数の矩形波が発生され、第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４にＤＲＩＶＥ信号が与えられる。第一の半導体スイッチング素子３、あるいは第二の半導体スイッチング素子４の一方がターンオフした直後は他方の半導体スイッチング素子の両端電圧が高いため、この時点でターンオフさせるとスパイク状の過大電流が流れ、不要な損失、ノイズが発生する。しかし、デッドタイムを設けることにより、この両端電圧が約０Ｖに減少するまでターンオフを遅らせるため前記不要な損失、ノイズ発生が防止できる。当然、逆の切り替わり時も同様の働きをする。

駆動部１３より与えられるＤＲＩＶＥ信号による各モードの詳細な動作については割愛するが図１２の回路構成の特徴としては一般家庭向け電源で最も高い電圧となる欧州２４０Ｖにおいても第一の半導体スイッチング素子３、第二の半導体スイッチング素子４への発生電圧は直流電源電圧ＶＤＣと同等となり、すなわち２４０√２＝３３９Ｖとなる。よって雷サージ、瞬時電圧停止からの復帰時等の異常時を想定したとしても第一の半導体スイッチング素子３と第二の半導体スイッチング素子４は安価な６００Ｖ程度の耐圧品で問題なく使用できる（例えば、特許文献２参照）。

次にこの種のインバータ電源回路（インダクタンスＬとキャパシタンスＣで共振回路を構成）における共振特性を図１３に示す。図１３は一定電圧を印加した場合の電流−使用周波数特性を示す線図であり、周波数ｆ０が共振周波数である。実際のインバータ動作においてはこの周波数ｆ０より高い周波数範囲ｆ１〜ｆ３の電流−周波数曲線特性Ｉ１（実線部）を使用している。

すなわち、共振周波数ｆ０の時が電流Ｉ１は最大で周波数範囲がｆ１〜ｆ３へと高くなるにしたがって電流Ｉ１は減少する。なぜならｆ１〜ｆ３の間で低周波になるほど共振周波数に近づくためリーケージトランスの二次側に流れる電流が大きくなり、逆に高周波になると共振周波数から遠ざかるためリーケージトランスの二次側電流が小さくなるからである。非線形負荷であるマグネトロンを駆動するインバータ電源においてはこの周波数を変えることにより所望の出力を得ている。例えば２００Ｗ出力で使用する場合はｆ３近傍に、６００Ｗ出力の場合はｆ２近傍、１２００Ｗ出力の場合はｆ１近傍という具合にＬＣ電源では不可能なリニアな連続出力を得ることができる。

また、交流の商用電源を使用しているため電源位相の０°、１８０°付近では高電圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、この区間ではインバータ動作周波数として共振電流が大きくなるｆ１近傍に設定する。これにより商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高め、電波を発する導通角が広げられる。その結果、電源位相ごとのインバータ動作周波数を変えることで、より基本波成分の多い、高調波成分の少ない電流波形を実現できる。すなわち、周波数変調制御の良し悪しが電源高調波性能を左右する。
特開２００４−６３８４号公報特開２０００−５８２５２号公報

しかしながら、上記のような構成では下記の課題があった。

すなわち、インバータ回路を構成する主要部品（リーケージトランスや共振コンデンサ）の定数バラツキ（結合係数や容量値）や制御ＩＣ部の電源Ｖｃｃを作成するツェナーダイオードのバラツキ（ツェナー電圧）により基本となるインバータ共振回路や周波数変調波形自体のバラツキが発生し、これに起因してインバータ動作周波数も変化し、その組み合わせバラツキ度合い如何によっては電源高調波性能を満たせない高調波成分を多く含んだ電流波形となっていた。

本発明の高周波加熱装置は上記課題を解決するために、商用電源と、該商用電源の電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとを有する直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの一次巻線とコンデンサとが接続された共振回路と、２個の前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記リーケージトランスの二次巻線に接続された全波倍電圧整流回路と、前記リーケージトランスの三次巻線と前記全波倍電圧整流回路とに接続されたマグネトロンと、を備えた高周波加熱装置であって、前記リーケージトランスの二次巻線で発生した交流高電圧出力は、前記全波倍電圧整流回路で直流の高電圧に変換されて前記マグネトロンのアノード−カソード間に印加され、前記リーケージトランスの三次巻線は、前記マグネトロンのカソードに電流を供給し、前記直列回路は、前記直流電源に並列に接続され、前記共振回路は、一端が前記直列回路の中点に、他端が前記直流電源の一端に接続されると共に、コンデンサを並列に接続し、前記駆動回路は、前記商用電源を整流した信号に応じて周波数変調波形を生成する周波数変調作成回路と、周波数可変の三角波信号を出力する発振回路と、前記発振回路の出力に基づいて前記２個の半導体スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路とを備え、前記発振回路は、直列接続される複数の抵抗を有し、前記複数の抵抗は、前記周波数変調作成回路の出力電圧信号に応じて、その中点における並列合成抵抗によって、電源位相の０°〜９０°の動作周波数が極力広がるような値を有し、かつ、前記周波数変調回路は、入力信号の振幅の、上限を制限する上限クランプおよび下限を制限する下限クランプを有し、前記上限クランプの上限および前記下限クランプの下限によって、前記スイッチング素子のスイッチングにより発生する高調波成分や、インバータ回路を構成する主要部品の定数バラツキにより発生する高調波成分が抑制したものである。すなわち、周波数変調波形を構成するためのパラメータを多く設けて且つ半導体スイッチング素子の駆動信号を与えるための発振部で作成される所定周波数の矩形波発生を容易に変えられる構成とした。

上記のような構成において本発明は、インバータ回路を構成する主要部品の定数バラツキや駆動用制御ＩＣ部の電源Ｖｃｃバラツキ等種々のバラツキを吸収した周波数変調波形を形成することができ、いかなる組み合わせ条件においても電源高調波性能を満たし、その規格値に対する余裕度の向上が期待できる。

本発明の高周波加熱装置によれば、商用電源の各位相でのインバータ動作周波数が可変で且つ０°〜９０°での動作周波数差を大きくすることにより高調波成分の少ない電流波形を実現できる。また前記インバータ動作周波数を決定する周波数変調波形形状においては上限クランプ、下限クランプ、最低周波数に相当する下限値を設けることにより自由度の高い周波数変調波形形状の形成が実現でき、高周波加熱装置を構成する主要部品定数の必然的なバラツキをも吸収し得る周波数変調波形の構築も容易である。

第１の発明は、商用電源と、該商用電源の電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとを有する直流電源と、２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの一次巻線とコンデンサとが接続された共振回路と、２個の前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記リーケージトランスの二次巻線に接続された全波倍電圧整流回路と、前記リーケージトランスの三次巻線と前記全波倍電圧整流回路とに接続されたマグネトロンと、を備えた高周波加熱装置であって、前記リーケージトランスの二次巻線で発生した交流高電圧出力は、前記全波倍電圧整流回路で直流の高電圧に変換されて前記マグネトロンのアノード−カソード間に印加され、前記リーケージトランスの三次巻線は、前記マグネトロンのカソードに電流を供給し、前記直列回路は、前記直流電源に並列に接続され、前記共振回路は、一端が前記直列回路の中点に、他端が前記直流電源の一端に接続されると共に、コンデンサを並列に接続し、前記駆動回路は、前記商用電源を整流した信号に応じて周波数変調波形を生成する周波数変調作成回路と、周波数可変の三角波信号を出力する発振回路と、前記発振回路の出力に基づいて前記２個の半導体スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路とを備え、前記発振回路は、直列接続される複数の抵抗を有し、前記複数の抵抗は、前記周波数変調作成回路の出力電圧信号に応じて、その中点における並列合成抵抗によって、電源位相の０°〜９０°の動作周波数が極力広がるような値を有し、かつ、前記周波数変調回路は、入力信号の振幅の、上限を制限する上限クランプおよび下限を制限する下限クランプを有し、前記上限クランプの上限および前記下限クランプの下限によって、前記スイッチング素子のスイッチングにより発生する高調波成分や、インバータ回路を構成する主要部品の定数バラツキにより発生する高調波成分が抑制したものである。

この構成により、前記高周波スイッチング動作の周波数を決定する発振回路の出力信号の周波数が、複数の抵抗を接続する端子からみた発振回路全体の並列合成抵抗値にて容易に変えることができる。

第２の発明は、第１の発明において、前記上限クランプと前記下限クランプとの電圧差は極力小さく、周波数変調波形の形状は平らに近いことを特徴とする。

第３の発明は、第１の発明において、前記周波数変調作成回路は、前記下限クランプにより、前記商用電源を整流した信号に基づいた信号に対して、最低周波数制限に相当する下限値を設けて出力することを特徴とする。

上記の構成により、インバータ回路を構成する主要部品の定数バラツキや駆動用制御ＩＣ部の電源（Ｖｃｃ）バラツキ等種々のバラツキが含まれた条件においても、これらを吸収した周波数変調波形を形成することが容易にできる。そして、いかなる組み合わせ条件においても電源高調波性能を満足し、その規格値に対する余裕度の向上が期待できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明に係わるマグネトロン駆動用のインバータ回路を示している。直流電源１、リーケージトランス２、第一の半導体スイッチング素子３、第二の半導体スイッチング素子４、第一のコンデンサ５、第二のコンデンサ６、第三のコンデンサ７、駆動用制御ＩＣ部１４、全波倍電圧整流回路１１およびマグネトロン１２とで主回路が構成されている。主回路の構成は図１２と同じであるので、重複説明は省略する。

半導体スイッチング素子３、４を駆動するための駆動用制御ＩＣ部１４ではまず商用電源電圧を基に抵抗分割した波形を用いて周波数変調作成回路１５で周波数変調波形を形成する。また周波数変調作成回路１５では先に述べたように所望の入力（２００Ｗとか６００Ｗ）になるように一定制御する入力一定制御回路１９からの信号を受けながらフィードバック制御が行われている。

次に周波数変調作成回路１５より得た信号をもとに発振回路１６にて実際の動作周波数が決定されデッドタイム作成回路１７にて所望のデッドタイムが決定され最終的にはスイッチング素子駆動回路１８にて作成される矩形波が第一の半導体スイッチング素子３および第二の半導体スイッチング素子４のゲートに与えられる。

図２は発振回路１６の詳細な回路である。コンバレータ１６４、１６５の出力はＳＲフ
リップフロップ１６６のＳ端子とＲ端子に入れられる。ＳＲフリップフロップ１６６の非Ｑ端子の出力でコンデンサ１６３への充放電回路が形成されており、非Ｑ端子がＨｉの時Ｉ１６にて充電されコンデンサ１６３の電位が上昇する。このコンデンサ１６３の電位がスイッチング素子駆動回路１８へ出力される。これに伴ってコンパレータ１６４の（＋）端子の電位が上昇して（−）端子のＶ１を超えた時出力ＨｉがＳ端子に加えられる。その後ＳＲフリップフロップ１６６の非Ｑ端子がＬｏとなりコンデンサ１６３の電位が降下（放電）していく。そしてコンパレータ１６５の（−）端子の電位が降下して（＋）の電位Ｖ２以下になった時、出力ＨｉがＲ端子に加えられる。その後ＳＲフリップフロップ１６６の非Ｑ端子が再びＨｉとなりコンデンサ１６３の電位が上昇する。これを繰り返すことにより三角波がスイッチング素子駆動回路１８へ搬送される。

当然周波数変調作成回路１５からの信号を基に図２のＭＯＤ端子における、抵抗１６１、１６２を含む発振回路全体の並列合成抵抗にてコンデンサ１６３への充電電流Ｉ１６は決定される。すなわちこのＩ１６の大きさで三角波の勾配、つまりインバータ動作周波数が決定される。図３は抵抗１６１と１６２の設定による周波数変調作成回路１５からの出力とインバータ動作周波数の関係を示すグラフである。図３に示す通り並列合成抵抗値が小さければ小さい程周波数変調作成回路１５の出力変化に対する勾配は急となり、逆に大きければ大きい程勾配は緩やかとなる。すなわち抵抗１６１と１６２の設定次第で容易に周波数変調作成回路１５出力のインバータ動作周波数を調節でき、また高調波発生抑制のためには電源位相の０°〜９０°の動作周波数を極力広げることが重要である。

（実施の形態２）
図４は図１で示した周波数変調作成回路１５の詳細を表す一例である。商用電源を整流した後の分圧波形を基に抵抗１５１、１５２で与えられる固定電圧にて上限は制限される。図６（ａ）はこの時の周波数変調波形を示すもので、点線で与えられる商用電源整流分圧波形を基に実線では上限が与えられていることがわかる。次に図５に示す通り上限クランプの間にダイオード１５８，１５９と抵抗１５５，１５６，１５７を介してやれば固定値ではなく抵抗１５１、１５２で与えられる基準電圧から、ある変化を持った曲線で周波数変調波形が形成できる。図６（ｂ）の実線ではこの曲線を示している。またこれら上限クランプを固定とせずに電圧変動に対して可変とするため商用電源電圧情報を基に増減を加えることも可能である。これにより各電源電圧においても、高調波成分の発生を抑制するための最適な周波数変調波形の形成が実現できる。

（実施の形態３）
図７は図１で示した周波数変調作成回路１５の詳細を表す一例である。商用電源を整流した後の分圧波形を基に抵抗１５３、１５４で与えられる固定電圧にて下限は制限される。この場合下限クランプと最低周波数制限に相当する下限値は同義となる。図９（ａ）はこの時の周波数変調波形を示すもので、点線で与えられる商用電源整流分圧波形を基に実線では下限（最低周波数に相当する下限）が与えられていることがわかる。次に図８に示す通り下限クランプの間に抵抗を介してやれば固定値ではなく抵抗１５３、１５４で与えられる基準電圧から、ある変化を持った曲線で周波数変調波形が形成できる。図９（ｂ）の実線ではこの曲線を示している。またこれら下限クランプや最低周波数制限を固定とせずに電圧変動に対して可変とするため商用電源電圧情報を基に増減を加えることも可能である。この構成により各電源電圧においても、高調波成分の発生を抑制するための最適な周波数変調波形の形成が実現できる。

（実施の形態４）
図１０は上記実施の形態２と３にて示した周波数変調波形作成回路１５における周波数変調波形形成のための手段を複合したものである。上限クランプ、下限クランプ、最低周波数制限に相当する下限値すべてを周波数変調波形形状に盛り込むことにより、図１１に
示す実線の波形が得られ、実施の形態１にて説明したインバータ動作周波数の関係から電源電圧位相の各々の点において様々な周波数変調が可能となる。当然これら変調手段を固定とせずに電圧変動に対して可変とするため商用電源電圧情報を基に増減を加えることも可能である。この構成により、各電源電圧においても、高調波成分の発生を抑制するための最適な周波数変調波形の形成が実現できる。また、これら制御因子パラメータが増えた際には田口メソッドを改良した弊社独自の科学的解決手法である品質安定化設計手法（ＱＳＤ）にて組み合わせ最適解として捉えて、よりスピーディーに電源高調波を抑制しつつ種々のバラツキに対しても変化の少ない周波数変調波形が効率良く形成できた。その際のポイントとしては上限クランプと下限クランプの差が極力小さく、周波数変調波形の形状は平らに近いものであったことも補足しておく。

以上のように、本発明にかかる高周波加熱装置は、商用電源の各位相でのインバータ動作周波数が可変で且つ０°〜９０°での動作周波数差を大きくすることにより高調波成分の少ない電流波形を実現できるので、インバータを用いた各種装置に適用できる。

本発明の実施の形態１〜４における高周波加熱装置の回路構成図本発明の実施の形態１における詳細な発振回路図本発明の実施の形態１における周波数変調出力−インバータ動作周波数特性グラフ本発明の実施の形態２における詳細な周波数変調作成回路図本発明の実施の形態２における詳細な周波数変調作成回路図本発明の実施の形態２における周波数変調波形を示す図本発明の実施の形態３における詳細な周波数変調作成回路図本発明の実施の形態３における詳細な周波数変調作成回路図本発明の実施の形態３における周波数変調波形を示す図本発明の実施の形態４における詳細な周波数変調作成回路図本発明の実施の形態４における周波数変調波形を示す図従来の高周波加熱装置の回路構成図インバータ共振回路に一定電圧を印加した場合の電流−使用周波数特性グラフ

１直流電源
２リーケージトランス
３第一の半導体スイッチング素子（スイッチング素子）
４第二の半導体スイッチング素子（スイッチング素子）
５第一のコンデンサ
６第二のコンデンサ
７第三のコンデンサ
１１全波倍電圧整流回路
１２マグネトロン
１４駆動用制御ＩＣ部
１５周波数変調作成回路
１６発振回路
１７デッドタイム作成回路
１８スイッチング素子駆動回路
１９入力一定制御回路
１５５、１５６、１５７抵抗
１５８、１５９ダイオード
１６１、１６２抵抗（直列抵抗）

Claims

商用電源と、該商用電源の電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとを有する直流電源と、
２個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、
リーケージトランスの一次巻線とコンデンサとが接続された共振回路と、
２個の前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記リーケージトランスの二次巻線に接続された全波倍電圧整流回路と、
前記リーケージトランスの三次巻線と前記全波倍電圧整流回路とに接続されたマグネトロンと、
を備えた高周波加熱装置であって、
前記リーケージトランスの二次巻線で発生した交流高電圧出力は、前記全波倍電圧整流回路で直流の高電圧に変換されて前記マグネトロンのアノード−カソード間に印加され、
前記リーケージトランスの三次巻線は、前記マグネトロンのカソードに電流を供給し、
前記直列回路は、前記直流電源に並列に接続され、
前記共振回路は、一端が前記直列回路の中点に、他端が前記直流電源の一端に接続されると共に、コンデンサを並列に接続し、
前記駆動回路は、前記商用電源を整流した信号に応じて周波数変調波形を生成する周波数変調作成回路と、周波数可変の三角波信号を出力する発振回路と、前記発振回路の出力に基づいて前記２個の半導体スイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動回路とを備え、
前記発振回路は、直列接続される複数の抵抗を有し、
前記複数の抵抗は、前記周波数変調作成回路の出力電圧信号に応じて、その中点における並列合成抵抗によって、電源位相の０°〜９０°の動作周波数が極力広がるような値を有し、
かつ、前記周波数変調回路は、入力信号の振幅の、上限を制限する上限クランプおよび下限を制限する下限クランプを有し、
前記上限クランプの上限および前記下限クランプの下限によって、前記スイッチング素子のスイッチングにより発生する高調波成分や、インバータ回路を構成する主要部品の定数バラツキにより発生する高調波成分が抑制した高周波加熱装置。
前記上限クランプと前記下限クランプとの電圧差は極力小さく、周波数変調波形の形状は平らに近いことを特徴とした請求項１記載の高周波加熱装置。
前記周波数変調作成回路は、前記下限クランプにより、前記商用電源を整流した信号に基づいた信号に対して、最低周波数制限に相当する下限値を設けて出力する請求項１に記載の高周波加熱装置。